CN104243370B

CN104243370B - 一种应用在多天线系统的时域信道估计方法

Info

Publication number: CN104243370B
Application number: CN201410440808.1A
Authority: CN
Inventors: 王颖; 汪永明; 周卫华; 李晓娜; 王中方; 张新科
Original assignee: Institute of Information Engineering of CAS
Current assignee: Institute of Information Engineering of CAS
Priority date: 2014-09-01
Filing date: 2014-09-01
Publication date: 2017-06-30
Anticipated expiration: 2034-09-01
Also published as: CN104243370A

Abstract

本发明公开了一种应用在多天线系统的时域信道估计方法。本方法为：1)发送端生成频域符号和多组导频序列；每一发射天线对应一组不同的导频序列；2)检测频域符号与导频信号存在干扰的子载波位置，将该位置的符号周期扩展一倍，将频域符号在扩展的符号周期内进行正交重叠；3)生成时域OFDM符号，与导频序列叠加；4)发送端将基带信号上变频并馈送至发射天线端口；不同发射天线发射的导频序列相互正交；5)接收机接收空口数据并下变频处理后，补齐信号过信道后的波形，对相邻两OFDM符号长度内的数据叠加并作算术平均；6)线性相关器进行信道估计，得到时域信道冲击响应。本发明大大提高了频谱资源利用率，降低了系统时频资源开销。

Description

一种应用在多天线系统的时域信道估计方法

技术领域

本发明涉及数字通信技术领域，特别是涉及一种应用在多天线OFDM系统中的时间域信道估计方法。

背景技术

通常，频域信道估计在多天线OFDM系统里的应用更广泛。通过在频域子信道上插入导频，在接收端可以估计出单抽头的信道频率响应。常用的频域方法中，最小二乘(LS)估计器的估计精度很差，但计算简单；线性最小均方误差(LMMSE)估计器(即维纳滤波)能实现最优估计，但计算复杂度很高，在估计过程中需要额外的信息，如子载波与信噪比的协方差矩阵等，以及大量的矩阵求逆运算。

LMMSE估计对一个子载波的信道响应，需要O(Ns³)量级的计算复杂度，Ns表示频域符号的长度。用于实际通信系统的算法，大多是对LMMSE算法的简化，其简化算法至少需要O(L_h ³)量级的计算量，L_h表示信道响应长度，即码片中的多径长度。在不采用维纳滤波时，一般使用的是低通插值技术，如：线性插值，高斯插值，高阶多项式插值，时频二维插值等。这些方法比维纳滤波复杂度低，但都存在着一定的计算复杂度，且有性能损失。

随着对更大系统带宽的需求，OFDM系统的子载波数增加，LMMSE估计方法及其简化算法的复杂度进一步增加。除了上述信道估计复杂度问题，如何控制多天线系统的导频开销也是系统设计中的一个难题。

单天线系统中，不同信道上发射相互正交的导频，来保证导频间无干扰。然而，当引入多天线技术，OFDM系统的导频设计面临较大挑战，因为不同天线的信号一般使用相同的时频资源，其导频需要一定的正交化设计，才能保证相互间无干扰。以时分方式的正交化设计为例，为保证无干扰，一般地，在某一天线发射导频信号时，其他天线不能发射业务信号，导频开销随天线数量成倍增长。

实际的多天线系统中，采取特殊的设计能够降低导频开销，但是不可避免的要牺牲信道估计精度或复杂度。另一方面，小区之间干扰问题影响了系统的信道估计性能，以LTE系统为例，将相邻小区的梳状导频在频域错开，同时结合导频功率增强来提高估计性能，这种方法能够规避导频之间的干扰，但相邻小区的业务信号与本小区导频之间的干扰不可避免。

