CN101662434B - 利用导频格式设计的WiMAX信道估计方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种利用导频格式设计的WiMAX信道估计方法。本方法是：首先产生与WiMAX子载波中心频点相同的复指数导频数据，建立导频设计格式方案，并依据WiMAX信道的特点来选用导频的设计方案，然后将产生的导频数据插入至导频格式方案的指定抽样点位置处，在接收端，将对应导频格式位置上的导频数据进行最小二乘估计，得到初始信道频域估计数据并经过插值处理，得到所有子载波上的信道频域信道参数。本发明方法解决了现有方案中无法有效利用导频格式特点来提高信道估计精度的缺陷，而且具有估计精度高、复杂度低及频谱利用率高等优点。

Description

利用导频格式设计的WiMAX信道估计方法

技术领域

本发明涉及无线通信中的通信信号处理方法，特别是提供了一种基于导频格式设计的WiMAX信道估计方法。

背景技术

现今，第三代和第四代数字移动通信发展迅速，以IEEE 802.16e标准为基础的WiMAX(World Interoperability for Microwave Access，全球微波接入互操作性)宽带无线接入技术已作为一种有效的宽带无线接入解决方案得到了全球移动产业的认可。随着未来移动通信系统的不断演进，无线通信系统将会提供越来越高的数据速率和更加可靠的通信质量保障。为了满足人们对传输速率日益增长和高速移动性的要求，WiMAX为移动通信网络提供“最后一公里”的高速宽带接入移动通信业务，其可支持的移动终端的移动速度最高可达120km/h。

同时，在移动通信物理层系统中，对传输信号的无线信道进行准确的估计最为关键。无线通信信道估计问题是信息与通信处理领域中经典问题，近几十年来，各类信道估计方法得到较大的发展，信道估计技术也就成了无线通信的难点和热点。由于移动信道中信道估计的精度是影响通信质量的主要因素，因此，如何有效地抑制WiMAX信道干扰并准确的估计信道就成为现代移动通信技术中最重要、最关键的问题之一。信道估计是WiMAX系统应用的关键技术，其准确程度极大地影响着系统性能，尤其是在诸如WiMAX这种MIMO-OFDM系统中。信道估计方法主要分基于导频(Pilot)信号辅助的信道估计方法和盲信道估计方法。实际中一般应用基于导频的信道估计方法，其估计算法主要有：基于最小平方(LS)的频域信道估计，有基于傅立叶变换(FFT)的信道估计，有基于LS准则和最小均方误差(MMSE)准则的时域信道估计，LMMSE(线性最小均方误差)、ML(最大似然)估计算法等。

然而，现有的信道估计算法中只是普遍考虑导频的功率和导频数据的内容信息，忽略了导频的格式设计对信道估计算法的影响。复杂的估计算法要利用到信道的统计特性，而实际环境决定了在使用中无法得到准确的信道统计特性。如盲信道估计，它利用信号的一些统计特性，如循环平稳的统计特性等进行估计。由于不需要传输专门的导频信号，从而节省了开销，提高了系统的有效传输速率。但这类方法往往需要处理大量的数据，算法复杂，运算量大，收敛速度也比较慢，因此在实际系统中使用得较少。

实际上，一个合适的导频格式可以显著提升信道估计的性能，现有的信道估计方法很少考虑导频格式的设计。导频格式的设计问题主要涉及利用导频的抽样点位置来决定位置设置导频信号比较合理，并且提高频谱利用率。

发明内容

本发明针对现有技术的不足，提出一种估计精度高、复杂度低及频谱利用率高的利用导频格式设计的WiMAX信道估计方法，用于从接收端信号中的导频序列中估计出WiMAX信道参数信息，只利用了较少的导频信息。

本发明采用如下的技术方案，包括下列步骤：

(1)将信源转变为待传输有效数据：将信源信息进行信源编码、加扰码、信道编码、交织、串并S/P转换及调制映射后变成N个子载波上的待传输有效数据X，信道编码方法采用LDPC或Turbo或RS-CC编码或Woven卷积码，调制映射和解映射采用QPSK或16QAM映射，加扰的扰码采用2ⁿ-1，n＝15的伪随机序列发生器产生，解扰也由同样的扰码器处理；

