CN102113286A - 用于多载波系统中的ici消除的迭代信道估计方法和设备 - Google Patents

Abstract

提供线性迭代信道估计方案和对应的导频分配方案，以对用于消除多载波系统(例如，OFDM、SC-FDMA、MC-CDMA等)在高移动性条件下的载波间干扰(ICI)的信道模型进行完善。通过示例性实施例，具体解决了信道模型的线性迭代信道估计方案的两个问题，即超载的导频和增大的高斯噪声。使用本发明提供的迭代信道估计方案，最小的导频数等于多径延迟的长度，而不增大高斯噪声。

Description

用于多载波系统中的ICI消除的迭代信道估计方法和设备

技术领域

本发明总体涉及通信系统，更具体地，涉及用于多载波系统中的载波间干扰(ICI)消除的迭代信道估计设备和方法，以及使用该信道估计设备和方法的设备。

背景技术

在多载波系统中，通过将高速率串行数据流划分成很多低速率并行流来增加符号的持续时间。在正交频分复用(OFDM)中，例如，将信号流调制到很多相等间隔的并行子载波上。通过傅立叶逆变换(IFFT)和其逆操作(FFT)分别实现调制和解调。当通过无线电信道发送时，信号的正交性仅可以在信道是平坦、且时间不变的情况下维持。对于时变信道，在不同子载波处发生自干扰，这被称为载波间干扰(ICI)。提出的一些用于减轻ICI的解决方案要求修改发送格式，因而不适于现有的标准。由于例如在车辆、火车或飞机中(处于其正常巡航速度)使用时用户设备的高速度，其它没有此要求的解决方案不能被使用。同时，其它解决方案对于典型的移动用户电子设备来说太复杂。

如图1中所示，OFDM系统是多载波系统的示例，在多载波系统中，通过IFFT模块101将频域信号转换到时域。

$s\left(n\right)=\sqrt{\frac{1}{N}}\underset{k=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}{d}_k{e}^{j2\mathrm{\πnk}/N}(-(N-1)\≤n\≤N-1)$ 等式1

可以将接收信号y(n)表示为：

$s\left(n\right)=\sqrt{\frac{1}{N}}\underset{k=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}{d}_k{e}^{j2\mathrm{\πnk}/N}(-(N-1)\≤n\≤N-1)$ 等式2

以等式1替换s(n)，可以将等式2重写为：

$y\left(n\right)=\sqrt{\frac{1}{N}}\underset{k=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}{d}_k{H_k\left(n\right)e}^{j2\mathrm{\πnk}/N}+w\left(n\right)$ 等式3

其中，

可以将从FFT模块102输出的第k个子载波表示为：

$Y_k=\sqrt{\frac{1}{N}}\underset{k=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}{y\left(n\right)e}^{-j2\mathrm{\πnk}/N}=d_k{H}_k+{\mathrm{\α}}_k+w_k$ 等式4

其中

$H_k=\frac{1}{N}\underset{n=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}{H}_k\left(n\right)$ 等式5

${\mathrm{\α}}_k=\frac{1}{N}\underset{m=0,m\≠k}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}{d}_m\underset{n=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}{H}_m\left(n\right)\exp [j2\mathrm{\πn}(m-k)/N]$ 等式6

$w_k=\sqrt{\frac{1}{N}}\underset{n=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}w\left(n\right)e^{-j2\mathrm{\πnk}/N}$ 等式7

d_kH_k表示期望的接收信号，并且a_k表示信道的时变特性所引起的载波间干扰(ICI)。w_k表示高斯白噪声。从而，根据发送标准来构建ICI。

对于多载波系统来说，ICI是严重的问题，尤其是在高移动性的环境中。作为基于OFDM的系统内的固有干扰，ICI由子载波的不完全正交性产生，子载波的不完全正交性是由若干因素造成的，例如发射机与接收机之间的载频偏移、多普勒效应等。移动无线电信道为接收信号带来了频谱扩展。在发射频率为f_c的纯正弦音调时，被称为多普勒频谱的接收信号频谱将具有在如图2中所示的范围f_c-f_m至f_c+f_m内的分量。

