CN117014261A - 一种双极化信道估计实现方法和装置 - Google Patents
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Abstract
本发明公开了一种双极化信道估计实现方法和装置，属于无线通信和信号处理领域。包括：设计基于Golay互补序列的信道估计基础导频；基于信道估计基础导频以及相同长度的零导频，构建双极化信道估计导频，将其插入帧同步序列和待发送的有用数据之间，得到双极化发送信号并由发送端发出；接收端获取接收信号，将信道估计基础导频的主体部分作为本地序列，利用本地序列分别对两个极化方向的接收信号执行滑动相关计算，截取相应位置的滑动相关值计算双极化信道估计结果，得到两个极化方向的同极化响应和异极化响应。本发明提出的双极化信道估计方法具有低实现复杂度和优异性能，能为双极化通信的可靠性提供保障。
Description
技术领域
本发明涉及无线通信和信号处理领域，尤其涉及一种双极化信道估计实现方法和装置。
背景技术
随着无线通信进入B5G/6G时代，无线速率需求不断提升，在频谱资源稀缺的背景下，亟需大力提升频谱效率即单位频率带宽下的通信容量。极化复用技术是指同时在两个极化方向上发送携带信息的电磁波信号，相较于单极化信号在理论上能使频谱效率提升100%，在大容量无线通信方面得到了广泛关注和部分应用。常见的双极化复用信号如图1所示，包括水平（Horizontal，H）极化方向信号和垂直（Vertical，V）极化方向信号，二者在理论上相互正交，可以共享空间传输信道。
在实际系统中，由于射频器件的非理想特性，难以将两个极化方向信号进行精确分离，而且双极化信号在传播途中还容易出现极化旋转现象，所以极化干扰是双极化系统必须要考虑的不利因素。极化干扰通常由交叉极化鉴别度（Cross PolarizationDiscrimination，XPD）进行描述，目前针对双极化信道传输主要关注如何有效评估XPD并通过提高XPD来改善系统性能，而完成极化干扰下的信号解调还依赖于对双极化信道响应的准确获取，即高性能的双极化信道估计。双极化信道估计的对象包括同极化响应和异极化响应，同极化响应包括H方向发送H方向接收的响应hHH和V方向发送V方向接收的响应hVV，异极化响应包括V方向发送H方向接收的响应hHV和H方向发送V方向接收的响应hVH，这里，同极化响应对应有效传输部分，而异极化响应对应极化干扰部分。
传统用于单极化信道响应估计的最小二乘（Least Square，LS）、最小均方误差（Minimum Mean Square Error，MMSE）、线性最小均方误差（Linear Minimum Mean SquareError，LMMSE）算法虽然在理论上也能用于双极化信道估计，但涉及到的矩阵求逆等运算在双极化情况下的计算复杂度较高，在实际系统中难以实现。通过构建特殊导频序列用于信道估计可以大大降低实现复杂度，在单极化情况下得到了较好的应用，而针对双极化情况还缺乏具体研究。
发明内容
针对上述问题，本发明的目的在于提供一种双极化信道估计实现方法和装置，拟基于具有良好自相关特性的Golay互补序列设计一种双极化信道估计导频，以较低实现复杂度完成高性能性道估计，保障双极化信号的解调性能，为极化复用技术的实用性提供支撑条件。
本发明采用的技术方案如下：
第一方面，本发明提供一种双极化信道估计实现方法，包括：
设计基于Golay互补序列的信道估计基础导频，所述的信道估计基础导频由循环前缀、主体部分、循环后缀组成；
基于信道估计基础导频以及相同长度的零导频，构建双极化信道估计导频，将所述的双极化信道估计导频插入帧同步序列和待发送的有用数据之间，得到双极化发送信号并由发送端发出；
