CN101778069A - 一种新型ofdm信道估计联合ici自消除方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种新型OFDM信道估计联合ICI自消除方法，在发射端导频设计采用具有ICI消除功能的簇状导频OFDM结构，在接收端进行的处理按以下步骤：a.把OFDM符号的进行FFT变换到频域，取出导频，进行ICI消除信道估计b.利用a步骤中的信道估计粗均衡后进行反调制。c.利用a步骤中的信道估计进行时域线性连续符号信道估计。d.利用c中的时域脉冲响应构造循环卷积计算ICI信道矩阵并得出ICI干扰矩阵。e.联合步骤b中的反调制信号与步骤d中的ICI干扰矩阵进行ICI消除，二次均衡后判决。本发明解决了在线性时变信道的条件下，载波间干扰对OFDM的影响的问题，提高了频谱利用率和系统性能。

Description

一种新型OFDM信道估计联合ICI自消除方法

技术领域

本发明涉及无线移动通信技术领域，具体涉及一种新型OFDM信道估计联合子载波间干扰(Inter-Carrier Interference-ICI)消除方法。

背景技术

随着无线通信的快速发展，人们越来越关注如何为高速移动的终端提供高速率的数据业务，高速铁路宽带无线接入就是其中的应用场景之一。

正交频分复用(OFDM)作为一种高速传输的无线通信技术，能够有效的对抗频率选择性衰落产生的符号间干扰(ISI)，已经成为下一代无线通信的候选方案之一。但OFDM对频率偏移带来的载波间干扰(ICI)却很敏感，OFDM系统的ICI主要由载波频率偏移(CFO)、相位噪声、采样频率偏移以及高速运动引起的多普勒(Doppler)频偏产生。对于前三种因素，OFDM系统可以很容易进行补偿或者纠正，但在高速环境中(例如高速铁路，速度可达到350-500km/h)，速度引起的多普勒使得信道随时间发生变化，且速度越高，信道变化越快。高速环境下产生的多普勒频谱的不可预测性决定了我们只能尽可能的降低ICI的影响。

目前常用的降低ICI影响的技术主要包括：频域均衡、时域加窗，频偏估计和补偿，ICI自消除技术以及Doppler分集。另外还有一些通过引入其他的技术来降低ICI的方法，例如通过采用全相位谱分析技术来压低子载波旁瓣的影响以降低ICI，利用信道的基扩展模型(BEM)，减少信道估计的参数，降低估计的复杂性等。

经典ICI干扰自消除技术因为其简单有效且有较强的鲁棒性而受到广泛关注，该方法通过在频域将子载波上的数据以特定的加权系数映射到其他的子载波上，将相邻子载波间产生的ICI相互抵消从而提高了系统的性能。但该方法的频谱利用率只有50％，远远不能满足现代通信中高速宽带无线接入的需求。

高速移动条件下的Doppler频偏导致信道是快速时变信道。当高速列车以恒定的速度v运动时，假设可分辨多径信号到达接收机时与接收机运动方向的夹角为α时，发射信号的中心频率为f_c时，直射波的Doppler频偏f_d为：

$f_d=\frac{v}{\mathrm{\λ}}\cos \mathrm{\α}=\frac{v}{c}\·f_c\·\cos \mathrm{\α}=f_{\max }\·\cos \mathrm{\α}$

其中，λ是载波信号的波长，f_max＝v/λ是最大Doppler频偏。Doppler频偏越大，信道随时间变化的越快。图1描述了不同速度下，中心频率为2.4G时，信道的时变特性。可以看出，当速度为500km/h时，信道抽头随时间变化的最快。因为高速铁路一般建设在空旷开阔环境中，并且地面和列车无线传输的基站通常建设在轨道旁20m距离，所以对于高速铁路无线信道，具有和城区信道模型不同之处，即无线信道的第一条可分辨传输路径是直射波，即较强的莱斯(Rician)径，其余可分辨多径的功率谱是经典的Jakes功率谱。

