CN106059980A - 一种基于快速跳频的多载波扩频方法 - Google Patents

Abstract

本发明属于通信技术领域，尤其涉及一种基于多载波直接序列扩频码分多址(MC‑DS‑CDMA)以及FFH‑OFDM的多载波扩频技术。一种基于快速跳频的多载波扩频方法，该方法兼顾了MC‑DS‑CDMA和FFH‑OFDM共同的特点，避免了传统的MC‑DS‑CDMA无频率分集增益的弱点，在抗衰落、抗干扰、码分多址、通讯保密性方面都具有一定的优势。

Description

一种基于快速跳频的多载波扩频方法

技术领域

本发明属于通信技术领域，尤其涉及一种基于多载波直接序列扩频码分多址(MC-DS-CDMA)以及FFH-OFDM的多载波扩频技术。

背景技术

随着OFDM和扩频通信的发展，由此出现了一种全新通信技术——多载波扩频技术。该技术将OFDM技术和扩频技术结合在了一起，很好的兼顾了两种技术在抗多径、抗干扰、码分多址、保密性方面的优势，成为目前通信技术研究的热点。根据其结构和扩频形式的不同可以大致划分成四类型：MC-CDMA、MC-DS-CDMA、MT-CDMA、二维扩频技术。其中MC-DS-CDMA是一种时域扩频技术，该技术首先对输入信号进行串并变换，然后在时间域上实现扩频，把扩频输出结果分别调制到不同的正交载波上。从其扩频方式可以看出，由于MC-DS-CDMA是一种在时域上进行的多载波扩频技术，因此在不进行前向纠错的情况下，无频域分集增益。

FFH-OFDM技术作为一种全新的OFDM衍生技术，从形式上来看，FHH将传统OFDM单一子载波上传输的数据扩散到所有子载波上进行传输，克服了传统OFDM无频率分集的弱点。从本质上看，FFH是一种预编码，通过这种预编码实现了对DFT变换矩阵因子的重新排序。并行信号中的任意一路信号遍历了所有的子载波，实现了在OFDM符号周期内信号的快速跳变。由于FFH-OFDM具有以上的特点，使其可以对来自各子信道的衰退和噪声干扰进行均匀的混合，在频率选择性衰退和高斯白噪的环境中性能优于传统的OFDM。但是普通的FFH-OFDM不包含扩频，因此与传统的OFDM相比在码分多址、保密性方面、抗干扰方面并不具有优势。

发明内容

本发明在MC-DS-CDMA的基础上结合FFH-OFDM提出了一种基于快速跳频的多载波扩频方法，该方法兼顾了MC-DS-CDMA和FFH-OFDM共同的特点，避免了传统的MC-DS-CDMA无频率分集增益的弱点，在抗衰落、抗干扰、码分多址、通讯保密性方面都具有一定的优势。

一种基于快速跳频的多载波扩频方法，具体为：

S1、时域直接扩频，具体为：已调信号首先经过串并变换后变为多路并行的信号，对所述多路并行信号用相同的扩频序列进行直接扩频得到时域扩频后的信号其中，N为扩频序列长度，a_n为扩频序列，M为并行子载波个数，g_k(t)为时域直接扩频后的输出信号，所述g_k(t)的集合G(t)＝(g₁(t),g₂(t),g₃(t),...,g_M(t))^T，为脉冲信号，其持续周期为T_c，n＝1,...,N，k＝1,...,M；

S2、进行FFH映射，具体为：

S21、S1所述G(t)进入FFH映射模块后，FFH映射模块根据预先设定好的跳频矩阵对信号进行快跳频得到将S1所述g_k(t)代入所述z_v(t)中得到其中，u_v,k为FFH跳频矩阵U_M中第v行第k列的元素，所述v表示采样时间点，u表示输入数据序号，k＝1,...,M，v＝1,...,M，所述f_v为不同时间点的起始瞬时频率，F_M＝(f₁,f₂,...,f_M)^T为(0,1,...,M-1)这M个整数的乱序排列，*^H表示共轭转置，D_M为M行M列的离散傅里叶变换矩阵， 为D_M中第v行第k列的元素；