发明内容

为了克服上述现有技术的不足，本发明提供了一种新型的时域信道估计方法。本发明所采用的技术方案，其特征在于：频域干扰抵消预处理；在待发送时域OFDM符号中叠加参考信号/导频序列；上变频后馈送到天线端口；接收机接收空口数据(即发射机发送的信号，包含业务信号和导频信号；业务信号即时域OFDM符号)并下变频处理；基带信号送入干扰抵消模块处理；采用线性相关器估计信道抽头，即得到时域CIR；将时域响应转换成频域响应，用于数据解调。具体来说包括：

(1)业务信号与导频序列之间的干扰，可通过在发送端对存在干扰的子载波位置，不承载业务信号的方法来避开干扰，比如将导频与业务信号放在不同的时频位置上，二者在时频上分离开，LTE中采用该方法；或者将导频与业务信号在时间上分离，一段放导频，一段放业务信号，比如3G中采用该方法。但是这些方法不可避免的会造成频谱效率的损失。本发明提出的方案，时间域上业务信号与导频序列是相互独立的，二者的频域干扰主要通过干扰抵消规避，通过在相邻两个OFDM符号周期内(即OFDM符号周期长度扩展一倍)，对存在干扰的子载波上进行OFDM符号的正交重叠传输，相邻的两个符号长度上，OFDM符号按位取反发送，并在接收端干扰抵消，可节约前述方法50％的谱效率损失。

(2)多天线场景下，可根据天线数量，灵活设计相互正交的导频序列，导频序列的个数由天线个数决定，二者数值相等。导频信号与业务信号间相互独立，多个天线上的导频信号相互正交，多个天线的导频信号能够与业务信号同时发射，从而降低系统时频资源开销。对于支持N个天线发射的下行链路，依据所述方法，只需构造N组导频序列即可满足要求。多组导频序列的产生，可通过对一组基本的互补码组，经过克罗尼克积计算得到。互补码包含分量码C码和分量码S码，C码和S码的构成类似，以长度为N的C码为例，构成过程如式(1)所示。

采用上述互补码设计导频序列，其自相关特性(ACF)和互相关特性(CCF)，在一定约束下是理想的，其CCF在所有时间移位处均为零，ACF除了原点外其余时间移位均为零。导频序列和时域业务信号叠加在一起传输，接收机利用导频序列的相关特性，对接收基带信号进行线性相关运算，来获得CIR的时域抽头，其复杂度与LS算法的计算复杂度处于同一量级。通过对信道响应长度信息的利用，其估计性能具有渐近最优性。

C₀＝[+1，+1]C₀'＝[-1,+1]

式(1)

其中，n＝log₂(N)。

本发明的方法为：

(1)信源数据经过复信号生成器，生成频域符号，同时生成导频序列；

(2)对频域符号进行干扰抵消预处理；

(3)将经过OFDM调制后的时域OFDM符号，与(1)所述导频序列叠加传输；

(4)对基带信号上变频并馈送至发射天线端口；

(5)接收机接收空口数据并下变频处理；

(6)基带信号送入干扰抵消模块处理；

(7)采用线性相关器估计信道抽头，即得到时域信道冲击响应时域信道响应转换成频域响应用于数据解调。

所述(1)中，导频序列与OFDM符号具有相同的时域宽度、循环前缀长度及传输结构，二者叠加传输，导频序列的长度等于2个或偶数个OFDM符号长度。

所述(1)中，导频序列由二元互补码构成，其包含两个长度相同的分量码C码和S码。其中互补码可以是格雷互补码，或者正交互补码，或者完备互补码。

所述(2)中，发射端预处理，对业务数据与导频序列存在干扰的子载波位置，通过在相邻两个OFDM符号周期内发送正负极性相反的业务数据，即对第1个OFDM符号上数据按位取反，放置在相邻的第2个OFDM符号上。

所述(3)中，每个OFDM符号叠加的导频序列采用周期重复的结构。通过引入导频序列的时域周期性，其频域满足梳状分布，导频占据的子载波各自分离且等间距，是频域估计方法的最佳导频图样。