这里在多载波OFDM系统中采用归一化多普勒频偏f_N来描述信道的时变情况，定义为f_N＝f_dT_sys，其中T_sys为OFDM的符号周期，T_sys＝NT_s，T_s为系统采样时间。若f_N≤0.1，则认为信道冲击相应抽头系数在一个符号周期内是线性变化的。在此条件下，可以通过插值等方法得到信道的频响，通常采用简化的信道模型，通过解方程来得到信道冲击响应，但这种方法复杂度较高。

综上所述，当归一化多普勒频偏f_N≤0.1时，多径信道抽头在时域上是线性变化的。通过解方程的方式由于复杂度较高，而经典的ICI自消除方法频谱利用率又太低。因此，期望能够找到一种高效精确地ICI消除的方法，既能提高频谱利用率，又能优化系统性能。

发明内容

有鉴于此，本发明主要解决的问题是时变信道下消除ICI的问题，采用信道估计联合ICI消除方法，这种方法采用特殊的导频簇结构能够准确的得到信道状态信息(CSI)以及ICI，从而消除ICI的影响。

本发明所采取的技术方案是如下：

一种新型OFDM信道估计联合ICI消除方法包括以下步骤：

步骤a：在发射端设置具有ICI消除功能的簇状导频OFDM结构，然后进行IFFT变换到时域，添加循环前缀发送；

步骤b：将接收到的OFDM符号进行FFT变换到频域，取出步骤a中的导频进行ICI自消除后再进行变换域信道估计得到信道状态信息；

步骤c：将步骤b中得到的信道状态信息进行粗均衡得到发射信号，然后把得到的发射信号进行反调制得到反调制信号；

步骤d：将步骤b中得到的信道状态信息变换到时域，进行连续符号时域信道估计得到当前符号的时变信道脉冲响应并构造循环卷积矩阵；

步骤e：利用步骤d中构造的循环卷积矩阵计算ICI信道矩阵，进而计算出ICI干扰矩阵；

步骤f：联合步骤c中得到的反调制信号以及步骤e中的ICI干扰矩阵，进行ICI消除，二次均衡后判决得到较为准确发射信号。

步骤a中所述具有ICI消除功能的簇状导频采用二项导频OFDM结构，每组导频中第一个导频符号以系数“-1”映射到第二个导频上。

步骤d中进行的连续符合时域信道估计是指当前符号的时变信道脉冲响应联合前一个符号和下一个符号的时变信道脉冲响应，在时域上进行线性插值或三次样条或者高斯插值。

步骤f具体指将步骤c中得到的反调制符号和步骤步骤e中得到的ICI干扰矩阵相乘，得到当前符号的ICI干扰值，之后，在接收信号中减去该ICI干扰值得到去除ICI干扰后的接收信号，然后进行二次均衡并判决得到较为准确发射信号。依据系统实时性或者计算复杂度，可对步骤f实施多次迭代消除和均衡直至得到最佳发射信号。

本发明产生的有益效果：信道在一个OFDM符号内是线性变化的条件下，采用特殊导频簇的插入方式，能够在存在频偏的情况下较为准确估计出无ICI的信道，通过前后共三个符号联合检测的方式采用线性插值的方法得到当前OFDM符号在时域上的信道脉冲相应，转换到频域计算ICI系数，然后结合粗均衡判决后的反调制符号消除接收信号中的ICI，最后通过二次均衡得到较为准确的发射符号。该方法与经典ICI干扰自消除技术相比，不仅提高了频谱利用率，同时系统的性能也有很大的改善。

附图说明

图1是示出在不同速度下信道抽头随时间变化示意图。

图2是示出本发明中联合符号检测和OFDM二项导频符号结构示意图。

图3是示出本发明接收端信道估计联合ICI消除实现流程图。

图4是示出对本发明实施例在COST207RA信道模型中，在不同信噪比SNR的情况下新型信道估计联合ICI消除方法与传统变换域信道估计以及经典ICI自消除技术在相同频谱利用率条件下中低速(120km/h，250km/h)的BER(误码率)计算仿真结果图。

