CN104539565A - 一种基于二次曲线拟合方法设计的mimo-ofdm信道估计器 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种基于二次曲线拟合方法设计的MIMO-OFDM信道估计器，包括发送端和接收端，其特征在于：所述发送端包括多组等距分布在OFDM符号中的导频，每组导频中的零导频和非零导频夹杂在子载波处交替插入，并用零导频作为保护间隔，所述接收端用于接收所述发送端发出的信号，并经FFT变换后计算在零导频处的估计值及滤波系数，所述零导频处的估计值和滤波系数分别通过6点平滑滤波器2次曲线拟合方法计算得到。本发明避免不当的平均方法将会损坏信道估计。STBC技术将多维矩阵的LS运算转化为一维矩阵运算降低复杂度，并基于系统上优化思想，提升了传统信道估计方法的估计精度，扩大了其信噪比适用范围。

Description

一种基于二次曲线拟合方法设计的MIMO-OFDM信道估计器

技术领域

本发明涉及通信技术领域，更具体地说，特别涉及一种基于二次曲线拟合方法设计的MIMO-OFDM信道估计器。

背景技术

无线局域网(Wireless Local Area Network，WLAN)技术的发展与应用已经深深的改变了人们的交流方式和工作方式，带给人们前所未有的便捷，加之各种智能终端(如Smart Phone、iPad、IPTV等)的快速普及，和“Smart Home”概念的提出与实施，人们对WLAN所带来的便捷性、传输信号的高效性要求越来越高。在高速传输下，正交频分复用(OFDM)信号在信道中传输，受频率选择性衰落、多普勒频移和载波频率偏移等影响，其相位会偏移、幅度会衰减。为了在接收端恢复发送数据，必须要采取措施消除每个子载波信道所引入的相位和幅度的影响。在接收机中进行信道估计与均衡可解决上述问题，提高OFDM系统的性能。

在实验室环境下搭建一个MIMO信道模型对无线音频传输芯片的前期系统测试有重要意义，在接收端，信道估计对实际无线MIMO信道的多径衰落特征进行估计，是MIMO-OFDM系统的关键技术之一，对宽带无线通信系统的性能具有非常重要的影响，可将估计得到的发送载波信息，用于接收端均衡、相干解调、检测和解码模块。

目前来看，信道估计算法主要分两大类：盲估计和非盲估计。盲估计无须利用导频等信息，通过对接收信号进行信号处理来估算信道。由于不需要在传输信号中插入特定信息，盲估计技术可以大大提高OFDM系统的传输效率。然而，盲估计算法也有不足的地方：收敛速度较慢，不利于实时跟踪快衰落信道；数据需求量大、计算复杂，不适合于实际工程应用。非盲估计是目前普遍采用的估计方法，它在收敛速度和数据传输效率之间取得平衡。非盲估计算法在传输信号中插入训练序列、导频等特定信息，虽然会增加额外开销从而降低了OFDM系统的传输效率，但相对盲估计算法来说收敛速度较快。非盲估计主要是利用接收机已知的导频信息进行信道估计，这些导频信息主要有梳状导频和块状导频两种。基于梳状导频的信道估计需要配合信道插值一起进行，适合于快衰落信道。基于块状导频的信道估计无须进行频域内插，对信道频率选择性不敏感，适合于慢衰落信道。

在实际应用中，信道的冲激响应可以利用导频信息进行估计。基于导频的信道估计具有估计性能好，容易实现的优点，一直是无线通信方面研究的热点，应用较为广泛。基于此的估计算法如最大似然法(ML，maximum likelihood)、最小二乘法(LS，least squares)、最小均方误差法(MMSE，mimimum meam square error)等。为了更好的跟踪信道变化，根据不同的信道和估计方法，出现了许多对导频插入位置，导频相互间隔，导频功率配置，内插算法、滤波均衡的研究。