接收端获取接收信号，将信道估计基础导频的主体部分作为本地序列，利用本地序列分别对两个极化方向的接收信号执行滑动相关计算；根据接收信号中的帧同步序列定位两个极化方向的信道估计基础导频，从定位到的信道估计基础导频的主体部分起始位置开始，分别截取信道响应长度的滑动相关值计算信道估计结果，得到两个极化方向的同极化响应和异极化响应。
进一步地，所述的设计基于Golay互补序列的信道估计基础导频，包括：
根据预期的信道响应长度C+1，设计长度为L的Golay互补序列Sa与Sb，其中L=2n且L≥C，n为大于或等于0的整数；
根据长度为L的Golay互补序列Sa与Sb，构建长度为4L的主体部分{Sa -Sb Sb Sa}；
截取序列Sa中的后C个元素作为主体部分的循环前缀，截取序列Sa中的前C个元素作为主体部分的循环后缀，将循环前缀、主体部分、循环后缀依次拼接，得到信道估计基础导频。
进一步地，所述的长度为L的Golay互补序列Sa与Sb通过递归形式生成，即长度为的互补序列与可由两个长度为的互补序列与拼接得到。
进一步地，所述的双极化信道估计导频中的H方向信道估计导频和V方向信道估计导频均由所述的信道估计基础导频及其相同长度的零导频拼接得到，且拼接顺序相反。
进一步地，所述的信道估计结果的计算过程包括：
根据接收信号中的帧同步序列定位两个极化方向的信道估计基础导频的位置，将
位于接收信号最前面的信道估计基础导频的主体部分的起始位置作为接收信号序列的起
点，截取的H方向接收信号序列和V方向接收信号序列；
利用本地序列分别对两个极化方向的接收信号序列执行滑动相关计算；
从定位到的信道估计基础导频的主体部分起始位置开始，分别截取信道响应长度的滑动相关值，将滑动相关值的1/4L作为信道估计结果。
进一步地，执行滑动相关计算时，从本地序列中提取两个长度为L的Golay互补序列Sa与Sb，本地序列与任意序列的滑动相关值等效为互补序列Sa、Sb与相应序列的滑动相关值的组合结果。
第二方面，本发明提供一种双极化信道估计实现装置，用于实现上述的双极化信道估计实现方法。
第三方面，本发明提供一种电子设备，包括处理器和存储器，所述存储器存储有能够被所述处理器执行的机器可执行指令，所述处理器执行所述机器可执行指令以实现上述的双极化信道估计实现方法。
第四方面，本发明提供一种机器可读存储介质，该机器可读存储介质存储有机器可执行指令，该机器可执行指令在被处理器调用和执行时，用于实现上述的双极化信道估计实现方法。
本发明具备的有益效果：本发明通过Golay互补序列构建的基础导频和零导频组合得到两个极化方向的信道估计导频，并采用滑动相关运算估计得到同极化响应和异极化响应，主要优势包括：（1）通过导频组合有效实现了同极化响应和异极化响应之间的解耦，在不同位置截取滑动相关结果可以直接得到各响应；（2）借助于Golay互补序列相关器易于实现的优势，支撑了双极化信道估计较低的实现复杂度；（3）可以显著抑制噪声的影响，保障了双极化信道估计的优异性能。
附图说明
图1为双极化复用信号传输示意图；
图2为本发明实施例示出的一种双极化信道估计实现方法的流程图；
图3为本发明实施例示出的基于Golay互补序列构建的信道估计基础导频结构示意图；
图4为本发明实施例示出的双极化信道估计导频结构及其位置示意图；
图5为本发明实施例示出的基于滑动相关得到双极化信道估计结果的实现示意图；
图6为本发明实施例示出的双极化信道估计MSE性能图；
图7为本发明实施例示出的基于本发明信道估计结果执行极化干扰消除和均衡后的信号解调MSE性能图。