图5是示出对本发明实施例在COST207RA信道模型中，在不同信噪比SNR的情况下新型信道估计联合ICI消除方法与传统变换域信道估计以及经典ICI自消除技术相同频谱利用率条件下高速(350km/h，500km/h)的BER(误码率)计算仿真结果图。

图6是示出对本发明实施例在COST207RA信道模型中，在不同信噪比SNR的情况下新型信道估计联合ICI消除方法与传统变换域信道估计以及经典ICI自消除技术在不同速度和频谱利用率条件下的BER(误码率)计算仿真结果图。

图7是示出对本发明实施例在COST207RA信道模型中，信噪比为34dB时，在不同归一化多普勒频偏的情况下新型信道估计联合ICI消除方法与传统变换域信道估计以及经典ICI自消除技术在不同频谱利用率条件下的BER(误码率)计算仿真结果图。

具体实施方式

下面结合附图和具体实施例对本发明做更详细的描述。

这里首先给出一个OFDM系统模型。

假设含有N个子载波的OFDM系统模型，信源二进制信息经过交织、编码、映射后的符号为x＝[X[0]，X[1]，…，X[N-1]]，之后经过N点IFFT调制变换得到时域x＝[x(0)，x(1)，…，x(N-1)]，其中x(n)表示为：

$x\left(n\right)=\frac{1}{N}\underset{m=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}X\left[m\right]\exp \left(j2\mathrm{\π}\frac{\mathrm{mn}}{N}\right),0\≤n\≤N-1---\left(2\right)$

其中x(n)表示OFDM符号第n个采样值。为避免多径带来符号间干扰(ISI)，每个OFDM符号前添加循环前缀(CP)，且CP长度大于信道冲击响应长度L，将OFDM符号进行并串变换后经过数模转换(D/A)发送。这里，为了接收端完成信道估计，将梳状导频等间隔插入OFDM符号，相邻导频间隔为

NP是一个OFDM符号中的导频数，这里不考虑虚拟子载波和直流(DC)子载波。

在归一化多普勒频偏f_N≤0.1时，，则认为信道冲击响应抽头系数在一个符号周期内是线性变化的。此时发射信号x(n)经信道h(n，l)后的接收信号y(n)可表示为：

$y\left(n\right)=h(n,l)*x\left(n\right)+w\left(n\right)$

$=\underset{l=0}{\overset{L-1}{\mathrm{\Σ}}}h(n,l)x(n-1)+w\left(n\right)---\left(3\right)$

其中，*表示卷积运算，n表示时间序号，w(n)是加性高斯白噪声(AWGN)，h(n，l)表示n时刻路径l的抽头系数。在接收端，假设系统获得准确同步，去除每个OFDM符号循环前缀(CP)后，进行N点FFT解调，得到频域接收信号为：

$Y\left[m\right]=\underset{k=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}\underset{l=0}{\overset{L-1}{\mathrm{\Σ}}}X\left[k\right]H_l^{m-k}{e}^{-j2\mathrm{\πlk}/N}+W\left[m\right]$

$=\left(\underset{l=0}{\overset{L-1}{\mathrm{\Σ}}}{H}_l^0{e}^{-j2\mathrm{\πlk}/N}\right)X\left[m\right]+\underset{k\≠m}{\overset{N-1}{\underset{k=0}{\mathrm{\Σ}}}}\underset{l=0}{\overset{L-1}{\mathrm{\Σ}}}X\left[k\right]H_l^{m-k}{e}^{-j2\mathrm{\πlk}/N}+W\left[m\right]---\left(4\right)$

其中，W[m]是w(n)的FFT变换，L为多径的径数，H_l ^m-k是时变多径信道抽头l的FFT变换，表示路径l的时变特征，H_l ^m-k可表示为：

$H_l^{m-k}=\frac{1}{N}\underset{n=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}h(n,l)e^{-j2\mathrm{\πn}(m-k)/N}---\left(5\right)$

式(4)中，等式右边第一项是子载波m承载的数据和相应的信道频响，衰落因子由多径产生，不含时变信道成分；第二项是其余子载波对第m个子载波的ICI，其中H_l ^m-ke^-j2πlk/N是相应子载波X[k]对ICI的影响因子。