考虑接收侧的一个子载波，如下列等式8和9所描述的，一个子载波上的数据被其它子载波上的数据所干扰：

$d_i^{\′}=c_0{d}_i+\underset{l\≠i}{\underset{l=0~L}{\mathrm{\Σ}}}{c}_{l-i}{d}_l$ 等式8

其中，d_i表示发送数据，

表示对应的接收数据，c_l-i表示ICI系数，其表示在第i个子载波上来自于第l个子载波的ICI功率电平：

$c_{l-i}=\frac{1}{N}\frac{\sin \mathrm{\π}(l-i+\mathrm{\ΔfT})}{\sin \mathrm{\π}\left(\frac{l-i+\mathrm{\ΔfT}}{N}\right)}\×\mathrm{expj\π}\frac{(N-1)(l-i+\mathrm{\ΔfT})}{N}$ 等式9

先前提出的ICI消除方案没有解决ICI问题的主要原因是缺乏用于在多载波无线通信系统中解决ICI问题的适合的信道模型。

附图说明

从结合附图的以下详细描述中，本发明的其它特征和优点将变得显而易见，附图以示例的方式示意了本发明的原理。

图1示意了传统的OFDM系统模型；

图2示意了多普勒扩展的频谱形状；

图3示意了多普勒扩展的分段；

图4示意了根据本发明的导频分配方案的示例；以及

图5示意了根据本发明修改的OFDM系统，以包括对信道特征进行迭代估计并执行ICI消除的估计模块。

具体实施方式

在本发明中，采用了更精确的信道模型。这是新的模型，其中，基本思想是将频域信道特征(包括ICI)模型化为具有两个部分：包括多个固定矩阵的第一部分和包括非固定变量的部分。经由导频来估计非固定变量。使用越多的固定矩阵，对信道估计得越精确。此外，可以通过线性算法来估计非固定变量。在发明人同时提交的题为“A Novel Radio Channel Model For ICI Cancellation In Multi-Carrier Systems”的临时专利申请中描述了该新模型，其全部内容通过引用合并于此。

将多普勒频谱扩展(范围从f_c-f_m到f_c+f_m)分成很多小段，在该小段中，信道脉冲响应保持几乎相同。针对每一段，等式9中的信道模型用作基准。首先，通过采用固定矩阵和非固定变量对等式9进行表示，针对每一段来描述信道脉冲响应。通过将所有段组合，获得整个多普勒频谱扩展上的信道脉冲响应。

如果被分段的多普勒扩展足够小，则对应的信道响应可以被视为频域中的脉冲函数，如图3中所示。

针对每一段，接收信号为：

$y\left(n\right)=\underset{l=0}{\overset{L}{\mathrm{\Σ}}}h\left(l\right)\exp \left(\mathrm{j\Δfn}\right)s(n-l)+w\left(n\right)$

其中，L表示最大多径延迟，Δf表示针对分段的归一化频率偏移，以及h(l)表示一个OFDM符号内的时域信道参数。在接收机侧的FFT操作之后，接收的频域信号为：

$Y=\underset{l=0}{\overset{L}{\mathrm{\Σ}}}h\left(l\right)[E_{l}X+{\mathrm{CE}}_{l}X]$ 等式10

其中，

是频域中的接收信号，

是频域中的发送信号，

是由传播延迟产生的相位旋转矩阵，以及

是表示ICI的矩阵，其中，c_s在等式9中进行了描述。如附录A中所推导的，

$c_s\≈\underset{t=0}{\overset{T}{\mathrm{\Σ}}}{f}_t\left(\mathrm{\Δf}\right){\mathrm{ctg}}^t(\mathrm{\πs}/N)(\mathrm{ctg}(\mathrm{\πs}/N)-j)$ 等式11