(2)导频与数据复用：产生与信道频域抽样位置相对应的子载波导频数据P，并以L为导频数据间隔，导频数据的长度等于WiMAX传输系统帧长度的八分之一，导频的分配方案为非均匀的载波分配，奇偶载波的分配信息内容不相同，将导频数据按照导频格式设计方案与待传输数据结构进行数据复用，即完成导频插入步骤，在导频分配方案中在WiMAX符号第一帧的帧头前加入了一个前导码，主要用于多小区实施方案中的各种估计，基站间相对位置的计算，及获得邻近基站接收信号的功率和质量等信息，导频格式设计方案中的导频的数据内容信息为：奇载波上的导频为：P＝E_pexp(j2πkLn/N)，k＝1，…，N/L，L为导频数据间隔，E_p为归一化导频功率；偶载波上的导频为P＝E_pexp(-j2πkLn/N)；

(3)加循环前缀：将复用后的数据经过N点的IFFT处理后，在其中每一个码元的符号头前加上循环前缀并组成WiMAX数据帧X′，每个码元加入循环前缀的长度为N_cp个抽样点，N_cp的取值由传输无线信道的时延最大扩展值来决定，为时延最大扩展值抽样点的四倍；

(4)数据采样滤波：将WiMAX数据帧X′经过升采样FIR滤波、并串P/S转换及数模D/A变换后得到信号波形信息s(t)，t为时间变量，然后将s(t)在WiMAX发射端发射，经历无线衰落信道h(t)和加性噪声n(t)后，接收端接收到的信号为r(t)，即有：r(t)＝s(t)*h(t)+n(t)，其中*表示时域卷积；升采样FIR滤波操作中的升采样采用四倍过采样，其步骤如下：将数据通过内插FIR滤波器。假设I路输入数据是：[x(0)，x(1)，x(2)，x(3)，x(4)…x(n)]：那么经过4倍频后变成[x(0)，0，0，0，x(1)，0，0，0.…x(n)，0，0，0]。Q路输入数据是：[y(0)，y(1)，y(2)，y(3)，y(4)…y(n)]，那么经过四倍升采样内插后变成[y(0)，0，0，0，y(1)，0，0，0.…y(n)，0，0，0]，两路同时经过内插FIR滤波器，假设输出分别是[I(0)，I(1)，I(2)，I(3)…]和[Q(0)，Q(1)，Q(2)，Q(3)…]。再分别与cos(wt)和sin(wt)信号相乘进行上变频，由于采用了4倍采样率，同时中频采用采样率的1/4，将cos(wt)和sin(wt)采样在0，90，180和270度上，则可以采用矩阵[1，0，-1，0]和[0，1，0，-1]来表示cos(wt)和sin(wt)。数据与[1，0，-1，0]，[0，1，0，-1]相乘后相加，可以得到[I(0)，Q(1)，-I(2)，-Q(3).…]，以此类推便得到了采样后的数据；FIR滤波器为64阶的均方根升余弦滤波器，滚降系数为：27/128，本发明采用4个16阶的FIR来并行实现；

(5)接收信号滤波及频偏估计：将接收信号r(t)经过模数A/D变换、串并S/P转换及降采样FIR滤波后进行频偏估计与校正，频偏估计与校正方法主要利用循环前缀和前导码，所用算法如下：

归一化频偏为：ρ＝ΔfT，则前导码的过相关和为：

$J=\underset{l=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}y\left(l\right)y^{*}(l+N)=e^{-j2\mathrm{\π\ρ}}\underset{l=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}{\left|y\left(l\right)\right|}^2$

则估计的粗频偏为： $\mathrm{\ρ}=\frac{1}{2\mathrm{\π}}\arg \left[\frac{J^{*}}{\left|J\right|}\right]$

然后设置 $N_{\mathrm{cp}}=\frac{N}{4},$ 得： $K=\underset{l=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}y\left(l\right)y^{*}(l+\frac{N}{4})=e^{-j2\mathrm{\π\ρ}/4}\underset{l=0}{\overset{N/4-1}{\mathrm{\Σ}}}{\left|y\left(l\right)\right|}^2$

估计得到的频偏为： $\mathrm{\&rho;}=<\frac{4}{2\mathrm{\&pi;}}\arg \left[\frac{K^{*}}{\left|K\right|}\right]>+\frac{1}{2\mathrm{\&pi;}}\arg \left[\frac{J^{*}}{\left|J\right|}\right]$

其中，<·>表示取接近于零的整数，ρ为归一化频偏，Δf为多普勒频偏，T为系统码元抽样时间，|·|表示取模值，N为码元长度，[·]表示取整数，arg[·]表示取主值区间；