OFDM符号经过时变多径信道，可将式(4)简写成：

Y[m]＝H[m]X[m]+ICI_m+W[m]m＝0，1，…，N-1(6)

其中，ICI_m是其他子载波对子载波m的ICI。从式(6)中，如果要得到准确的X[m]，需要有两个条件：一是准确的信道估计H[m]；二是相应的ICI——ICI_m。为此，我们设计一种新型OFDM系统信道估计联合ICI自消除方法。

该方法发射端OFDM符号的结构与传统的OFDM基本相似，不同之处是导频采用ICI消除功能的簇状导频，以导频采用二项导频为例，即每两个导频构成一组，X_p[1]＝-X_p[0]，...，X_p[N_p-1]＝-X_p[N_p-2]，如图2所示，给出了OFDM符号结构，其中导频采用梳状导频的插入方式，这样就可在接收端得到式(6)中的H[m](不包含ICI)。这种导频设计借鉴了文献“Y.ZHAO and S.G，Haggman，Inercarrier Interference Self-Cancellation Scheme for OFDM Mobile CommunicationSystems，IEEE 46^th vehicular Technology Conference，vol.3，pp.1564-1568，April1996”中的ICI自消除技术中子载波设计的方法。这里介绍一下该方法的基本原理。

该方法的主要思想是在发射端将调制数据以一定的加权系数映射到相邻的子载波上，使得ICI的影响最小；在接收端将以相应的加权系数进行叠加，进一步降低了ICI的影响。从Doppler频偏的角度，时变多径信道可建模为：

$h(n,l)=\underset{l=0}{\overset{L-1}{\mathrm{\Σ}}}{a}_l\exp \left(j\frac{2\mathrm{\π}}{N}{f}_{d\_l}{T}_{\mathrm{sys}}\right)\mathrm{\δ}(\mathrm{\τ}-{\mathrm{\τ}}_l)---\left(7\right)$

其中，a_l，f_{d_l}和τ_l分别是第l条可分辨径的复路径增益、多普勒频偏和相对路径传输延时。这里为了简单起见，仅考虑一条传输路径，即L＝1(复路径增益为α)，则将式(7)带入式(3)，经过接收端的FFT变换后，经过相应的数学处理可得到：

$Y\left[m\right]=a\underset{k=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}X\left[k\right]\exp \left(\mathrm{j\π}(1-\frac{1}{N})(m+f_d{T}_{\mathrm{sys}}-k)\right)\frac{\sin \left(\mathrm{\π}(m+f_d{T}_{\mathrm{sys}}-k)\right)}{N\sin (\mathrm{\π}(m+f_d{T}_{\mathrm{sys}}-k)/N)}+W^{\′}\left[m\right]$

$=\mathrm{aX}\left[m\right]\exp \left(\mathrm{j\π}(1-\frac{1}{N})f_d{T}_{\mathrm{sys}}\right)\frac{\sin \left(\mathrm{\π}{f}_d{T}_{\mathrm{sys}}\right)}{N\sin (\mathrm{\π}{f}_d{T}_{\mathrm{sys}}/N)}---\left(8\right)$

$+a\underset{k\≠m}{\overset{N-1}{\underset{k=0}{\mathrm{\Σ}}}}X\left[k\right]\exp \left(\mathrm{j\π}(1-\frac{1}{N})(m+f_d{T}_{\mathrm{sys}}-k)\right)\frac{\sin \left(\mathrm{\π}(m+f_d{T}_{\mathrm{sys}}-k)\right)}{N\sin (\mathrm{\π}(m+f_d{T}_{\mathrm{sys}}-k)/N)}+W^{\′}\left[m\right]$

其中，f_N＝f_dT_sys是归一化Doppler频偏，W′[m]仍为AWGN。令ICI系数为：

$s(k-m)=\exp \left(\mathrm{j\π}(1-\frac{1}{N})(m+f_N-k)\right)\frac{\sin \left(\mathrm{\π}(m+f_N-k)\right)}{N\sin (\mathrm{\π}(m+f_N-k)/N)}---\left(9\right)$