S22、利用S22所述F_M产生出不相同的FFH矩阵和IFFH矩阵，完成不一样的跳频映射；

S3、进行多载波正交调制，将信号z_v(t)通过离散傅里叶反变换(IDFT)调制到相互正交子载波上得到f(t)，具体为：

设任意两个正交子载波之间的频率间隔为Δf＝1/T_c，有M个正交子载波，该系统的频带宽度为MΔf，则IDFT输出信号f(t)可以表示为

$\begin{array}{c}f\left(t\right)=\underset{v=1}{\overset{M}{\Σ}}{z}_v\left(t\right)e^{j2\mathrm{\π}(v-1)\mathrm{\Δ}ft}\\ =\underset{v=1}{\overset{M}{\Σ}}\underset{k=1}{\overset{M}{\Σ}}\underset{n=1}{\overset{N}{\Σ}}{u}_{v,k}{d}_k\left(t\right)a_n{\mathrm{\Ω}}_{T_c}\left(t\right(n-1\left)T_c\right)e^{j2\mathrm{\π}(v-1)\mathrm{\Δ}ft}\end{array};$

S4、进行多载波正交解调，具体为：

在接收端，设信号已经经过了精确的信号同步和信道均衡，同时接收信号不受射频中频模块的影响，可得到经过离散傅里叶变换后的信号为其中，n(t)为均值为0，方差为δ²的高斯白噪声，该噪声是由于在无线信道中传输引起的，H_v为第v个子载波上的信道频率响应；

S5、信道均衡，即信道经过了准确的估计，得到信道频率响应的H_v，经过迫零信道均衡以后可以得到

${\stackrel{\‾}{\stackrel{\‾}{z}}}_v\left(t\right)=\underset{k=1}{\overset{M}{\Σ}}\underset{n=1}{\overset{N}{\Σ}}{u}_{v,k}{d}_k\left(t\right)a_n{\mathrm{\Ω}}_{T_c}(t-(n-1\left)T_c\right)+\frac{1}{T_c{H}_v}\underset{0}{\overset{T_c}{\∫}}n\left(t\right)e^{-j2\mathrm{\π}(v-1)\mathrm{\Δ}ft}dt;$

S6、进行IFFH映射，具体为：将S5所述送入IFFH映射模块进行解调，IFFH映射模块输出为其中，是IFFH解跳矩阵为第k行第v列的元素,将S4所述代入S5所述可以得到

${\stackrel{\‾}{g}}_k\left(t\right)=\underset{n=1}{\overset{N}{\Σ}}{d}_k\left(t\right)a_n{\mathrm{\Ω}}_{T_c}(t-(n-1\left)T_c\right)+\underset{v=1}{\overset{M}{\Σ}}\frac{u_{k,v}^{-1}}{T_c{H}_v}\underset{0}{\overset{T_c}{\∫}}n\left(t\right)e^{-j2\mathrm{\π}(v-1)\mathrm{\Δ}ft}dt;$

S7、时域直接扩频的解扩，具体为：将S6所述进行直接扩频的解扩，利用与发送端事先约定的扩频码进行相关解扩，得最终的接收信号

${\hat{d}}_k\left(t\right)=d_k\left(t\right)+\underset{n=1}{\overset{N}{\Σ}}\underset{v=1}{\overset{M}{\Σ}}\frac{a_n{u}_{k,v}^{-1}}{{\mathrm{NT}}_c{H}_v}\underset{0}{\overset{T_c}{\∫}}n\left(t\right)e^{-j2\mathrm{\π}(v-1)\mathrm{\Δ}ft}dt.$

本发明的有益效果是：

具有二维扩频特性：MC-DS-CDMA通过直接扩频实现了在时间域上的扩频，是一种时域多载波扩频技术。FFH-OFDM通过FFH预编码实现了在所有子载波上的快速跳频，是一种频域上的扩频。将两种技术结合起来，实现了时频域上的双扩频。

抗多径能力强：改进的多载波扩频技术利用FFH实现了频域上的扩频，在一个符号周期内信号遍历性的在所有正交子载波上进行跳频，这种符号周期内的快速跳频可以认为是一种频率分集，FFH将所有子信道的衰落和噪声进行均匀的混合，在抗多径频率选择性衰退方面具有优良的性能。

抗干扰能力强：基于快速跳频的多载波扩频技术采用直接扩频的方式实现了时域上的扩频，因此具有直接扩频技术抗干扰能力强的特点。同时，在技术中信号遍历了所有正交子载波。当其中某一个载波受到窄带噪声干扰，可以丢弃受到干扰载波上携带的信息，利用剩余载波上的分集信息进行信号提取，可以大大提高还技术抗干扰的能力。

具有码分多址能力：基于快速跳频的多载波扩频技术是在MC-DS-CDMA基础上发展起来的，因此具有码分多址的能力，可以实现多用户共享同一频带资源。

保密性强：基于快速跳频的多载波扩频技术中包含直接扩频模块，在未知扩频码的情况下很难恢复出传输信号，因此信号在传输过程中不易被截获、窃听或侦查，具有很好的保密性和安全性。