当前的无线音频传输技术主要有蓝牙和WI-FI，蓝牙技术的传输距离短，数据传输率低、抗干扰能力弱，几乎无法在高品质的无线音频系统方面使用。目前，WI-FI技术依然存在其自身的局限性，为应满足更高品质音频的要求，MIMO与OFDM的联合技术作为新一代无线音频传输芯片的核心技术。在无线通信系统中，信道估计是MIMO-OFDM系统的关键技术之一，因而本文重点研究在频率选择性衰落信道环境下，无线音频传输芯片MIMO-OFDM系统中的信道估计方法。在前人的研究中，MIMO无线传输信道具有较大的相干时间，特别是在子载波DC处对应X0＝0时，信道估计算法不能求出DC处对应的信道增益。同时在802.11n协议下，接收机从长训练序列(LTF)中提取两个长训练序列码元的用于信道估计，由相对运动引起的信道时变特性使OFDM系统出现载波间干扰，严重影响了通信的质量。

发明内容

本发明的目的在于提供一种优化LS算法和内插算法，针对MIMO-OFDM系统零导频或者子载波为零的位置上插值、滤波的基于二次曲线拟合方法设计的MIMO-OFDM信道估计器。

为了达到上述目的，本发明采用的技术方案如下：

一种基于二次曲线拟合方法设计的MIMO-OFDM信道估计器，包括发送端和接收端，其特征在于：所述发送端包括多组等距分布在OFDM符号中的导频，每组导频中的零导频和非零导频夹杂在子载波处交替插入，并用零导频作为保护间隔，所述接收端用于接收所述发送端发出的信号，并经FFT变换后计算在零导频处的估计值及滤波系数，所述零导频处的估计值和滤波系数分别通过6点平滑滤波器2次曲线拟合方法计算得到。

进一步地，所述发送端经STBC编码后发出信号，所述接收端经STBC解码后接收信号。

进一步地，所述接收端先经过低通滤波器过滤噪声，去循环前缀后，再进行FFT变换。

进一步地，所述零导频处的估计值计算公式为：

${\hat{H}}_0^{\′}=C_0=\frac{3}{7}({\hat{H}}_{-1}+{\hat{H}}_1)+\frac{3}{14}({\hat{H}}_{-2}+{\hat{H}}_2)-\frac{1}{7}({\hat{H}}_{-3}+{\hat{H}}_3)---\left(1\right)$

式(1)的推导过程如下：

用待定系数法列出零子载波处的增益为：

${\hat{H}}_0^{\′}=a_{-3}{\hat{H}}_{-3}+a_{-2}{\hat{H}}_{-2}+a_{-1}{\hat{H}}_{-1}+a_1{\hat{H}}_1+a_2{\hat{H}}_2+a_3{\hat{H}}_3---\left(2\right)$

利用2次曲线拟合的方法计算滤波系数，设拟合曲线为：

H'＝c₂t²+c₁t+c₀(3)

令 ${\hat{H}}_0^{\′}={[{\hat{H}}_{-3}^{\′},{\hat{H}}_{-2}^{\′},{\hat{H}}_{-1}^{\′},{\hat{H}}_1^{\′},{\hat{H}}_2^{\′},{\hat{H}}_3^{\′}]}^T,$ C＝[c₂,c₁,c₀]^T有

${\hat{H}}_0^{\′}={\left(\begin{array}{cccccc}{t}_{-3}^2& t_{-2}^2& t_{-1}^2& t_1^2& t_2^2& t_3^2\\ t_{-3}& t_{-2}& t_{-1}& t_1& t_2& t_3\\ 1& 1& 1& 1& 1& 1\end{array}\right)}^{T}C=\mathrm{TC}---\left(4\right)$

令可以设定如公式13所示的最小二乘准则，并求出公式14所示C的解

$C=\arg \underset{c}{\min }\left\{{(\hat{H}-\mathrm{TC})}^H(\hat{H}-\mathrm{TC})\right\}---\left(5\right)$

$C={\left(T^{H}T\right)}^{-1}{T}^H\hat{H}---\left(6\right)$

不失一般性，式(4)中代入t_-3＝-3，t_-2＝-2，t_-1＝-1，t₁＝1，t₂＝2，t₃＝3，可求出 $C_o={\hat{H}}_0^{\′}.$

进一步地，每个所述OFDM符号含52个子载波，设序号为的OFDM符号对应有y_l,m，其中m＝-26,...,26,m≠0。对y_l,m进行信道均衡可得到D_l,m，其公式为：