所述(6)中，接收端干扰抵消处理，通过类似码长为2的Walsh码接收合并的原理，将相邻2个OFDM符号长度内的数据叠加并作算术平均，消除导频与业务数据间的干扰。

所述(7)中，在接收端的任意天线，通过移位相关运算，实现对任意发射天线到该接收天线的信道冲击响应估计。

所述(7)中，线性相关运算的次数，等于信道响应长度L_h，即码片中的多径长度信息。

对于蜂窝网络，通过类似小区频率复用的码字复用方式，使得相邻小区间的导频序列实现正交化。

存在干扰的子载波的集合为{f_k·Lm}，其中，表示向下取整，Nc表示子载波个数，Lm表示互补码分量码C码或S码的重复次数。

导频序列的分量码周期重复的次数为：Lm＝Nc/Lp，Nc表示子载波数目，Lp表示导频序列的长度。从工程角度，Nc和Lp的选择满足2的幂次方。

彼此正交的导频序列从不同的天线端口发射，接收端接收特定天线馈送的数据，其他发送天线上的信号(包含导频和数据)被视为干扰。

信道响应长度L_h可通过L_h＝Td/Tc计算得到，其中，Td是衰落信道的最大时延扩展，Tc是采样间隔，表示向上取整。

为重构完整的信号，接收的OFDM符号的尾部需添加L个样值，这些样值取自接收到的OFDM符号的首部，满足：L≥L_h＝Td/Tc。

在接收信号尾部添加L个样值，补齐波形后，进行L_h次线性相关运算。利用导频分量码C码和S码的相关特性，将对应的相邻两符号上的相关结果加在一起，即得到信道的时域冲击响应

对于确定的信道模型，最大多径时延Td是确知的；对于一般的无线信道，L_h可通过多次模拟信道传输，统计接收信号获知。

与现有技术相比，本发明的有益效果在于：

本发明能够规避业务信号与导频信号的干扰；估计性能不受天线数的影响，多个天线的导频信号能够与业务信号同时发射，从而降低系统时频资源开销；相比LS估计，能够引入大量的性能增益，相比最优的LMMSE估计，该方法能够逼近其在中高信噪比时的性能，同时避免了大量的矩阵求逆运算，不需要额外的信道信息，能够实现信道估计性能和复杂度的折中。

附图说明

图1为本发明提出的方法处理流程图；

图2为简化的系统实施框图；

图3为业务信号与导频信号的传输结构；

图4为移动车速对信道估计性能的影响；

图5为发射功率和多普勒频移对信道估计的影响；

图6为天线个数对信道估计性能的影响；

图7为数据解调后的误码率、误帧率性能；

图8为本发明提出的方法与常用频域方法的性能对比。

具体实施方式

本发明提供了一种应用在多天线系统的时域信道估计方法，为使本发明解决的问题、技术方案和优点更加清楚，下面结合附图对本发明做进一步说明。实施案例在以本发明技术方案为前提下进行实施，并给出了详细的实施方式和具体的操作过程，但本发明的保护范围不限于下述的实施例。

参见图1，概述了本发明提出的算法流程。包含步骤1：参数初始化，步骤2：生成频域符号/导频序列(模块101)，步骤3：干扰抵消预处理后叠加业务信号和导频信号(模块102)，步骤4：上变频/馈送天线，步骤5接收数据下变频后进行干扰抵消处理(模块103)，步骤5：时域信道估计(模块104)，步骤6：通过统计MSE判断是否满足估计精度要求，步骤7：如果满足要求，进行数据解调，如果不满足要求，重新拟定系统参数，重复前述过程。

参见图2，介绍简化的系统实施框图(框图中未画出天线和数字上下变频模块)，主要基带信号处理模块如下所述。图1和图2中模块的对应关系是：图1中模块101的功能，由图2模块201,204完成；图1模块102对应了图2模块202,203,205；图1模块103对应了图2模块206；图1模块104对应了图2模块207。