附图说明

图1为改进的多载波扩频技术原理图。

图2为平坦衰落的高斯信道下误码率随信噪比变换曲线。

图3为五条可分辨路径的多径高斯信道下误码率曲线。

图4为九条可分辨路径的多径高斯信道下误码率曲线。

具体实施方式

下面结合附图，对本发明作进一步地详细描述。

本发明在原有的MC-DS-CDMA技术基础上，结合FFH-OFDM技术提出了一种基于快速跳频的多载波扩频技术，该方案的具体步骤如下所示：

发射机部分：

步骤一、对原始信号进行调制，调制方式可以为PSK或者QAM等。

步骤二、串变并，将已调信号进行串并转换，变为M路并行信号。

步骤三、时域直接扩频，采用相同的扩频序列对M路并行信号采用相同的扩频码分别进行直接扩频，如所示。

步骤四、FFH映射，FFH映射模块根据预先设定好的跳频矩阵对信号进行快跳频，映射方式如所示。

步骤五、插入导频，在这里采用的是块状导频。

步骤六、多载波正交调制，利用离散傅里叶反变换(IDFT)将经过FFH跳频以后的信号分别调制到相互正交子载波上，调制方式如所示。

步骤七、并变串，并加入循环前缀(CP)，通过射频模块经天线辐射到无线信道中。

接收机部分：

步骤一、去掉CP，串变并，送入IDFT模块。

步骤二、多载波正交解调，对接收信号进行离散傅里叶变换(DFT)，得到M路并行信号，如所示。

步骤三、信道均衡，利用导频信号对信道进行估计得到信道的频率响应为H_v，采用迫零法对DFT变换输出信号进行信道均衡，如 所示。

步骤四、IFFH映射，IFFH映射模块根据预先设定好的解跳矩阵对信号进行快跳频的解跳，映射方式如所示。

步骤五、时域直接扩频的解扩，利用与发送端事先约定的扩频码进行相关解扩。解扩方式如所示。

步骤六、解调，按照PSK或者QAM的解调规律进行接收信号的解调。

仿真一、为了分析改进的效果，在这里利用MATLAB仿真平台进行了验证。选用了多径高斯信道模型，其功率谱延迟包络服从负指数分布。仿真过程中，采用FFH-OFDM和MC-DS-CDMA作为对照组。系统的参数设定为：符号间隔为0.05us，子载波个数为256，CP长度为16，CP时长为0.8us，OFDM符号长度为13.6us，信号的有效带宽为20MHZ，调制方式选用QPSK，改进的多载波扩频技术使用WASH码作为扩频码，扩频码长度为16。

图2为平坦衰落的高斯信道下误码率随SNR的变换曲线，此时信道的最大延迟时间小于符号周期，接收信号中不会出现ISI。从图中可以看出，改进技术与MC-DS-CDMA的性能相似，前者略优于后者，当SNR大于8dB以后误码率都接近于零。而FFH-OFDM的性能最差，当SNR大于12dB以后误码率才接近于零。因此，在平坦衰落的环境中，改进技术的性能优于MC-DS-CDMA以及FFH-OFDM。

图3为多径高斯白噪声信道下误码率随SNR的变换曲线，其中可分辨路径数为5条，包括1条期望路径和4条反射路径。相邻两条路径的时延间隔为0.15us，最大时延为0.6us。模拟了频率选择性衰落情况下系统的情况，此时多径时延没有超过CP长度(CP时间长度为0.8us)。从图中可以看出，频率选择性衰落使得三种技术的误码率都有所上升。由于FFH对各信道的衰落具有混合的作用，改进技术的优势显现出来，当SNR高于12dB时误码率趋于零，明显优于MC-DS-CDMA。同时还可以发现当SNR大于16dB时，FFH-OFDM的误码率也低于MC-DS-CDMA。说明FFH跳频映射在频率选择性衰落的信道下性能更好。

图4为多径高斯白噪声信道下误码率随SNR的变换曲线，其中可分辨路径数为9条，包括1条期望路径和8条反射路径。相邻两条路径的时延间隔为0.2us，最大时延为1.6us。此时多径时延超过了CP长度，CP无法起到保护作用，会造成ICI的产生。当SNR较低时，误码率随着噪声功率的下降而下降。但当SNR高于4dB时，由于ICI的影响，误码率不随信噪比的升高而发生变化，在10^-2附近保持不变。就总体而言，改进技术的误码率依然低于FFH-OFDM和MC-DS-CDMA。