$D_{l,m}=\frac{y_{l,m}}{{\hat{H}}_m^{\′\′}}=\mathrm{conj}\left({\hat{H}}_m^{\′\′}\right)y_{l,m}/{\left|{\hat{H}}_m^{\′\′}\right|}^2---\left(7\right)$

进一步地，多组所述导频相互正交分布，且包括重叠导频和交错导频。

与现有技术相比，本发明的优点在于：充分考虑无线音频传输芯片MIMO-OFDM系统的频率选择性衰落信道特性。在发送端，采用了梳状导频和块状导频相结合，等间隔的插入零导频和非零导频，并用零导频作为保护间隔。采用STBC编码来简化接收机的处理。在接收端，利用信道传递函数在频域线性连续的特性，设计6点平滑滤波器计算在零导频处的估计值，采用2次曲线拟合的方法计算滤波系数，得出零导频处的信道响应。从而避免不当的平均方法将会损坏信道估计。STBC技术将多维矩阵的LS运算转化为一维矩阵运算降低复杂度，并基于系统上优化思想，提升了传统信道估计方法的估计精度，扩大了其信噪比适用范围。

附图说明

为了更清楚地说明本发明实施例或现有技术中的技术方案，下面将对实施例或现有技术描述中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本发明的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。

图1是本发明的基于二次曲线拟合方法设计的MIMO-OFDM信道估计器的零导频和非零导频的频域分布图；

图2是本发明的基于二次曲线拟合方法设计的MIMO-OFDM信道估计器的结构示意图；

图3是本发明的基于二次曲线拟合方法设计的MIMO-OFDM信道估计器的不同插值算法下信道均方误差；

具体实施方式

下面结合附图对本发明的优选实施例进行详细阐述，以使本发明的优点和特征能更易于被本领域技术人员理解，从而对本发明的保护范围做出更为清楚明确的界定。

参阅图1和图2所示，本发明提供一种基于二次曲线拟合方法设计的MIMO-OFDM信道估计器，包括发送端和接收端，发送端包括多组等距分布在OFDM符号中的导频，每组导频中的零导频和非零导频夹杂在子载波处交替插入，并用零导频作为保护间隔，接收端用于接收发送端发出的信号，并经FFT变换后计算在零导频处的估计值及滤波系数，零导频处的估计值和滤波系数分别通过6点平滑滤波器2次曲线拟合方法计算得到。发送端经STBC编码后发出信号，接收端经STBC解码后接收信号。接收端先经过低通滤波器过滤噪声，去循环前缀后，再进行FFT变换。本发明充分考虑无线音频传输芯片MIMO-OFDM系统的频率选择性衰落信道特性。在发送端，采用了梳状导频和块状导频相结合，等间隔的插入零导频和非零导频，并用零导频作为保护间隔。采用STBC编码来简化接收机的处理。在接收端，利用信道传递函数在频域线性连续的特性，设计6点平滑滤波器计算在零导频处的估计值，采用2次曲线拟合的方法计算滤波系数，得出零导频处的信道响应。从而避免不当的平均方法将会损坏信道估计。STBC技术将多维矩阵的LS运算转化为一维矩阵运算降低复杂度，并基于系统上优化思想，提升了传统信道估计方法的估计精度，扩大了其信噪比适用范围。

本发明中，搭建一个2×2的MIMO系统，收发天线对之间是相关的，仿真采用瑞利衰落信道。由于各个模块会影响到系统的总体性能，所以考虑从系统上优化信道估计精度，信道估计总体结构示意图如图2所示，在发送端设计好最优导频序列X(n)，然后经过STBC编码后，接收端先经过低通滤波器过滤噪声，去循环前缀后，再由FFT变换，与发射端相对应，再经过STBC解码，利用信道传递函数在频域线性连续的特性，设计6点平滑滤波器计算在零导频处的估计值，采用2次曲线拟合的方法计算滤波系数。进而求出其他子载波的频率响应。

对于一个具有N_t个发射天线、N_r个接收天线的MIMO-OFDM系统。不失一般性，由于每根接收天线中单独进行估计，所以可不考虑接收天线的数量。接收端每个天线上收到的第n个OFDM符号、第k个子载波上的信号可表示为：

