CN102255865A

CN102255865A - 基于帧头部序列的正交频分复用超宽带系统信道估计方法

Info

Publication number: CN102255865A
Application number: CN2011102587844A
Authority: CN
Inventors: 蒋良成; 宋建永; 杜永强; 王捷; 徐仲宁; 陈佰儒; 徐铭; 李进学; 许斌
Original assignee: Jiangsu Dong Da Communication Skill Co Ltd; Southeast University
Current assignee: Jiangsu Dong Da Communication Skill Co Ltd; Southeast University
Priority date: 2011-09-02
Filing date: 2011-09-02
Publication date: 2011-11-23
Anticipated expiration: 2031-09-02
Also published as: CN102255865B

Abstract

本发明充分利用了帧头部序列低速可靠的传输特点，并在恢复帧头部序列的过程中进行了同相位补偿，从而去除了剩余载波频偏和定时偏差的所造成相位旋转的部分影响，与此同时利用基于信道估计序列的信道系数的估计值对帧头部序列进行最大比相干接收，提高解调解码的性能，然后利用其解调解码后的比特恢复出发送端的帧头部序列，将恢复出来的帧头部序列当作已知的发送端的帧头部，从而进行基于帧头部序列的信道估计，对估计出来的信道系数进行求平均，较大程度上降低了噪声对所估计出来的信道系数的影响，更加利于正交频分复用超宽带系统多径密集的信道环境，提高信道估计系数的准确性和可靠性，从而降低系统的误比特率、提高系统的整体性能。

Description

基于帧头部序列的正交频分复用超宽带系统信道估计方法

技术领域

本发明属于短距离无线通信技术领域，具体涉及一种正交频分复用超宽带通信系统的信道估计方法。

背景技术

超宽带（UWB）技术是一种新兴的，目前受到广泛关注的无线通信技术，由于其在短距离内具有传输速率高、系统容量大、抗多径能力强、功耗低、成本低、功率谱密度低和频谱共存等特点，因此被视作短距离、高速无线连接最具开发潜力的传输技术，并具有广阔的应用前景。正交频分复用超宽带（OFDM-UWB，Orthogonal Frequency Division Multiplexing-Ultra Wideband）是超宽带系统载波调制方案中的一种，它基于正交频分复用（OFDM）技术，兼容了正交频分复用技术的许多优点。信道估计作为接收机最重要的组成部分之一，其估计结果的准确性和可靠性将影响接收机的整体性能。因此，信道估计已经成为正交频分复用超宽带系统设计的关键问题。

正交频分复用超宽带系统的信道估计是基于信道估计序列（CES）和帧头部（Header）序列的，在具体实现上包括频偏补偿、精同步和信道估计三部分，其中频偏补偿是利用估计出的频偏对时域数据进行补偿，精同步是在粗同步的基础上利用专利申请号为201010295043.9的系统同步方法进一步确定第一径和主径所在的位置，而信道估计部分则包括基于信道估计序列的信道估计和基于帧头部序列的信道估计两部分。

目前，针对正交频分复用超宽带系统，传统的信道估计算法只是基于信道估计序列的，由于信道估计序列的个数有限而且正交频分复用超宽带系统的信道是典型的密集多径环境，其估计性能可能变差，因此为了进一步提高信道估计的准确性和可靠性，本发明提出了利用帧头部序列进一步进行信道估计的方法。

发明内容

技术问题：本发明针对现有信道估计方法存在的不足，提供一种进一步改善信道估计性能，使其更具有准确性和鲁棒性的基于帧头部序列的正交频分复用超宽带系统信道估计方法。

技术方案：本发明的基于帧头部序列的正交频分复用超宽带系统信道估计方法，包括以下步骤：

1）接收机同步模块从接收机数据中的同步序列中估计接收端帧数据的同步位置和频偏；

2）信道估计模块利用步骤1）中估计的同步位置提取接收端信道估计序列，并利用步骤1）中估计的频偏对所述接收端信道估计序列进行频偏补偿操作，得到频偏补偿后的接收端信道估计序列；