Claims (1)

1.一种基于快速跳频的多载波扩频方法，其特征在于，包括如下步骤：

S1、时域直接扩频，具体为：已调信号首先经过串并变换后变为多路并行的信号，对所述多路并行信号用相同的扩频序列进行直接扩频得到时域扩频后的信号其中，N为扩频序列长度，a_n为扩频序列，M为并行子载波个数，g_k(t)为时域直接扩频后的输出信号，所述g_k(t)的集合G(t)＝(g₁(t),g₂(t),g₃(t),...,g_M(t))^T，为脉冲信号，其持续周期为T_c，n＝1,...,N，k＝1,...,M；

S2、进行FFH映射，具体为：

S21、S1所述G(t)进入FFH映射模块后，FFH映射模块根据预先设定好的跳频矩阵对信号进行快跳频得到将S1所述g_k(t)代入所述z_v(t)中得到其中，u_v,k为FFH跳频矩阵U_M中第v行第k列的元素，所述v表示采样时间点，u表示输入数据序号，k＝1,...,M，v＝1,...,M，所述f_v为不同时间点的起始瞬时频率，F_M＝(f₁,f₂,...,f_M)^T为(0,1,...,M-1)这M个整数的乱序排列，*^H表示共轭转置，D_M为M行M列的离散傅里叶变换矩阵， 为D_M中第v行第k列的元素；

S22、利用S22所述F_M产生出不相同的FFH矩阵和IFFH矩阵，完成不一样的跳频映射；

S3、进行多载波正交调制，将信号z_v(t)通过离散傅里叶反变换(IDFT)调制到相互正交子载波上得到f(t)，具体为：

设任意两个正交子载波之间的频率间隔为Δf＝1/T_c，有M个正交子载波，该系统的频带宽度为MΔf，则IDFT输出信号f(t)可以表示为

$\begin{array}{c}f\left(t\right)=\underset{v=1}{\overset{M}{\Σ}}{z}_v\left(t\right)e^{j2\mathrm{\π}(v-1)\mathrm{\Δ}ft}\\ =\underset{v=1}{\overset{M}{\Σ}}\underset{k=1}{\overset{M}{\Σ}}\underset{n=1}{\overset{N}{\Σ}}{u}_{v,k}{d}_k\left(t\right)a_n{\mathrm{\Ω}}_{T_c}(t-(n-1\left)T_c\right)e^{j2\mathrm{\π}(v-1)\mathrm{\Δ}ft}\end{array};$

S4、进行多载波正交解调，具体为：

在接收端，设信号已经经过了精确的信号同步和信道均衡，同时接收信号不受射频中频模块的影响，可得到经过离散傅里叶变换后的信号为其中，n(t)为均值为0，方差为δ²的高斯白噪声，该噪声是由于在无线信道中传输引起的，H_v为第v个子载波上的信道频率响应；

S5、信道均衡，即信道经过了准确的估计，得到信道频率响应的H_v，经过迫零信道均衡以后可以得到

${\stackrel{\‾}{\stackrel{\‾}{z}}}_v\left(t\right)=\underset{k=1}{\overset{M}{\Σ}}\underset{n=1}{\overset{N}{\Σ}}{u}_{v,k}{d}_k\left(t\right)a_n{\mathrm{\Ω}}_{T_c}(t-(n-1\left)T_c\right)+\frac{1}{T_c{H}_v}\underset{0}{\overset{T_c}{\∫}}n\left(t\right)e^{-j2\mathrm{\π}(v-1)\mathrm{\Δ}ft}dt;$

S6、进行IFFH映射，具体为：将S5所述送入IFFH映射模块进行解调，IFFH映射模块输出为其中，是IFFH解跳矩阵为第k行第v列的元素,将S4所述代入S5所述可以得到

${\stackrel{\‾}{g}}_k\left(t\right)=\underset{n=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}{d}_k\left(t\right)a_n{\mathrm{\Ω}}_{T_c}\left(t-\left(n-1\right)T_c\right)+\underset{v=1}{\overset{M}{\mathrm{\Σ}}}\frac{u_{k,v}^{-1}}{T_c{H}_v}\underset{0}{\overset{T_c}{\∫}}n\left(t\right)e^{-j2\mathrm{\π}\left(v-1\right)\mathrm{\Δ}ft}dt;$

S7、时域直接扩频的解扩，具体为：将S6所述进行直接扩频的解扩，利用与发送端事先约定的扩频码进行相关解扩，得最终的接收信号