图8为本发明实施例示出的一种双极化信道估计实现装置的示意图；
图9为本发明实施例示出的用于双极化信道估计实现方法的电子设备终端结构示意图。
具体实施方式
下面结合附图和实施例对本发明作进一步详细描述，需要指出的是，以下所述实施例旨在便于对本发明的理解，而对其不起任何限定作用。
在双极化复用信号的实际通信链路中，同极化响应和异极化响应相互制约，本发明设计高效的信道估计导频，将同极化响应和异极化响应解耦，并通过简单的滑动相关运算得到信道估计结果。如图2所示，双极化信道估计实现方法的一种可选实施中，主要包括以下步骤：
步骤一：根据预期的信道响应长度C+1，设计长度为L的Golay互补序列Sa与Sb，满足，并构建信道估计基础导频，其包括长度为4L的主体部分以及长度均为C的循环前缀
和循环后缀。
本步骤中，Golay互补序列由序列对Sa和Sb构成，具有良好的自相关和互相关特性，
二者的自相关函数之和仅在零位移处存在非零值。Golay互补序列的长度为2n，n为大于或
等于0的整数，当n=0即L=1时，可设定，当n>0时，可以通过如式（1）所示的递归形
式生成Golay互补序列对，其中和代表长度为时的生成结果，可由长度为
的Golay互补序列对简单拼接得到。
（1）
例如，则当n=1即L=2时，且；
当n=4即L=16时，且。
在本发明的一项可选实施中，基于长度分别为L的Golay互补序列对Sa和Sb，可构建
序列，其长度为6L并记为D(k)，k=-L, …, 0, …, 5L-1。如图3
所示，将中间长度为4L的部分视为主体部分并记作M(k)，k=0, …, 4L-
1，头部的Sa视为主体部分的循环前缀，尾部的Sa视为主体部分的循环后缀。
通过所构建序列与其主体部分执行滑动相关，在保证相关运算长度为4L的情况下，可以得到2L+1个相关值，而这些相关值仅在最中间位置存在非零脉冲，如式（2）所示。
（2）
考虑D(k)经过一个长度为C+1响应h(k)，k=0, …, C得到R(k)，k=-L, …, 0, …,
5L+C，即，这里R(k)的长度为6L+C，其与M(k)的滑动相关得到2L+C+1个
相关值，中间C+1个值正好与h(k)相同，如式（3）所示，因此证明可以基于序列D(k)完成信道
估计。
（3）
式（3）前后L个滑动相关值为0的前提是序列D(k)前后均无其它非零数据，而当D
(k)前后存在非零随机数时，由于h(k)的拖尾效应会使在及时出现非零滑动相关值，而且其具体值由D(k)前后的数据决定。因此，要通过
式（3）所示的滑动相关运算得到完整的h(k)，需要满足，这对Golay互补序列的设计长
度L提出了要求，考虑到L为2的整数次幂，在满足上述条件下，其最小值为，其
中代表向上取整。
根据预期的信道响应最大长度C+1，D(k)中循环前缀只取后面长度为C的部分即可，同理，循环后缀也只取前面长度为C的部分即可。这样，信道估计基础导频的长度为4L+2C，如图3所示。
步骤二：基于所构建的信道估计基础导频和长度为4L+2C的零导频，设计双极化信道估计导频，将双极化信道估计导频插入到帧同步序列和有用数据之间，构建发送信号并由发送端发出。
本步骤中，所述的双极化信道估计导频中的H方向信道估计导频和V方向信道估计导频均由所述的信道估计基础导频以及相同长度的零导频拼接得到，在双极化情况下，H和V方向上的信号会因极化泄露而相互干扰，在信道估计导频设计时也需考虑干扰问题。为此，本发明在H方向发送信道估计基础导频时V方向发送零导频，而V方向发送信道估计基础导频时H方向发送零导频，即信道估计基础导频以及相同长度的零导频的拼接顺序相反。如图4所示的一项可选实施中，H方向信道估计导频前面长度为4L+2C的信道估计基础导频是有效部分，后面为长度为4L+2C的部分为零导频，而V方向信道估计导频中的有效部分和零导频正好与H方向顺序相反。通过在异极化方向上配置零导频，一方面可以避免信道估计基础导频受到异极化方向的干扰，另一方面信道估计基础导频泄露到异极化方向后可以用于异极化信道响应估计。