则式(8)可修改成为：

从式(10)中可以看出，S(k-m)为第k个子载波对X[m]的ICI系数。从式(10)中可知，随着多普勒频偏的增大，ICI系数也会增大，同时相邻子载波的ICI系数相差较小，可认为近似相等，这也是ICI自消除设计的关键。

经典ICI干扰自消除在发射端调制信号满足：X[1]＝-X[0]，X[3]＝-X[2]，...，X[N-1]＝-X[N-2]，则接收到的子载波m表示为：

$Y^{\′}\left[m\right]\underset{k=\mathrm{even}}{\overset{N-2}{\underset{k=0}{\mathrm{\Σ}}}}X\left[k\right][S(k-m)-S(k+1-m)]+W\left[m\right]---\left(11\right)$

相邻的子载波m+1表示为：

$Y^{\′}[m+1]=\underset{k=\mathrm{even}}{\overset{N-2}{\underset{k=0}{\mathrm{\Σ}}}}X\left[k\right][S(k-m-1)-S(k-m)]+W[m+1]---\left(12\right)$

此时，ICI系数表示为：S′(k-m)＝S(k-m)-S(k+1-m)。

为进一步消除ICI，在接收端将相邻的子载波以加权系数“-1”相加，表示为

$Y^{\′\′}\left[m\right]=Y^{\′}\left[m\right]-Y^{\′}[m+1]$

$=\underset{k=\mathrm{even}}{\overset{N-2}{\underset{k=0}{\mathrm{\Σ}}}}X\left[m\right][-S(k-m-1)+2S(k-m)-S(k-m+1)]---\left(13\right)$

$+W\left[m\right]-W[m+1]$

此时，ICI系数为：S″(k-m)＝-S(k-m-1)+2S(k-m)-S(k-m+1)

对于同一子载波，对于大部分k-m，|S″(k-m)|＜＜|S′(k-m)|＜＜|S(k-m)|所以按照(13)的解码方式，ICI最小。

通过相邻子载波上ICI的相互抵消，可以大大提高系统的性能，但是，该方法的缺点便是频谱利用率只有50％，且系统采用差分调制方式，虽然不需要进行信道估计，不能满足QAM等高阶调制要求，这些缺点不满足现代通信中的高效传输，制约了其在实际中的应用。

利用上述原理，在发射端OFDM符号结构中导频设计采用具有ICI消除功能的簇状导频结构，本实施例以二项导频结构举例说明，此时导频组数为N_p/2，每组导频中第一个导频符号以系数“-1”映射到第二个导频上，然后进行IFFT变换到时域，添加循环前缀发送。

在接收端，假设准确同步接收，将接收到的信号去循环前缀并进行FFT变换后，联合前后两个OFDM符号进行多符号信道估计及ICI消除，最后进行二次均衡并判决。图2给出了接收端的具体操作步骤，下面我们将按以下步骤进行处理：

首先在步骤201中对接收到得信号进行FFT变换到频域。

步骤202，提取出二项导频进行信道估计。二项导频信道估计原理如下：

${\tilde{H}}_p\left[m_p\right]=\left(Y_p\right[m_p]-Y_p[m_p+1\left]\right)/2X_p\left[m_p\right]$

$=(\left(H_p\right[m_p\left]X_p\right[m_p]-H_p[m_p+1\left]X_p\right[m_p+1\left]\right)+({\mathrm{ICI}}_{m_p}-{\mathrm{ICI}}_{m_p+1})+$

$\left(W\right[m_p]-W[m_p+1\left]\right))/{2X}_p[m_p]$

$=(\left(H_p\right[m_p\left]X_p\right[m_p]+H_p[m_p+1\left]X_p\right[m_p\left]\right)+({\mathrm{ICI}}_{m_p}-{\mathrm{ICI}}_{m_p+1})+$