(1)模块201：输入比特送入复调制信号发生器，该模块包含了比特随机交织，信道编码如BCH码、RS码、卷积码、网格编码、Turbo码等一种或几种码字的级联，速率匹配，星座映射如QPSK，16QAM等信号处理；

(2)模块202-203：模块201输出的频域信号，首先进行频域干扰抵消预处理(模块202)，业务信号占用全部子载波，但是在导频信号与业务信号存在干扰的子载波位置上，相邻两个符号的业务信号按位取反发送)；然后送入OFDM调制器(模块203)，对每个OFDM符号尾部分别添加循环前缀(CP)，得到时域OFDM符号。CP的长度决定于无线信道的最大多径展宽以及小区半径。

(3)模块204：导频序列由二元互补码构成，其包含两个长度相同的分量码C码和S码，其中互补码可以是格雷互补码，或者正交互补码，或者完备互补码。导频序列采用周期重复的结构，如图3中301，302，303，304模块所示。周期重复的次数为：Lm＝Nc/Lp，Nc表示子载波数目，Lp表示导频序列的长度。

(4)模块205：将时域OFDM符号与导频序列叠加传输，其传输结构如图3所示，业务信号与导频信号占用总发射功率的功率比，根据实际系统的需要选择。

对于接收端，过信道后的波形删除CP，然后分第一支路和第二支路进行处理。第一支路得到的用于第二支路的数据解调，实施例旨在说明信道估计方法，因而以第一支路的处理流程为例进行说明：

(5)模块206：首先，补齐信号过信道后的波形，对每个OFDM符号，将前L≥L_h＝Td/Tc个样点补在符号尾部，Td为无线信道的最大时延扩展，Tc为采样间隔，为向上取整；然后，对放置导频的4个OFDM符号进行干扰抵消处理，类似两位Walsh码的接收合并，将相邻2个OFDM符号的数据叠加并作算术平均。

(6)模块207：利用互补码的自相关特性，对放置C码和S码导频的两个OFDM符号分别进行L_h次线性相关运算，将二者的线性相关结果相加，即得到时域信道估计

(7)模块208：将模块207计算得到的送入FFT模块，得到频域信道估计通过统计频域响应的MSE，判断是否满足估计精度的要求，如果满足，则将用于数据解调，否则重新设计参数，重复前述过程。

下表是实施例系统的参数设置情况：

发射天线数	8	接收天线个数	1
				载波频率	2GHz	单个OFDM符号子载波数	512
子载波间隔	15kHz	循环前缀长度	32
				码片速率	7.68M	采样间隔(us)	0.13
导频重复数	4	互补码分量码码长	128
				编码调制	TCM	数据检测算法	迭代译码
总传信率	4bit/s	迭代次数	6
				移动车速	0～120km/h	导频信号与业务信号功率比	1：3
无线信道模型	SCME-UMa	导频序列占据的OFDM符号长	4

度

下面给出以上实施例的部分实验结果。参见图4，给出了车速对信道估计的影响，高信噪比下MSE出现了平台，当车速为30km/h时，MSE精度为1×10^-4，当车速为60km/h时，MSE精度为6×10^-4，当车速为120km/h时，MSE精度为2×10^-3。本发明提出的方法，对于典型的移动速度，MSE性能都是可接受的。

参见图5，给出了信道估计的频域MSE，相对分配给业务信号功率比的结果。其中，p表示业务信号所占的功率比，f_d表示多普勒频移。在高信噪比下，高斯噪声的影响较小时，当分配给业务信号的功率比p增加时，信道估计的MSE精度几乎不受p的影响。采用所述方案，导频序列与业务信号相互独立，且在导频设计中规避了业务信号与导频信号的干扰(存在干扰的若干位置上，在相邻两个符号间进行干扰抵消)。

参见图6，显示了多天线场景下，所述方案能够提供较高精度的信道估计性能。相比单天线场景的信道估计性能，8天线下的估计精度基本与其重合，估计性能不受发射天线数的影响。