$Y[n,k]=\underset{i=1}{\overset{N_t}{\mathrm{\Σ}}}{H}_i[n,k]X[n,k]+W[n,k],$

其中，k＝0,1,...,N₀-1；i＝1,...,N_t；H_i[n,k]为第i个发射天线与接收天线之间第n个OFDM符号、第k个子载波上的信道频率响应。如果已知在第n个OFDM符号、第i个发射天线上发送的训练OFDM块符号t_i[n,k],基于LS准则，使得MSE代价函数为：

$\underset{k=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}\left|Y\right[n,k]-\underset{i=0}{\overset{N_t}{\mathrm{\Σ}}}\underset{m=0}{\overset{N_0-1}{\mathrm{\Σ}}}{h}_i[n,m\left]e^{-j2\mathrm{\πkm}/N}{t}_i\right[n,k\left]\right|$

最小，得到h_i[n,m]的估计值如下式：

其中为信道参数向量的估计值，可表示为：

${\hat{h}}_i\left[n\right]={\left[h_i\right[n,0],...,h_i[n,N_0-1\left]\right]}^T$

q_ij[n,m]，Q_ij[n,m]，p_i[n,m]，p_i[n]定义如下：

$q_{\mathrm{ij}}[n,m]=\underset{k=1}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}{t}_i[n,k]{t_j^{*}[n,k]e}^{-j2\mathrm{\πkm}/N},$ Q_ij[n]＝q_ij[n,m₁-m₂],m₁,m₂＝0,1,...,N₀-1

$p_i[n,m]=\underset{k=1}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}Y[n,k]{t_j^{*}[n,k]e}^{-j2\mathrm{\πkm}/N}$

P_i[n]＝[p_i[n,0],p_i[n,1],...,p_i[n,N₀-1]]^T

常系数调制的OFDM系统，Q_ij[n]＝NI，因此有训练序列上信道增益：

${\tilde{h}}_i\left[n\right]=\frac{1}{N}\left(P_i\right[n]-\underset{j=1,j\≠i}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}{Q}_{\mathrm{ij}}[n\left]{\tilde{h}}_i\right[n-1\left]\right)$

下面使对求出来的做FFT变换，得出频域的估计值。

具体的，零导频处的估计值计算公式为：

${\hat{H}}_0^{\′}=C_0=\frac{3}{7}({\hat{H}}_{-1}+{\hat{H}}_1)+\frac{3}{14}({\hat{H}}_{-2}+{\hat{H}}_2)-\frac{1}{7}({\hat{H}}_{-3}+{\hat{H}}_3)---\left(1\right)$

式(1)的推导过程如下：

用待定系数法列出零子载波处的增益为：

${\hat{H}}_0^{\′}=a_{-3}{\hat{H}}_{-3}+a_{-2}{\hat{H}}_{-2}+a_{-1}{\hat{H}}_{-1}+a_1{\hat{H}}_1+a_2{\hat{H}}_2+a_3{\hat{H}}_3---\left(2\right)$

利用2次曲线拟合的方法计算滤波系数，设拟合曲线为：

H'＝c₂t²+c₁t+c₀   (3)

令 ${\hat{H}}_0^{\′}={[{\hat{H}}_{-3}^{\′},{\hat{H}}_{-2}^{\′},{\hat{H}}_{-1}^{\′},{\hat{H}}_1^{\′},{\hat{H}}_2^{\′},{\hat{H}}_3^{\′}]}^T,$ C＝[c₂,c₁,c₀]^T有

${\hat{H}}_0^{\′}={\left(\begin{array}{cccccc}{t}_{-3}^2& t_{-2}^2& t_{-1}^2& t_1^2& t_2^2& t_3^2\\ t_{-3}& t_{-2}& t_{-1}& t_1& t_2& t_3\\ 1& 1& 1& 1& 1& 1\end{array}\right)}^{T}C=\mathrm{TC}---\left(4\right)$

令可以设定如公式13所示的最小二乘准则，并求出公式14所示C的解

$C=\arg \underset{c}{\min }\left\{{(\hat{H}-\mathrm{TC})}^H(\hat{H}-\mathrm{TC})\right\}---\left(5\right)$