其中，T表示用于描述ICI的秩数(rank number)。T越大，则等式11将越精确。因此，等式11可以重写为：

$Y=\underset{l=0}{\overset{L}{\mathrm{\Σ}}}(h_0\left(l\right)E_{l}X+\underset{t=1}{\overset{T}{\mathrm{\Σ}}}{h}_t\left(l\right)C_t{E}_{l}X)$ 等式12

其中，h_t(l)表示非固定变量，包括对应段的信道脉冲响应和多普勒频率偏移，

以及

一个路径的矩阵C_tE_l(0≤t≤T)是ICI的级数扩展，t是级数的秩。通常，与低秩矩阵相对应的变量大于与高秩矩阵相对应的变量，即，h_t1(l)＞h_t2(l)(t₁＜t₂)。

将多普勒扩展的所有分段进行组合，获得实际的信道模型。矩阵C_t和E_l是固定的，只有矩阵h_t(l)随着分段而变化。因此，所提出的信道模型在整个多普勒扩展上的格式与等式12相同，仅有的区别在于h_t(l)。

为了使用等式12来描述信道特征，必须估计(h_t(l))的总共(L+1)(T+1)个变量。仅提供基本线性估计算法作为如何获得变量h_t(l)的示例。如果一个OFDM符号包括(L+1)(T+1)个导频信号(或者更多)，则该线性估计算法可以用于估计变量。下面描述基本线性估计方案的示例。

使发送数据为零值，以构建：

X＝[P₀ 0 ... 0 P₁ 0 ... 0 ... P_(L+1)(T+1)-1]^T，

其中，P_s表示导频信号，[...]^T是转置操作符。对应地，频域中的接收的导频信号是：

Y＝[y₀ 0 ... 0 y₁ 0 ... 0 ... y_(L+1)(T+1)-1]^T

将X和Y代入等式中，得到(L+1)(T+1)个等式。然后，通过求解这些线性等式获得变量，这意味着低的处理延迟和可实现的性能，尤其是在高SNR条件下。

以上信道模型存在两个问题：

·导频超载，即，在一个OFDM符号中至少需要(L+1)(T+1)个导频，这降低了传输效率(尤其是在分配给一个用户的子载波数目很小时)；以及

·即使使用MMSE算法，线性信道估计操作也增大了高斯噪声功率电平并使得估计变得困难(尤其是在低SNR条件下)。

如描述信道响应的等式12所示，本发明采用包括多个固定矩阵和非固定变量的上述新信道模型，其中，估计了总共(L+1)(T+1)个变量(h_t(l))。

给定该信道模型，并进一步假设一个OFDM符号包括(L+1)(T+1)个导频信号(或更多)，则本发明提供了迭代信道估计方案和对应的导频分配方案，使得可以精确地估计信道响应，而没有显著增大高斯噪声功率电平。还提供了利用这些方案的系统和设备。

针对假设的信道模型，本发明的示例性实施例如下迭代地执行上述信道估计。考虑到一个路径的矩阵是ICI的级数扩展，对应于低秩矩阵的非固定变量通常大于那些对应于高秩矩阵的非固定变量。因此，首先估计与针对每条路径的最低秩矩阵相对应的变量，然后移除该最低秩矩阵对接收信号的贡献。通过将该迭代操作视为“轮次”，并将该操作重复为一系列的“轮次”，可以估计所有变量以最终获得信道估计。

此外，为了降低不同路径之间的相关性，本发明提供了关联的导频分配方法。

现在提供对本方法所应用于的迭代信道估计方法和系统的详细描述。

在第一轮次，根据以下等式估计h₀(l)(0≤l≤L)：

$Y_p\≈\underset{l=0}{\overset{L}{\mathrm{\Σ}}}\left(h_0\left(l\right)E_l{X}_p\right)+w_p$ 等式13

其中，X_p是频域中的发送的导频信号(数据部分的信号被设置为零)，Y_p是频域中的接收的导频信号(数据部分的信号被设置为零)。仅在导频的数目超过L的情况下，才可以通过对等式13求解(例如，经由ZF、MMSE等)来确定对h₀(l)的估计