执行信道估计需要找准接收信号中信道估计导频所在位置，而这需要依靠帧同步过程完成，因此在信道估计导频之前需配置帧同步序列。而在信道估计完成之后可以根据估计结果执行信道均衡和极化干扰消除，所以信道估计导频后可以接上待发送的有用数据部分。
步骤三：接收端在帧同步之后，将信道估计基础导频的主体部分作为本地序列，对两个极化方向接收信号分别执行滑动相关，从信道估计基础导频的主体部分起始位置所对应的滑动相关值开始，截取长度为C+1的滑动相关值计算信道估计结果，由于两个极化方向均有两个位置存在信道估计基础导频，因此一共存在四个长度为C+1信道估计结果，分别对应两个极化方向的同极化响应和异极化响应。
在本发明的一项具体实施中，发送信号经过双极化信道响应后到达接收端，通过
帧同步定位到信道估计导频的起始位置。记H方向和V方向接收信号对应的序列分别为和，这里，信道会引起序列的时延扩展，设k=0为H方向信道估计导频主体部分
的起始位置，双极化信道估计导频的时间覆盖范围从k=-C至k=8L+4C-1，其中k=-C至k=-1的
部分会受帧同步序列尾部的码间干扰，而k=8L+3C至k=8L+4C-1的部分会受有用数据的码间
干扰。根据步骤一和步骤二的设计，可以通过与信道估计导频主体部分M(k)执行滑动相关
估计得到双极化信道响应，如式（4）所示。
（4）
其中，表示本地序列中的第i个元素，、分别表示H方向接
收信号序列和V方向接收信号序列中的第i+k个元素，、表示H接收方
向的同极化响应和异极化响应中的第k个元素，、表示V接收方向的同极化响
应和异极化响应中的第k个元素，i和k均为大于或等于0的整数。
可以看出，和执行滑动相关计算的有效长度为8L+3C，在式（4）中受
到帧同步序列和有用数据码间干扰的部分未用于计算信道响应估计，保障了信道估计结果
的准确性，图5给出了与式（4）对应的实现过程示意图。
在本发明的一项可选实现过程中，与信道估计基础导频的主体部分M(k)的滑动相关可以划分为与Golay互补序列对Sa和Sb本身的滑动相关，将长度为4L的相关器简化为两个长度为L的相关器，通过缓存滑动相关结果，并根据信道估计导频主体部分的结构将四个相关值进行加减后可得到结果。
以主体部分M(k)=为例，其与任意序列的滑动相关运算可
以等效为互补序列Sa、Sb与相应序列的滑动相关值的组合结果，组合时的加减与主体部分中
的正负号相关。如式（5）所示，其包含四个部分，其中与可通过与Sa滑动相关得到，与可通过与Sb滑动相关得到。
（5）
除此之外，本领域技术人员还可以将与Golay互补序列的相关运算根据其生成机制进行简化，仅用log2L个加法器即可同时得到与Sa和Sb的相关运算结果，该简化已有报道，此处不再赘述。
可见，本发明双极化信道估计实现方法的一大重要优势是具有低实现复杂度。与
此同时，从上述式（4）和式（5）可知，滑动相关计算结果乘因子后才对应信道估计结果，
而该因子可以显著抑制和中噪声的影响，从而保障了双极化信道估计的性
能。L越增大，噪声抑制效果越好，但信道估计导频开销也更大，在实际应用时需要在性能和
导频开销之间进行折衷考虑。