3）对步骤2）中得到的频偏补偿后的接收端信道估计序列进行精同步操作，再次得到接收端帧数据的同步位置；

4）由步骤3）中得到的接收端帧数据的同步位置再次提取频偏补偿后的接收端信道估计序列；由步骤3）中得到的接收端帧数据的同步位置提取接收端帧数据中的帧头部和负载；

5）利用步骤1）中估计的频偏对步骤4）得到的接收端帧数据中的帧头部和负载进行频偏补偿操作，得到频偏补偿后的接收端的帧头部和负载；

6）对步骤4）提取的频偏补偿后的接收端信道估计序列累加求和取平均值，对所述平均值进行快速傅里叶变换，得到所述平均值相应的频域值；

7）利用频域值对物理层会聚协议ECMA368中规定的发送端信道估计序列进行最小二乘法信道估计，得到基于信道估计序列的信道系数估计值；

8）信道估计模块对步骤5）中得到的频偏补偿后的接收端的帧头部依次进行均衡、采样定时偏差补偿和解映射操作，解映射后的数据通过维特比解码器解码，解码后的比特再进行编码调制，从而恢复出发送端的帧头部；

9）利用频偏补偿后的接收端的帧头部对恢复出的发送端的帧头部进行最小二乘法信道估计，得到信道系数估计值，对此信道系数估计值累加求和取平均值，得到基于帧头部序列的信道系数估计值。

本方法的步骤8）中，对采样定时偏差补偿之后的接收端的帧头部所包含的各个符号中的导频序列进行同相位估计，然后对各个符号中的数据部分进行同相位补偿，之后再进行解映射和维特比解码。

本方法的步骤8）中，所述均衡是根据最大比合并准则利用步骤4）中基于信道估计序列的信道系数的估计值对步骤5）中得到的频偏补偿后的接收端的帧头部进行处理。

有益效果：本发明的方法与以往的信道估计方法相比，充分利用了帧头部序列低速可靠的传输特点，并在恢复帧头部序列的过程中进行了同相位补偿，从而去除了剩余载波频偏和定时偏差的所造成相位旋转的部分影响，与此同时利用基于信道估计序列的信道系数的估计值对帧头部序列进行最大比相干接收，提高解调解码的性能，然后利用其解调解码后的比特恢复出发送端的帧头部序列，将恢复出来的帧头部序列当作已知的发送端的帧头部，从而进行基于帧头部序列的信道估计，即相当于额外增加信道估计序列的长度，对估计出来的信道系数进行求平均，较大程度上降低了噪声对所估计出来的信道系数的影响，更加利于正交频分复用超宽带系统多径密集的信道环境，提高信道估计系数的准确性和可靠性，从而降低系统的误比特率、提高系统的整体性能。

附图说明

图1 为ECMA368协议中规定的正交频分复用超宽带系统物理帧结构，图中箭头表示前导符由同步序列和信道估计序列两部分组成；

图2为基于帧头部序列的正交频分复用超宽带系统信道估计整体实现流程图，图中箭头表示操作顺序；

图3为基于帧头部序列的正交频分复用超宽带系统信道估计算法中的同相位补偿操作流程图，图中箭头表示操作顺序；

图4为基于帧头部序列的正交频分复用超宽带系统信道估计算法中的均衡操作流程图，图中箭头表示操作顺序；

图5基于帧头部序列的正交频分复用超宽带系统信道估计算法中的编码调制处理框图，图中箭头表示操作顺序。

具体实施方式

本发明的基于帧头部序列的正交频分复用超宽带系统信道估计方法，包括以下步骤：

下面结合附图，对本方明方法的具体过程做进一步详细说明：

物理层会聚协议ECMA368（Physical Layer Convergence Protocol，PLCP）子层数据帧格式，如图1所示，其中协议中的帧结构包括前导符、帧头部和负载三部分，而前导符包括同步序列和信道估计序列两部分，其中信道估计序列长度为6个符号，帧头部序列长度为16个符号，每个符号长度为160点。

时域上信道估计序列，由信道估计码序列（行向量）CS=(+1,+1,+1,+1,+1,+1)与NFFT (128)点帧同步基本符号（行向量）v={v_k}(k=0,1,…, NFFT-1)通过Kronnecker运算，然后加上32点0前缀扩展产生。

在系统接收端，同步模块利用接收端帧数据中的同步序列估计同步位置和频偏，然后传送给信道估计模块。

信道估计模块在此基础上开始工作，具体过程如下：

A、频偏补偿阶段。由于发送频率和接收频率有差别，因此需利用同步模块估计出的频偏进行补偿，即rc(t)=r(t)e^-j2πΔft, t表示时间，Δf=fr-ft，fr为接收载波中心频率，ft为发送载波中心频率，r(t)为接收符号，rc(t)频偏补偿后的符号。