$\left(W\right[m_p]-W[m_p+1\left]\right))/{2X}_p[m_p]$

其中Y_p[m_p]和Yp[m_p+1]表示接收导频子载波中的两个接收信号，X_p[m_p]表示发送端导频。由于

将

进行变换域信道估计，得到ICI消除后的信道估计值

和时变多径信道的时域冲击响应系数。

在步骤203中用来对接收到的信号进行粗均衡，得到误码率较高的发射信号

$\tilde{X}\left[m\right]=Y\left[m\right]\tilde{H}\left[m\right]/\left(\tilde{H}\right[m\left]\tilde{H}{\left[m\right]}^{*}\right)---\left(15\right)$

将在步骤203中得到的

判决后在步骤204中按发射端的调制方式进行反调制，得到

得到的时变多径信道的时域冲击响应系数在步骤205中进行连续符号时域线性信道估计并构造循环卷积h_c。在时变多径信道归一化Doppler频偏f_N≤0.1时，一个OFDM符号内的信道在时域上的多径抽头系数是线性变化的，可以通过多个符号的联合检测得到一个OFDM符号内的时变信道抽头变化信息。如图2所示，当前符号的时变信道脉冲响应，需要联合前一个符号和下一个符号的时变信道脉冲响应，在时域上进行线性插值。此处还可采用三次样条插值或者高斯插值。首先将步骤202中得到的

进行IFFT变换到时域为：

$\tilde{h}{\left(n\right)}^{\mathrm{ave}}=\frac{1}{N_p}\underset{m_p=0}{\overset{N_p-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}{\tilde{H}}_p\left[m_p\right]e^{j\frac{2\mathrm{\&pi;}}{N_p}{m}_{p}n},0\&le;n<N_p-1---\left(16\right)$

因为对于第n径，

最小，即与中间时刻

(Ts为采样率)的时域信道方差最小，可以用

来近似时刻

的多径信道的抽头系数，即

$\tilde{h}{\left(n\right)}^{(\frac{N}{2}-1)}\&ap;\tilde{h}{\left(n\right)}^{\mathrm{ave}}$

在得到当前符号中间时刻的后，需要联合前后两个OFDM符号的时变信道冲击响应和

进行线性插值，得到当前OFDM符号在时域的信道“循环”卷积矩阵h_c表示为：

在步骤206中计算ICI信道矩阵。若在非时变信道下，h_c中的每一行都是固定的行向量

循环位移得到，则非时变条件下的频域等效信道：

Λ＝Fh_cF^H    (19)

其中，F和F^H是FFT和IFFT变换矩阵，都为酉矩阵，其中元素分别为e^j2πik/N和e^-j2πik/N。由矩阵论可知，h_c是循环右移的Toeplitz矩阵，Λ为一对角阵。在时变f_N≤0.1条件下，h_c不再在是循环右移的Toeplitz矩阵，行向量h_n的每个抽头呈线性变化。信道卷积矩阵h_c经过式(19)的对角化后得到：

可以看出，A即为ICI信道矩阵，且A为非对角线矩阵，呈带状分布。其中a(i，j)表示第j个子载波对第i个子载波的ICI系数。

得到ICI信道矩阵A后，在步骤207中求ICI干扰矩阵H_ICI。当信道是非时变信道，满足：

$a(i,j)=\left\{\begin{array}{cc}H\left[i\right]& i=j\\ 0& \mathrm{otherwise}\end{array}\right.$

A为对角矩阵，即A＝Λ。

式(4)用矩阵可表示为

Y＝AX+W    (22)

A中对角线上的元素H_diag＝diag(A)＝[a(0，0)，a(1，1)…a(N-1，N-1)]即为相应每个子载波的衰落因子，而H_ICI＝A-H_diag即为ICI干扰矩阵。

步骤208进行ICI消除并进行二次均衡得到

依据系统实时性或者计算复杂度，可以对二次均衡判决的数据重新进行反调制，再次通过ICI系数矩阵消除ICI，实施三次均衡再判决数据，即多次迭代消除和均衡。通过上面的分析，我们得知，在时域线性变化信道下，对接收信号的处理就变成了方程组Y＝AX的求解。但是一般条件下，我们并不知道信道频响矩阵A中q的值，所以直接进行解方程是不可取的。因为子载波受相邻子载波产生的ICI的影响最大，随着子载波的远离，影响也越来越小。