参见图7，给出了车速为30km/h时，系统的迭代性能。经过迭代后，BER和FER逐渐收敛，在信噪比为25dB时出现平台，这与图4显示的MSE的平台出现时间基本一致。在第6次迭代后，迭代增益约7dB。

参加图8，将所述信道估计方法，与频域LS估计、LMMSE估计的性能进行了对比。所述方法在典型参数及相同的复杂度量级，相比LS估计能获得约20dB的信噪比增益；在中高信噪比区域，能够逼近最优的LMMSE估计的性能。

综上，可得出结论，本发明提出的时域估计方法，能够实现估计性能与计算复杂度的折中；能够规避业务信号与导频信号的干扰；估计性能基本不受天线数的影响，多个天线的导频信号能够与业务信号同时发射，从而降低系统时频资源开销。

本发明的描述是为了示例和描述起见而给出的，而并不是无遗漏的或者将本发明限于所公开的形式。显然，本领域的普通技术人员可以对本发明的示例进行各种改动和变形而不脱离本发明的精神和原则。选择和描述实施例是为了更好说明本发明的原理和实际应用，并且使本领域的普通技术人员能够理解本发明从而设计适于特定用途的带有各种修改的各种实施例。

Claims

1.一种应用在多天线系统的时域信道估计方法，其步骤为：

1)信号发送端生成频域符号和多组导频序列；其中，多天线系统中的每一根发射天线对应一组不同的导频序列；

2)对频域符号进行频域干扰抵消预处理；即检测频域符号与导频信号存在干扰的子载波位置，将该位置的符号周期扩展一倍，将频域符号在扩展的符号周期内进行正交重叠；其中，所述正交重叠的方法为：依次将相邻两个符号周期合并作为一个扩展后的符号周期，其中在该相邻两符号周期上，频域符号按位取反；

3)对步骤2)处理后的数据，送入OFDM调制器，将输出的时域OFDM符号与步骤1)所述的导频序列叠加在一起；

4)信号发送端将步骤3)处理后的基带信号上变频并馈送至发射天线端口进行发送；其中，不同发射天线发射的导频序列相互正交；

5)接收机接收空口数据并下变频处理后，补齐信号过信道后的波形，然后送入干扰抵消模块；干扰抵消模块对相邻两OFDM符号长度内的数据叠加并作算术平均；

6)线性相关器对步骤4)处理后的信号进行信道估计，得到时域信道冲击响应

2.如权利要求1所述的方法，其特征在于所述导频序列与OFDM符号具有相同的时域宽度、循环前缀长度及传输结构。

3.如权利要求2所述的方法，其特征在于所述导频序列由二元互补码构成，其包含两个长度相同的分量码C码和S码。

4.如权利要求3所述的方法，其特征在于所述存在干扰的子载波的集合为{f_k·Lm}，其中，表示向下取整，Nc表示子载波个数，Lm表示互补码分量码C码或S码的重复次数。

5.如权利要求4所述的方法，其特征在于所述导频序列采用周期重复的结构，导频序列的分量码周期重复的次数为Lm＝Nc/Lp，Nc表示子载波数目，Lp表示导频序列的长度。

6.如权利要求3所述的方法，其特征在于所述导频序列的长度等于偶数个OFDM符号长度。

7.如权利要求3所述的方法，其特征在于构造长度为N的C码C_N的公式为：构造长度为N的S码S_N的公式为：

8.如权利要求1所述的方法，其特征在于补齐信号过信道后的波形的方法为：在接收的OFDM符号的尾部需添加L个样值，这些样值取自接收到的OFDM符号的首部，且满足： L≥L_h，L_h为信道响应长度；其中，Td是衰落信道的最大时延扩展，Tc是采样间隔，表示向上取整。

9.如权利要求1所述的方法，其特征在于所述步骤3)中，时域OFDM符号与导频序列叠加在一起传输，占用相同的时频资源。