B、精同步阶段。精同步数据为步骤A中频偏补偿过的数据，然后进行精同步操作，确定数据起始点的准确位置以及估计出信道多径个数L。

C、信道估计序列信道估计阶段。经过步骤A和步骤B后，取出6个符号长度的信道估计序列，进行求平均值，即c(k)= (Σrc(k)^ces)/6,k=0,1,…,159，rc(k)^ces 为接收端频偏补偿后的信道估计序列，c(k)为平均后的接收端的信道估计符号，然后进行重叠相加操作，得到128点的数据，即当k<=L,c’(k)=c(k)+c(k+128);当L<k<128,c’(k)=c(k),L为信道多径个数，k为单个符号中的子载波标号，接着进行128点的傅里叶变换操作，最后进行最小二乘信道估计，即CH(k)=C(k)/ct(k),k=0,1,…,127，C(k)为频域接收端的信道估计符号，ct(k)为发送端信道估计符号，CH(k)为信道系数的估计值。

D、帧头部序列信道估计阶段。经过步骤A和步骤B后，取出16个符号长度的帧头部序列，分别进行重叠相加操作和傅里叶变换操作，并进行最大比合并处理，频域帧头部数据首先经过采样偏差补偿，然后通过各个符号中的导频序列进行同相位估计并对数据部分进行补偿，接着进行解映射解码，解码后的比特通过如图4所示的编码调制框图恢复出发送的帧头部符号，最后进行最小二乘法信道估计并求其平均值。

所述步骤D的具体实现如下：

a1、均衡。首先进行重叠相加操作，即：

当k<=L,h’(n,k)=h(n,k)+h(n,k+128),n=0,1,…,15;

当L<k<128,h’(n,k)=h(n,k),n=0,1,…,15,

h(n,k)时域接收端帧头部符号,h’(n,k)为重叠相加后的帧头部符号，n为帧头部符号标号，k为单个符号中的子载波标号，L为信道多径长度，然后进行128点的傅里叶变换操作，接着利用信道估计序列估计出来的信道系数进行最大比合并处理，即H’(n,k)=H(n,k)*CH(k)^*,k=0,1,…,127, CH(k)^*为CH(k)的共轭操作，H(n,k)为频域帧头部序列，H’(n,k)为最大比合并后的帧头部序列，n为帧头部符号标号，k为单个符号中的子载波标号。

a2、对步骤a1的结果H’(n,k)进行采样定时偏差补偿和同相位补偿，如下：

均衡后的频域的16个符号的帧头部数据，进行采样定时偏差补偿，即Hc(n,k)=H’(n,k)e^{-j2π(n*N+k)Δε},N=160，N为单个符号包含的采样点总数，Δε为估计的晶振误差，Hc(n,k)为采样定时补偿后的帧头部序列，n为帧头部符号标号，k为单个符号中的子载波标号，接着利用符号中导频载波信号估计出的同相位，对数据载波进行补偿，即

Hc’(n,k)^data=Hc(n,k)^data*conj(Hc(n,k)^pilot)/abs(Hc(n,k)^pilot)，

Hc(n,k)^data 为数据载波部分，Hc(n,k)^pilot 为导频子载波部分，Hc’(n,k)^data为同相位补偿后的帧头部序列数据部分,conj为共轭操作，abs为取模操作，n为帧头部符号标号，k为单个符号中的子载波标号。

a3、对步骤a2结果进行解映射解码，即根据帧头部部分的标准，首先去除频域扩展和时域扩展的影响，即

当Ntsf=2,HC=0.5*(Hc’(n,k)^data(1:2:end,:)+Hc’(n,k)^data(2:2:end,end:-1:1));

当Nfsf=2,HC(:,1:54)=0.5*(Hc’(n,k)^data(:,1:54)+Hc’(n,k)^data(:,54+(1:54)))，

Ntsf为时域扩展因子，Nfsf为频域扩展因子，HC为去除时域扩展和频域扩展后的帧头部序列，n为帧头部符号标号，k为单个符号中的子载波标号。

接着进行解映射、解交织和解码操作，即：

帧头部的映射方式为BPSK,相应的解映射过程如下：

Sig(1,:)=real(HC(1:2:end));sig(2,:)=imag(HC(2:2:end))，real为取实部符号操作，imag为取虚部操作，sig(1,:)和sig(2,:)为解映射后的数据。