$C={\left(T^{H}T\right)}^{-1}{T}^H\hat{H}---\left(6\right)$

不失一般性，式(4)中代入t_-3＝-3，t_-2＝-2，t_-1＝-1，t₁＝1，t₂＝2，t₃＝3，可求出 $C_o={\hat{H}}_0^{\′}.$

每个OFDM符号含52个子载波，设序号为的OFDM符号对应有y^l _,m，其中m＝-26,...,26,m≠0。对y_l,m进行信道均衡可得到D_l,m，其公式为：

$D_{l,m}=\frac{y_{l,m}}{{\hat{H}}_m^{\′\′}}=\mathrm{conj}\left({\hat{H}}_m^{\′\′}\right)y_{l,m}/{\left|{\hat{H}}_m^{\′\′}\right|}^2---\left(7\right)$

本发明中，多组导频相互正交分布，且包括重叠导频和交错导频。重叠导频是指不同发射天线在同一时刻各自传输不同的导频。交错导频是指在传输训练序列期间，发射天线中任意时刻只有一个天线在传输导频，其他天线不发送任何信号(零导频)，从而保证了接受到的导频信号相互正交。

参阅图3所示，仿真参数：

假设是2发2收天线MIMO-OFDM系统，仿真采用瑞利衰落信道。FFT变换抽样点数目为N＝64，有效子载波数目为52，每帧中总的导频个数为17，循环前缀长度CP＝16，OFDM符号总长度为N+CP＝80。系统采用QPSK调制，4GHz载波，8MHz带宽，信道模型采用6径的瑞利信道，每一径的功率谱为Jakes模型，最大多径时延为1.5μs，暂不考虑多普勒频移。

虽然结合附图描述了本发明的实施方式，但是专利所有者可以在所附权利要求的范围之内做出各种变形或修改，只要不超过本发明的权利要求所描述的保护范围，都应当在本发明的保护范围之内。

Claims (6)

1.一种基于二次曲线拟合方法设计的MIMO-OFDM信道估计器，包括发送端和接收端，其特征在于：所述发送端包括多组等距分布在OFDM符号中的导频，每组导频中的零导频和非零导频夹杂在子载波处交替插入，并用零导频作为保护间隔，所述接收端用于接收所述发送端发出的信号，并经FFT变换后计算在零导频处的估计值及滤波系数，所述零导频处的估计值和滤波系数分别通过6点平滑滤波器2次曲线拟合方法计算得到。

2.根据权利要求1所述的基于二次曲线拟合方法设计的MIMO-OFDM信道估计器，其特征在于：所述发送端经STBC编码后发出信号，所述接收端经STBC解码后接收信号。

3.根据权利要求2所述的基于二次曲线拟合方法设计的MIMO-OFDM信道估计器，其特征在于：所述接收端先经过低通滤波器过滤噪声，去循环前缀后，再进行FFT变换。

4.根据权利要求1所述的基于二次曲线拟合方法设计的MIMO-OFDM信道估计器，其特征在于：所述零导频处的估计值计算公式为：

式(1)的推导过程如下：

用待定系数法列出零子载波处的增益为：

利用2次曲线拟合的方法计算滤波系数，设拟合曲线为：

H'＝c₂t²+c₁t+c₀   (3) 

令C＝[c₂,c₁,c₀]^T有

令可以设定如公式13所示的最小二乘准则，并求出公式14所示C的解

不失一般性，式(4)中代入t_-3＝-3，t_-2＝-2，t_-1＝-1，t₁＝1，t₂＝2，t₃＝3，可求出

5.根据权利要求1所述的基于二次曲线拟合方法设计的MIMO-OFDM信道估计器，其特征在于：每个所述OFDM符号含52个子载波，设序号为的OFDM符号对应有y_l,m，其中m＝-26,...,26,m≠0。对y_l,m进行信道均衡可得到D_l,m，其公式为：

。

6.根据权利要求1所述的基于二次曲线拟合方法设计的MIMO-OFDM信道估计器，其特征在于：多组所述导频相互正交分布，且包括重叠导频和交错导频。