在第二轮次，移除所估计的针对第一秩的贡献，并且等式13重写为：

$Y_p-\widehat{h_0}\left(l\right)E_l{X}_p\≈\underset{l=0}{\overset{L}{\mathrm{\Σ}}}\left(h_1\left(l\right)E_l{C}_1{X}_p\right)+w_p$ 等式14

然后，可以通过求解等式14来确定

重复地求解(迭代)第二轮次操作，直到获得具有更高秩的变量。

关于迭代信道估计方法的两个进一步的考虑是最大秩数和调整系数，在随后描述的示例性实施例中将对其进行确定。

等式14示出了当剩余的ICI功率比高斯噪声功率高预定容限时精确地估计否则，剩余的ICI不是主要的干扰，并应被消除。此外，当执行信道均衡时，对

的不精确估计有时将引入不可接受的误差。因此，接收机应该决定要被估计的最大秩T。在本发明的示例性实施例中采用两个备选中的一个：

(1)根据终端的移动性来预先定义T：在给定的载波频率处，ICI功率主要受到终端的移动性的影响。因此，假设终端的速度已知，则接收机预先定义T。首先，使用C_t的项来估计秩为t的ICI功率：

c_s＝f_t(DfT，N)ctg^t(sp/N)(ctg(sp/N)-j)，

其中， $f_t(\mathrm{\ΔfT},N)=\frac{1}{N}(1-\mathrm{jtg}\frac{\mathrm{\ΔfT\π}}{N})\sin \mathrm{\π\ΔfTexp}\left(\mathrm{j\π\ΔfT}\right){(-1)}^t{\mathrm{tg}}^t\frac{\mathrm{\ΔfT\π}}{N},$ 然后，接收机将c_s与SNR进行比较，并选择合适的T。

(2)根据剩余的ICI功率实时确定T：当执行迭代信道估计时，还可以实时决定最大秩T。接收机将剩余的ICI功率与SNR功率进行比较，并且如果剩余的ICI比SNR低预定阈值，则在下一轮次的操作时终止。

第二个考虑是对C_t的调整系数的确定。从等式14开始，遵循了：C_t的对角项随秩t而极大地增大。因此，可以将较高秩的矩阵C_t与较小的系数相乘，以使得

对于计算精确度来说太小。系数的值根据t、FFT大小N以及实际的精确度要求而自行调节。所建议的定义系数的方法是：(p/N)^t。也就是说，针对实际的实现，可以C_t将统一为：(p/N)^tC_t。

在本发明的示例性实施例中，如下实现分布式导频分配。根据等式15和16，在第一轮次(C₀＝E₀)的第i次迭代中，将根据下列等式来估计h_i(l)(0≤l≤L)：

$Y_p\≈\left[\begin{array}{cccc}{E}_0{C}_i{X}_p& E_1{C}_i{X}_p& \·\·\·& E_L{C}_i{X}_p\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{h}_i\left(0\right)\\ h_i\left(1\right)\\ \·\\ \·\\ \·\\ h_i\left(L\right)\end{array}\right]+w_p=Q_i\left[\begin{array}{c}{h}_i\left(0\right)\\ h_i\left(1\right)\\ \·\\ \·\\ \·\\ h_i\left(L\right)\end{array}\right]+w_p$ 等式15

通过E_l(0≤l≤L)来决定Q_i的列矢量的相关性，因此，E_l(0≤l≤L)应该尽可能地不相关。导频的E_l(0≤l≤L)部分中的对角项是exp(-j2πls·0/N)(s是导频的子载波索引)。一方面，不应该太紧密地分配导频，否则Q_i的相邻列矢量将会非常相关(该相关性指的是Q_i的列向量之间的相关性，即

其中，Q_i ^s和Q_i ^t是Q_i的两个列向量，(·)^H指的是共轭转置)。另一方面，为了避免导频上来自数据的ICI，应该尽可能连续地分配导频子载波(这意味着所有的导频应该尽可能近，即，将所有导频连续地划分到仅一个组中)。因此，本发明提供了用于导频分配的良好折衷方案。也就是说，将分配给一个用户设备UE的所有导频划分成L个组(L是最大多径延迟)。然后，在频域子载波中对导频的每一组进行连续分配，不同的组以类似的子载波隙分布在所有的可用带宽上。