这里，ICI消除利用前面的第一次的粗均衡判决后的信号进行反调制符号，然后和ICI干扰矩阵相乘，得到当前符号的ICI干扰值，之后，在接收信号中减去ICI干扰项，可表示为：

$Y_{\mathrm{offICI}}=Y-H_{\mathrm{ICI}}\stackrel{~\&prime;}{X}---\left(23\right)$

其中

是一次粗均衡判决后的反调制符号，Y_offICI是去除ICI干扰后的接收信号。

将去除ICI干扰后的接收信号Y_offICI完成二次均衡，得到新的待判决信号

可表达为：

$\hat{X}=Y_{\mathrm{offICI}}{H^H}_{\mathrm{diag}}(H_{\mathrm{diag}}{H^H}_{\mathrm{diag}}{)}^{-1}$

最后在步骤209中进行判决即可得到较为准确的发射信号。

下面结合图4，图5，图6，图7，对本发明方案的有益效果进行分析。本发明的计算机仿真参数如下表所示：

参数名称	参数值
		系统带宽	5MHz
FFT/IFFT点数	256
		CP长度	32
OFDM符号周期	51.2us
		导频/数据调制方式	BPSK

参数名称	参数值
		导频数Np(二项导频编码)	A：64×2＝128B：32×2＝64C：16×2＝32
导频间隔ΔP	A：256/64＝4B：256/32＝8C：256/16＝16
		频谱利用率	A：50％B：75％C：87.5％

仿真设置载波中心频率为2.4GHz。信道采用COST 207乡村(RA)信道模型作为高速铁路无线信道模型。在乡村高速模型中，因为高速铁路一般建设在空旷开阔环境中，所以无线信道的第一条可分辨径是直射波，即较强的莱斯(Rician)径，其余径功率谱仍为经典型。多径信道建模采用抽头延迟线(TDL)模型，其路径增益和路径相对延时参数如下：

速度	120km/h	250km/h	350km/h	400km/h	500km/h
						fN＝Tsys·fmax	0.014	0.028	0.04	0.046	0.057

图4和图5分别给出了在COST 207乡村信道模型条件下不同信道估计ICI干扰消除算法的性能比较图，分别对应中低速(120km/h和250km/h)和高速(350km/h和500km/h)。可以看出，新型信道估计联合ICI自消除算法无论是在中低速或高速运动条件下性能都有较为明显的改善。图4在中低速条件下，当SNR小于20dB时，几种算法性能相似，当SNR超过25dB时，经典ICI自消除方法迅速出现“错误平底”，并且，在运动速度为120km/h时，频率利用率为50％的传统OFDM的DFT信道估计方法性能甚至优于经典ICI自消除方法。而此时120km/h新型信道估计联合ICI自消除算法表现出了近似静态信道，同时250km/h时性能相对其他方法也有明显的改善。图5在高速移动速条件下，传统OFDM的DFT信道估计方法在SNR大于20dB后就出现“错误平底”，随着SNR增加，误码性能在10^-3附近；经典ICI自消除方法在SNR在25dB后出现“错误平底”；新型信道估计联合ICI自消除算法在SNR在35dB后出现“错误平底”，运动速度为350km/h是误码性能超过了10^-4，运动速度为500km/h时性能也明显优于其他方法。