其编码方式为编码速率为1/3、生成多项式为g0=133，g1=165,g2=171(八进制数表示)的卷积码，可利用Matlab中维特比解码函数进行解码，得到帧头部的发送比特。

a4、步骤a3中解码后的比特经过图5所示的编码调制原理框图，恢复出发送的帧头部序列，具体操作如下：

填充：首先进行比特填充，得到完整的帧头部比特。

信息加扰：加扰处理为信息比特和伪随机二进制序列序列比特的模2加，其使用伪随机二进制序列(PRBS)对除物理头比特外的104比特进行加扰，其伪随机二进制序列生成多项式为g(x)=1+x¹⁴+x¹⁵，起始状态为(s1,s0,1,1,1,1,1,1,1,1,1,1,1,1,1), s1,s0为帧头部包含的扰码信息比特。

卷积编码：使用编码速率为1/3、生成多项式为g0=133，g1=165,g2=171(八进制数表示)的卷积码，编码器的初始状态为零。

交织：输入串行码比特，将每个符号中包含的编码比特(Ncbps)进行交织。把每个符号中包含的编码比特排列成Nrow*Ncol矩阵，数据按列序从上到下、从左到右写入，Nrow=18，Ncol=Ncbps/Nrow。然后，进行行间置换。记i=0,1,…,Nrow-1为置换后的行序，i行对应于置换前的p(i)行。置换关系为{p(i),i=0,1,…,17}={1,17,9,5,13,3,11,7,15,0,16,8,4,12,2,10,6,14}。

最后按行序从左到右、从上到下读出。

映射：BPSK映射，每个比特影射为一个复符号，0->(+1,+1);1->(-1,-1)；归一化因子为1/1.414。

Pilot数据：Npilot=12个Pilot数据为e^jπx/4,n=0,1,…,Npilot-1，其中，x={+1,-1,-1,+1,-1,-1,-1,-1,+1,-1,-1,+1}。

子载波分配：Npilot个导频子载波序号n=0,1,…,Npilot-1称为逻辑pilot子载波集，对应于使用的物理子载波序号集为：-55+10*n, n=0,1,…,Npilot-1，对应于FFT子载波序号集：{k:k=(-55+10*n)} mod Nfft, n=0,1,…,Npilot-1,mod为取余操作，Nfft=128。Ndata个数据子载波序号n=0,1,…,Ndata-1称为逻辑数据子载波，对应于使用的物理子载波序号为：集合{-60,-59,…,-1,1,2,…,60}和物理pilot子载波的差集（从最小负子载波递增到正的最大子载波，中间跳过pilot子载波），记为Sdata，对应于FFT子载波集为：{Sdata mod Nfft}，mod为取余操作。

a5、根据步骤a4恢复出来的发送的Header符号进行信道估计，即：

CH’(n,k)=Hc(n,k)/Ht(n,k),n=0,1,…,15,k=0,1,…,127，Hc(n,k)为接收端采样定时补偿后的帧头部序列，Ht(n,k),为恢复出来的发送端的帧头部序列，CH’(n,k)为基于头部序列的信道系数的估计值然后进行平均处理，得到信道估计系数。

Ch(k)=mean(CH’(n,k)),k=0,1,…,127,mean为求平均值操作，Ch为最终信道系数的估计值。

帧头部序列包含重要的信息比特，其传输速率低、可靠性高，若解码后出现错误，则无需再进行信道估计，此帧的数据全部丢弃，接着进行下一帧数据的接收。以上内容是结合具体优选实施方式对本发明所做的进一步详细说明，不能认定本发明的具体实施只局限于这些说明。对于本发明所属技术领域的普通技术人员而言，在不脱离本发明构思的前提下，还可以作出若干推演或替换，都应当视为属于本发明的保护范围。

Claims

1. 一种基于帧头部序列的正交频分复用超宽带系统信道估计方法，其特征在于，该方法包括以下步骤：

2.根据权利要求1所述的基于帧头部序列的正交频分复用超宽带系统信道估计方法，其特征在于，步骤8）中，对采样定时偏差补偿之后的接收端的帧头部所包含的各个符号中的导频序列进行同相位估计，然后对所述各个符号中的数据部分进行同相位补偿，之后再进行解映射和维特比解码。

3. 根据权利要求1所述的基于帧头部序列的正交频分复用超宽带系统信道估计方法，其特征在于，步骤8）中，所述均衡是根据最大比合并准则利用步骤4）中基于信道估计序列的信道系数的估计值对步骤5）中得到的频偏补偿后的接收端的帧头部进行处理。