假设有18个子载波，最大3路径延迟，针对每个OFDM符号有6个导频，图4示出了这样的导频分配方案：具有3个组，每组2个导频。

现在参考图5，示意了根据本发明的OFDM示例性实施例，在该OFDM示例性实施例中，发射机侧包括由框PAM 502图示性地示出的、用于实现用于分布式导频分配的导频分配模块的装置，接收机侧包括由框E 501图示性地示出的、用于实现迭代信道估计方案的装置。在本发明中，OFDM系统发送具有N个符号的块，其中，在接收时所处理的块的形状和大小是不固定的，以便使得块大小最好地匹配系统架构。此外，根据本发明的分布式导频分配方案，OFDM系统针对每个UE分配L组导频，其中，L是最大多径延迟。使用当前发明所提供的两个方案之一来建立最大秩数T。在一个实例中，最大阶数和分布式分配是当UE首次与OFDM系统关联时OFDM系统预先定义的，并且是所采用的本发明的信道模型的一部分。在T的实时定义的情况下，接收机在迭代信道估计期间确定T。

本发明的目的是通过以上公开的并由模块E 501实现的迭代处理，通过估计和消除ICI来估计信道。在示例性的实施例中，这是通过发送导频信号(由高层的导频分配模块PAM 502所分配的L组导频组成)和图5的OFDM接收机来完成的，图5的OFDM接收机使用快速傅立叶变换102对接收到的信号进行解调。然后，使用对应的接收导频信号，E 501通过针对迭代的第一轮次计算等式10、并针对迭代的剩余轮次计算等式11，迭代地计算和移除ICI，直到所包括的秩T，其中，可以如上公开的实时确定秩。此外，如上所述，对于E 501，在迭代信道估计期间必须将调整系数应用到较高秩矩阵。一旦完成信道估计，接收机使用该结果来确定接收信号的数据部分。

尽管已经提供了本发明的示例性实施例，本领域技术人员将意识到，本发明不局限于这里示出和描述的特定细节和示例性实施例。相应地，在不背离由所附权利要求及其等效物所限定的总的发明构思的精神或范围的情况下，可以对本发明进行各种修改。

附录：

根据下列等式估计ICI功率计算：

$c_s=\frac{1}{N}(1-\mathrm{jtg}\frac{\mathrm{\ΔfT\π}}{N})\frac{\sin \mathrm{\π\ΔfTexp}(-\mathrm{j\πs}/N)\exp \left(\mathrm{j\π\ΔfT}\right)}{\sin (\mathrm{s\π}/N)+\cos (\mathrm{s\π}/N)\mathrm{tg}\frac{\mathrm{\ΔfT\π}}{N}}$

$=F(\mathrm{\ΔfT},N)\frac{1-\mathrm{jtg}(\mathrm{s\π}/N)}{\mathrm{tg}(\mathrm{s\π}/N)+\mathrm{tg}\frac{\mathrm{\ΔfT\π}}{N}}$

$=F(\mathrm{\ΔfT},N)\frac{\mathrm{ctg}(\mathrm{s\π}/N)-j}{1+\mathrm{tg}\frac{\mathrm{\ΔfT\π}}{N}\mathrm{ctg}(\mathrm{s\π}/N)}$

$\mathrm{ctg}\frac{\mathrm{\&Delta;fT\&pi;}}{N}\mathrm{ctg}(\mathrm{s\&pi;}/N)<<1$

$=F(\mathrm{\&Delta;fT},N)\left(\underset{t=0}{\overset{\&infin;}{\mathrm{\&Sigma;}}}{(-1)}^t{\mathrm{tg}}^t\frac{\mathrm{\&Delta;fT\&pi;}}{N}{\mathrm{ctg}}^t(\mathrm{s\&pi;}/N)\right)(\mathrm{ctg}(\mathrm{s\&pi;}/N)-j)$