图6给出了在COST 207乡村信道模型条件下不同信道估计ICI干扰消除算法的频谱利用率的性能比较图。从图看出，对于各种算法，算法性能随着系统的频谱利用率的增加而性能下降。这里，频谱利用率为50％的经典ICI干扰自消除方法性能较为稳定，在中低速(120km/h和250km/h)条件下，“错误平底”在10^-3.7附近；而新型信道估计联合ICI自消除算法在高速(350km/h和500km/h)条件下，并且，频谱利用率分别为75％和87.5％时的性能，在SNR超过20dB后，均明显优于经典的中低速且频谱利用率较低的经典ICI干扰自消除的方法，虽然，在低信噪比时，新型信道估计联合ICI自消除算法稍差于经典ICI干扰自消除的方法。另外，和传统的DFT信道估计方法在频谱利用率为50％运动速度为120km/h时相比，新型信道估计联合ICI自消除算法在条件频谱利用率为87.5％运动速度为350km/h时，和条件频谱利用率为75％运动速度为500km/h时，性能相差不多，从这里看出，新型算法无论在对抗高速移动的Doppler频差和频谱利用率方面，都有非常大的增益。

从图7可以看出，在不同的归一化Doppler频偏时新型信道估计联合ICI自消除算法，该曲线是在SNR＝34dB条件下完成。从图上可以看出，当归一化Doppler频偏f_N＜0.1时(f_N＝0.1时相应的运动速度为781km/h)，即多径信道抽头在一个OFDM符号周期内满足线性变化，在该条件下，新型信道估计联合ICI自消除算法性能远优于经典ICI干扰自消除方法，并且，频谱利用率越低，系统的性能越好。当Doppler频偏f_N＞0.1时，信道的变化超越线性变化特性，新型信道估计联合ICI自消除算法中利用连续符号线性插值信道时变特征不满足实际信道变化要求，ICI矩阵估计误差较大，造成系统性能下降。然而，因为对于f_N≈0.1时的运动速度，已经基本满足当前陆地高速移动的极限速度，所以，该算法具有良好的应用价值。

以上所述仅是本发明的优选实施方式，应当指出，对于本技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明的原理的前提下，还可以做出若干改进和润饰，这些改进和润饰也应该视为本发明的保护范围。

Claims (5)

1.一种新型OFDM信道估计联合ICI消除方法，其特征在于，所述方法采用如下步骤：

步骤a：在发射端设置具有ICI消除功能的簇状导频OFDM结构，然后进行IFFT变换到时域，添加循环前缀发送；

步骤b：将接收到的OFDM符号进行FFT变换到频域，取出步骤a中的导频进行ICI自消除后再进行变换域信道估计得到信道状态信息；

步骤c：将步骤b中得到的信道状态信息进行粗均衡得到发射信号，然后把得到的发射信号进行反调制得到反调制信号；

步骤d：将步骤b中得到的信道状态信息变换到时域，进行连续符号时域信道估计得到当前符号的时变信道脉冲响应并构造循环卷积矩阵；

步骤e：利用步骤d中构造的循环卷积矩阵计算ICI信道矩阵，进而计算出ICI干扰矩阵；

步骤f：联合步骤c中得到的反调制信号以及步骤e中的ICI干扰矩阵，进行ICI消除，二次均衡后判决得到较为准确发射信号。

2.根据权利要求1所述的新型OFDM信道估计联合ICI消除方法，其特征在于，步骤a中所述具有ICI消除功能的簇状导频OFDM结构采用二项导频OFDM结构，每组导频中第一个导频符号以系数“-1”映射到第二个导频上。

3.根据权利要求1所述的新型OFDM信道估计联合ICI消除方法，其特征在于，步骤d中进行的连续符合时域信道估计是指当前符号的时变信道脉冲响应联合前一个符号和下一个符号的时变信道脉冲响应，在时域上进行线性插值或三次样条或者高斯插值。

4.根据权利要求1所述的新型OFDM信道估计联合ICI消除方法，其特征在于步骤f具体指将步骤c中得到的反调制符号和步骤步骤e中得到的ICI干扰矩阵相乘，得到当前符号的ICI干扰值，之后，在接收信号中减去该ICI干扰值得到去除ICI干扰后的接收信号，然后进行二次均衡并判决得到较为准确发射信号。

5.根据权利要求1所述的新型OFDM信道估计联合ICI消除方法，其特征在于依据系统实时性或者计算复杂度，对步骤f实施多次迭代消除和均衡直至得到最佳发射信号。

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