为进一步说明本发明的技术效果，下面将针对典型场景，给出性能评估。这里，同极化响应和异极化响应都采用经典的rummer模型，包括两条径，第一条径为主径，第二条径相对于第一条径的时延为6.3ns，notch深度为5dB，即第二条径相对于第一条径的幅度值大小为1-10-5/20，各条径的相位随机分布。XPD设置为-10dB，即泄露到异极化方向的干扰信号功率比同极化有用信号功率低10dB。通信符号速率为1Gsps，信号采用滚降系数为0.2的根升余弦波形进行成型，对应通信带宽为1.2GHz。由于两条径之间的延时不等于整数倍符号周期，在发送端成型滤波和接收端匹配滤波的影响下，信道响应长度会按升余弦波形进行扩展，这里考虑信道估计基础导频中循环前缀和循环后缀的长度C=64。
本发明可以通过设置不同的Golay互补序列长度得到不同的性能，但需满足L≥64。在实施例中考虑四种情况，即L长度为64、128、256以及512，相应的双极化信道估计导频长度分别为768、1280、2304以及4352。
图6给出了本发明双极化信道估计的归一化均方误差（Mean Square Error，MSE）性能，其中理论性能可根据式（4）计算得到，仿真性能通过蒙特卡洛仿真后统计得到。可以看到，在不同信噪比（Signal-to-Noise Ratio，SNR）及不同Golay互补序列长度L下，仿真得到的MSE性能与理论结果一致，而且在不同L下，MSE的值均低于SNR，同时L每增大一倍MSE降低3dB，这也体现出本发明实现方法在性能上的优越性。
进一步，基于信道估计结果可以完成极化干扰消除和均衡，图7在采用频域MMSE处理的情况下评估了信号解调时的MSE性能，其反应了星座图的质量，解调MSE值越小，待解调信号越聚焦于理想星座点。与此同时，图7也给出了无信道估计误差的理想情况下的性能。可以看到，本发明性能与理想情况较为接近，L=64时最大存在2dB的性能损失，当L达到128时性能损失在1dB以内，而当L=512时已不存在明显的性能损失。
在本实施例中还提供了一种双极化信道估计实现装置，该装置用于实现上述实施例。以下所使用的术语“模块”、“单元”等可以实现预定功能的软件和/或硬件的组合。尽管在以下实施例中所描述的装置较佳地以软件来实现，但是硬件，或者软件和硬件的组合的实现也是可能的。
如图8所示，本实施例提供的一种双极化信道估计实现装置，包括：
信道估计基础导频构建模块，其用于构建基于Golay互补序列的信道估计基础导频，所述的信道估计基础导频由循环前缀、主体部分、循环后缀组成；
双极化信道估计导频构建模块，其用于基于信道估计基础导频以及相同长度的零导频，构建双极化信道估计导频，并将所述的双极化信道估计导频插入帧同步序列和待发送的有用数据之间，得到双极化发送信号，由外部发送端发出；
同极化响应和异极化响应获取模块，其用于将信道估计基础导频的主体部分作为本地序列，利用本地序列分别对两个极化方向的接收信号执行滑动相关计算；根据接收信号中的帧同步序列定位两个极化方向的信道估计基础导频，从定位到的信道估计基础导频的主体部分起始位置开始，分别截取信道响应长度的滑动相关值计算信道估计结果，得到两个极化方向的同极化响应和异极化响应。
对于装置实施例而言，由于其基本对应于方法实施例，所以相关之处参见方法实施例的部分说明即可，其余模块的实现方法此处不再赘述。以上所描述的装置实施例仅仅是示意性的，其中所述作为分离部件说明的单元可以是或者也可以不是物理上分开的，作为单元显示的部件可以是或者也可以不是物理单元，即可以位于一个地方，或者也可以分布到多个网络单元上。可以根据实际的需要选择其中的部分或者全部模块来实现本发明方案的目的。本领域普通技术人员在不付出创造性劳动的情况下，即可以理解并实施。