$=\underset{t=0}{\overset{\&infin;}{\mathrm{\&Sigma;}}}{f}_t(\mathrm{\&Delta;fT},N){\mathrm{ctg}}^t(\mathrm{s\&pi;}/N)(\mathrm{ctg}(\mathrm{s\&pi;}/N)-j)$

其中，F(ΔfT，N)是ΔfT和N的函数

$f_t(\mathrm{\&Delta;fT},N)=\frac{1}{N}(1-\mathrm{jtg}\frac{\mathrm{\&Delta;fT\&pi;}}{N})\sin \mathrm{\&pi;\&Delta;fTexp}\left(\mathrm{j\&pi;\&Delta;fT}\right){(-1)}^t{\mathrm{tg}}^t\frac{\mathrm{\&Delta;fT\&pi;}}{N}.$

Claims (22)

1.一种用于多载波系统中的载波间干扰ICI消除的迭代信道估计方法，包括：

提供针对频域特征的基于导频的信道模型，所述信道模型具有两部分：第一部分，包括T个固定矩阵的总和，所述T个固定矩阵中的每一个与包括T个非固定变量的不同的第二部分一对一地配对，其中，将导频分配给用户设备UE，以降低不同路径之间的相关性，以及，一个符号包括至少(L+1)(T+1)个导频符号，以使得L是最大多径延迟，T是描述ICI所需的配对数目的秩数；以及

接收机使用预定线性估计算法对ICI进行部分估计，所述预定线性估计算法包括：第一轮次，针对所有的路径，估计对最低秩矩阵的ICI的贡献，然后从接收信号中移除所估计的最低秩的所有路径的ICI贡献；以及迭代地执行的第二轮次，估计和移除所估计的下一个最高秩的ICI贡献，直到达到预定的停止条件。

2.根据权利要求1所述的方法，其中，所述停止条件是：根据UE的移动性预先定义的轮次的最大数目T。

3.根据权利要求1所述的方法，其中，所述停止条件是：根据每一轮次结束处剩余的ICI功率来实时确定的轮次的最大数目。

4.根据权利要求2所述的方法，其中，所述停止条件是通过以下方式实时确定的轮次的最大数目：接收机首先确定所估计的针对秩的ICI功率，然后依照预定的条件，接收机将所估计的针对所述秩的ICI功率与信噪比SNR进行比较，并依照第二预定条件来选择适当的最大秩数T作为最大秩。

5.根据权利要求4所述的方法，其中，根据下列等式计算所估计的ICI功率计算：

$c_s=\frac{1}{N}(1-\mathrm{jtg}\frac{\mathrm{\&Delta;fT\&pi;}}{N})\frac{\sin \mathrm{\&pi;\&Delta;fTexp}(-\mathrm{j\&pi;s}/N)\exp \left(\mathrm{j\&pi;\&Delta;fT}\right)}{\sin (\mathrm{s\&pi;}/N)+\cos (\mathrm{s\&pi;}/N)\mathrm{tg}\frac{\mathrm{\&Delta;fT\&pi;}}{N}}$

$=F(\mathrm{\&Delta;fT},N)\frac{1-\mathrm{jtg}(\mathrm{s\&pi;}/N)}{\mathrm{tg}(\mathrm{s\&pi;}/N)+\mathrm{tg}\frac{\mathrm{\&Delta;fT\&pi;}}{N}}$

$=F(\mathrm{\&Delta;fT},N)\frac{\mathrm{ctg}(\mathrm{s\&pi;}/N)-j}{1+\mathrm{tg}\frac{\mathrm{\&Delta;fT\&pi;}}{N}\mathrm{ctg}(\mathrm{s\&pi;}/N)}$

其中

$\mathrm{tg}\frac{\mathrm{\&Delta;fT\&pi;}}{N}\mathrm{ctg}(\mathrm{s\&pi;}/N)<<1=F(\mathrm{\&Delta;fT},N)\left(\underset{t=0}{\overset{\&infin;}{\mathrm{\&Sigma;}}}{(-1)}^t{\mathrm{tg}}^t\frac{\mathrm{\&Delta;fT\&pi;}}{N}{\mathrm{ctg}}^t(\mathrm{s\&pi;}/N)\right)(\mathrm{ctg}(\mathrm{s\&pi;}/N)-j)$

$=\underset{t=0}{\overset{\&infin;}{\mathrm{\&Sigma;}}}{f}_t(\mathrm{\&Delta;fT},N){\mathrm{ctg}}^t(\mathrm{s\&pi;}/N)(\mathrm{ctg}(\mathrm{s\&pi;}/N)-j)$

其中，F(ΔfT，N)是ΔfT和N的函数：

$f_t(\mathrm{\&Delta;fT},N)=\frac{1}{N}(1-\mathrm{jtg}\frac{\mathrm{\&Delta;fT\&pi;}}{N})\sin \mathrm{\&pi;\&Delta;fTexp}\left(\mathrm{j\&pi;\&Delta;fT}\right){(-1)}^t{\mathrm{tg}}^t\frac{\mathrm{\&Delta;fT\&pi;}}{N}.$

6.根据权利要求5所述的方法，其中，所述第二预定条件是：剩余的ICI比所述SNR功率小预定阈值。

7.根据权利要求4所述的方法，其中，所述第二预定条件是：剩余的ICI比所述SNR功率小预定阈值。

8.根据权利要求7所述的方法，还包括：将分配给一个用户设备UE的所有导频划分成L组，其中，L是最大多径延迟；以及将每一组内的导频连续分配给频域子载波，以使得当同时具有类似的子载波隙时，不同的组被分布在所有可用带宽上。

9.根据权利要求6所述的方法，还包括：将分配给一个用户设备UE的所有导频划分成L组，其中，L是最大多径延迟；以及将每一组内的导频连续分配给频域子载波，以使得当同时具有类似的子载波隙时，不同的组被分布在所有可用带宽上。

10.根据权利要求1所述的方法，还包括：将分配给一个用户设备UE的所有导频划分成L组，其中，L是最大多径延迟；以及将每一组内的导频连续分配给频域子载波，以使得当同时具有类似的子载波隙时，不同的组被分布在所有可用带宽上。

11.根据权利要求10所述的方法，其中，所述多载波系统是从由OFDM、SC-FDMA、MC-CDMA组成的组中选择的。

12.根据权利要求9所述的方法，其中，所述多载波系统是从由OFDM、SC-FDMA、MC-CDMA组成的组中选择的。

13.根据权利要求8所述的方法，其中，所述多载波系统是从由OFDM、SC-FDMA、MC-CDMA组成的组中选择的。

14.根据权利要求1所述的方法，其中，所述多载波系统是从由OFDM、SC-FDMA、MC-CDMA组成的组中选择的。

15.一种用于多载波系统中的迭代信道估计和ICI消除的系统，所述多载波系统具有最大路径延迟L，并包括多个用户设备UE，所述系统包括：

导频分配模块PAM，用于通过高层执行将L个导频组分配给所述多个UE中的每个UE的分布式导频分配，其中，L是所述最大多径延迟；

发射机侧，用于向所述多个UE中的每个UE发送分布式导频分配；以及

接收机侧，包括基于两部分信道模型的信道估计装置，并实现描述ICI所需的配对数的秩T的迭代信道估计和ICI消除处理，以估计信道。

16.根据权利要求15所述的系统，其中：

所述两部分信道模型包括：第一部分，包括T个固定矩阵的总和，所述T个固定矩阵中的每一个固定矩阵与包括T个非固定变量的不同的第二部分一对一地配对；

将L组导频分配给所述多个UE中的UE，以降低不同路径之间的相关性，一个符号包括至少(L+1)(T+1)个导频符号；以及

所述接收机使用预定线性估计算法对ICI进行部分估计，所述预定线性估计算法包括：第一轮次，针对所有的路径，估计对最低秩矩阵的ICI的贡献，然后从接收信号中移除所估计的所述最低秩的所有路径的ICI贡献；以及迭代地执行的第二轮次，估计和移除所估计的下一个最高秩的ICI贡献，直到达到预定的停止条件。