本发明的装置的实施例可以应用在任意具备数据处理能力的设备上，该任意具备数据处理能力的设备可以为诸如计算机等设备或装置。装置实施例可以通过软件实现，也可以通过硬件或者软硬件结合的方式实现。以软件实现为例，作为一个逻辑意义上的装置，是通过其所在任意具备数据处理能力的设备的处理器将非易失性存储器中对应的计算机程序指令读取到内存中运行形成的。
本发明实施例还提供一种电子设备，包括存储器和处理器；
所述存储器，用于存储计算机程序；
所述处理器，用于当执行所述计算机程序时，实现上述的双极化信道估计实现方法。
从硬件层面而言，如图9所示，为本实施例提供的一种硬件结构图，除了图中所示的处理器、内存、网络接口、以及非易失性存储器之外，实施例中装置所在的任意具备数据处理能力的设备通常根据该任意具备数据处理能力的设备的实际功能，还可以包括其他硬件，对此不再赘述。
本发明实施例还提供一种计算机可读存储介质，其上存储有程序，该程序被处理器执行时，实现上述的一种双极化信道估计实现方法。
所述计算机可读存储介质可以是前述任一实施例所述的任意具备数据处理能力的设备的内部存储单元，例如硬盘或内存。所述计算机可读存储介质也可以是任意具备数据处理能力的设备的外部存储设备，例如所述设备上配备的插接式硬盘、智能存储卡（Smart Media Card，SMC）、SD卡、闪存卡（Flash Card）等。进一步的，所述计算机可读存储介质还可以既包括任意具备数据处理能力的设备的内部存储单元也包括外部存储设备。所述计算机可读存储介质用于存储所述计算机程序以及所述任意具备数据处理能力的设备所需的其他程序和数据，还可以用于暂时地存储已经输出或者将要输出的数据。
显然，以上所述实施例和附图只是本申请的一些例子，对本领域的普通技术人员来说，也可以根据这些附图将本申请适用于其他类似情况，但无需付出创造性劳动。另外，可以理解的是，尽管在此开发过程中所做的工作可能是复杂和漫长的，但是，对于本领域的普通技术人员来说，根据本申请披露的技术内容进行的某些设计、制造或生产等更改仅是常规的技术手段，不应被视为本申请公开的内容不足。在不脱离本申请构思的前提下，还可以做出若干变形和改进，这些都属于本申请的保护范围。因此，本申请的保护范围应以所附权利要求为准。
Claims (10)
1.一种双极化信道估计实现方法，其特征在于，包括：
设计基于Golay互补序列的信道估计基础导频，所述的信道估计基础导频由循环前缀、主体部分、循环后缀组成；
基于信道估计基础导频以及相同长度的零导频，构建双极化信道估计导频，将所述的双极化信道估计导频插入帧同步序列和待发送的有用数据之间，得到双极化发送信号并由发送端发出；
接收端获取接收信号，将信道估计基础导频的主体部分作为本地序列，利用本地序列分别对两个极化方向的接收信号执行滑动相关计算；根据接收信号中的帧同步序列定位两个极化方向的信道估计基础导频，从定位到的信道估计基础导频的主体部分起始位置开始，分别截取信道响应长度的滑动相关值计算信道估计结果，其包含两个极化方向的同极化响应和异极化响应。
2.根据权利要求1所述的双极化信道估计实现方法，其特征在于，所述的设计基于Golay互补序列的信道估计基础导频，包括：
根据预期的信道响应长度C+1，设计长度为L的Golay互补序列Sa与Sb，其中L=2n且L≥C，n为大于或等于0的整数；
根据长度为L的Golay互补序列Sa与Sb，构建长度为4L的主体部分{Sa -Sb Sb Sa}；
截取序列Sa中的后C个元素作为主体部分的循环前缀，截取序列Sa中的前C个元素作为主体部分的循环后缀，将循环前缀、主体部分、循环后缀依次拼接，得到信道估计基础导频。
3.根据权利要求2所述的双极化信道估计实现方法，其特征在于，所述的长度为L的Golay互补序列Sa与Sb通过递归形式生成，公式如下：
；
其中，、/>分别表示长度为/>的互补序列Sa与Sb，/>、/>分别表示长度为/>的互补序列Sa与Sb。
4.根据权利要求1或2所述的双极化信道估计实现方法，其特征在于，所述的双极化信道估计导频中的H方向信道估计导频和V方向信道估计导频均由所述的信道估计基础导频以及相同长度的零导频拼接得到，且拼接顺序相反。
5.根据权利要求2所述的双极化信道估计实现方法，其特征在于，所述的信道估计结果的获取过程包括：
根据接收信号中的帧同步序列定位两个极化方向的信道估计基础导频的位置，将位于接收信号最前面的信道估计基础导频的主体部分的起始位置作为接收信号序列的起点，截取H方向接收信号序列和V方向接收信号序列/>；
利用本地序列分别对两个极化方向的接收信号序列执行滑动相关计算；
从定位到的信道估计基础导频的主体部分起始位置开始，分别截取信道响应长度的滑动相关值，将滑动相关值的1/4L作为信道估计结果，表示为：
；
其中，表示本地序列中的第i个元素，/>、/>分别表示H方向接收信号序列/>和V方向接收信号序列/>中的第i+k个元素，/>、/>表示H接收方向的同极化响应和异极化响应中的第k个元素，/>、/>表示V接收方向的同极化响应和异极化响应中的第k个元素，i和k均为大于或等于0的整数。
6.根据权利要求5所述的双极化信道估计实现方法，其特征在于，执行滑动相关计算时，从本地序列中提取两个长度为L的Golay互补序列Sa与Sb，本地序列与任意序列的滑动相关值等效为互补序列Sa、Sb与相应序列的滑动相关值的组合结果。
7.一种双极化信道估计实现装置，其特征在于，包括：
信道估计基础导频构建模块，其用于构建基于Golay互补序列的信道估计基础导频，所述的信道估计基础导频由循环前缀、主体部分、循环后缀组成；
双极化信道估计导频构建模块，其用于基于信道估计基础导频以及相同长度的零导频，构建双极化信道估计导频，并将所述的双极化信道估计导频插入帧同步序列和待发送的有用数据之间，得到双极化发送信号，由外部发送端发出；
同极化响应和异极化响应获取模块，其用于将信道估计基础导频的主体部分作为本地序列，利用本地序列分别对两个极化方向的接收信号执行滑动相关计算；根据接收信号中的帧同步序列定位两个极化方向的信道估计基础导频，从定位到的信道估计基础导频的主体部分起始位置开始，分别截取信道响应长度的滑动相关值计算信道估计结果，其包含两个极化方向的同极化响应和异极化响应。
8.根据权利要求7所述的双极化信道估计实现装置，其特征在于，所述的信道估计基础导频构建模块，包括：
互补序列设计单元，其用于根据预期的信道响应长度C+1，设计长度为L的Golay互补序列Sa与Sb，其中L=2n且L≥C，n为大于或等于0的整数；
主体部分构建单元，其用于根据长度为L的Golay互补序列Sa与Sb，构建长度为4L的主体部分{Sa -Sb Sb Sa}；
循环前缀和循环后缀构建单元，其用于截取序列Sa中的后C个元素作为主体部分的循环前缀，截取序列Sa中的前C个元素作为主体部分的循环后缀；
信道估计基础导频输出单元，其用于将循环前缀、主体部分、循环后缀依次拼接，得到信道估计基础导频。
9.一种电子设备，其特征在于，包括处理器和存储器，所述存储器存储有能够被所述处理器执行的机器可执行指令，所述处理器执行所述机器可执行指令以实现权利要求1至6任一项所述的双极化信道估计实现方法。
10.一种机器可读存储介质，其特征在于，该机器可读存储介质存储有机器可执行指令，该机器可执行指令在被处理器调用和执行时，用于实现权利要求1至6任一项所述的双极化信道估计实现方法。
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