17.根据权利要求15所述的系统，其中，所述停止条件从由以下条件组成的组中选择：根据UE的移动性预先定义的轮次T的最大数目；根据在每一轮次的结束处剩余的ICI功率来实时确定轮次的最大数目；通过以下方式实时确定的轮次的最大数目：接收机首先确定所估计的针对秩的ICI功率，然后依照预定的条件，接收机将所估计的针对所述秩的ICI功率与信噪比SNR进行比较，并依照第二预定条件来选择适当的最大秩数T作为最大秩。

18.根据权利要求17所述的系统，其中，根据下列等式计算所估计的ICI功率计算：

$c_s=\frac{1}{N}(1-\mathrm{jtg}\frac{\mathrm{\&Delta;fT\&pi;}}{N})\frac{\sin \mathrm{\&pi;\&Delta;fTexp}(-\mathrm{j\&pi;s}/N)\exp \left(\mathrm{j\&pi;\&Delta;fT}\right)}{\sin (\mathrm{s\&pi;}/N)+\cos (\mathrm{s\&pi;}/N)\mathrm{tg}\frac{\mathrm{\&Delta;fT\&pi;}}{N}}$

$=F(\mathrm{\&Delta;fT},N)\frac{1-\mathrm{jtg}(\mathrm{s\&pi;}/N)}{\mathrm{tg}(\mathrm{s\&pi;}/N)+\mathrm{tg}\frac{\mathrm{\&Delta;fT\&pi;}}{N}}$

$=F(\mathrm{\&Delta;fT},N)\frac{\mathrm{ctg}(\mathrm{s\&pi;}/N)-j}{1+\mathrm{tg}\frac{\mathrm{\&Delta;fT\&pi;}}{N}\mathrm{ctg}(\mathrm{s\&pi;}/N)}$

其中

$\mathrm{tg}\frac{\mathrm{\&Delta;fT\&pi;}}{N}\mathrm{ctg}(\mathrm{s\&pi;}/N)<<1=F(\mathrm{\&Delta;fT},N)\left(\underset{t=0}{\overset{\&infin;}{\mathrm{\&Sigma;}}}{(-1)}^t{\mathrm{tg}}^t\frac{\mathrm{\&Delta;fT\&pi;}}{N}{\mathrm{ctg}}^t(\mathrm{s\&pi;}/N)\right)(\mathrm{ctg}(\mathrm{s\&pi;}/N)-j)$

$=\underset{t=0}{\overset{\&infin;}{\mathrm{\&Sigma;}}}{f}_t(\mathrm{\&Delta;fT},N){\mathrm{ctg}}^t(\mathrm{s\&pi;}/N)(\mathrm{ctg}(\mathrm{s\&pi;}/N)-j)$

其中，F(ΔfT，N)是ΔfT和N的函数：

$f_t(\mathrm{\&Delta;fT},N)=\frac{1}{N}(1-\mathrm{jtg}\frac{\mathrm{\&Delta;fT\&pi;}}{N})\sin \mathrm{\&pi;\&Delta;fTexp}\left(\mathrm{j\&pi;\&Delta;fT}\right){(-1)}^t{\mathrm{tg}}^t\frac{\mathrm{\&Delta;fT\&pi;}}{N}.$

19.根据权利要求18所述的系统，其中，所述第二预定条件是：所述剩余的ICI比所述SNR功率小预定阈值。

20.根据权利要求19所述的系统，其中，所述PAM模块还被配置为：将每一组内的导频连续分配给频域子载波，以使得当同时具有类似的子载波隙时，不同的组被分布在所有可用带宽上。

21.根据权利要求20所述的系统，其中，所述多载波系统是从由OFDM、SC-FDMA、MC-CDMA组成的组中选择的。

22.根据权利要求15所述的系统，其中，所述多载波系统是从由OFDM、SC-FDMA、MC-CDMA组成的组中选择的。

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