(6)提取导频进行信道估计：将Y依据导频格式设计方案进行导频提取，并对每个码元进行信道估计，信道估计方法如下：将接收信号数据帧Y按照与发射端相同的导频格式设计方案进行解复用提取导频提取，将对应WiMAX频域抽样位置上的接收导频数据 $P^{\&prime;}=\tilde{H}\exp (j2\mathrm{\&pi;kBn}/N),$ 和传输有效数据D′分离出来，其中

为对应导频抽样点上的信道系数；将解复用得到的接收导频数据P′送入信道估计，分别对各个抽样子载波得到的数据进行最小二乘估计，其算法应用如下：

经过无线信道的衰减作用后，整个导频数据变为：

$Y_{\mathrm{pilot}}=\underset{p=0}{\overset{P-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}\left|H_{\mathrm{ij}}\left(\mathrm{pL}\right)\right|e^{j(\frac{2\mathrm{\&pi;npL}}{N}+R\left(H_{\mathrm{ij}}\left(\mathrm{pL}\right)\right))}+W_{\mathrm{pL}}$

(n，p)∈M_ij，i，j＝1，2

上式中的W_PL为整个信道中产生的零均值加性高斯白噪声。

接收端在前导或导频点上接收到的信号为：

Y_p＝H_pC_p+n_p    p＝1，2，...，P

式中的下标p代表导频点或前导符号中子载波索引，C_p为由导频Y_pilot组成的矩阵，可以得到一种简单的信道估计如式所示。其中的Yp、h_LS都是P×1的列向量，Cpp是对角元素为Cp的p×p对角阵。

H_LS＝min(Y_pp-C_ppH_LS)^H·(Y_PP)-C_ppH_pp)＝minf(H_LS)

对上式求导得：

$\frac{\&PartialD;f}{\&PartialD;H_{\mathrm{LS}}}=-2{(Y_{\mathrm{pp}}-C_{\mathrm{pp}}{H}_{\mathrm{pp}})}^H{C}_{\mathrm{pp}}=0\&DoubleRightArrow;H_{\mathrm{LS}}{=C_{\mathrm{pp}}}^{-1}{Y}_{\mathrm{pp}}\&DoubleRightArrow;{\hat{H}}^{\&prime;}=H_{\mathrm{LS}}$

其均方误差：MSE＝trace(σ²(C_PPC_PP ^H)^-1)，其中trace(·)表示该矩阵的根轨迹。

并将估计得到的信道值进行线性内插得到所有子载波位置上的信道估计初始系数

将得到的信道估计初始系数

进行N点IFFT处理，得到对应的时域抽头系数

并将

按照抽头功率大小进行排序处理，并保留最大的l个抽头，将剩下的抽头系数全部进行置零处理；将经过置零处理后得到的l个非零信道抽头进行N点FFT频域内插处理，得到最终的对应的时刻的N个WiMAX时变信道频域抽样值

利用估计得到的信道频域抽样值

完成WiMAX各个子信道上的数据均衡和后续处理；

然后利用估计得到的信道频域抽样值

完成WiMAX各个子信道上的数据均衡，并对处理后的数据解映射，并串P/S转换，并进行解交织，信道译码和解扰，由信源解码后得到恢复的信源信息。

本发明与现有技术相比较，具有如下显而易见的突出实质性的特点和显著优点：

所述发明方法使用导频格式信息来估计各个子载波抽样位置上的信道频域系数值，本发明方法统具有计算复杂度低、估计精度高等优点。

附图说明

图1为使用本发明方法的WiMAX通信系统工作流程示意图；

图2为本发明的导频子载波分配方案示意图；

具体实施方式

下面结合附图对本发明一个优选实施例作详细说明。本利用导频格式设计的WiMAX信道估计方法，其特征在于首先产生与WiMAX子载波中心频点相同的复指数导频数据，建立导频设计格式方案，并依据WiMAX信道的特点来选用导频的设计方案，然后将产生的导频数据插入至导频格式方案的指定抽样点位置处，在接收端，将对应导频格式位置上的导频数据进行最小二乘估计，得到初始信道频域估计数据并经过插值处理，得到所有子载波上的信道频域信道参数；具体操作步骤如下：

参见图1，(1)将信源转变为待传输有效数据：将信源信息进行信源编码、加扰码、信道编码、交织、串并S/P转换及调制映射后变成N个子载波上的待传输有效数据X，信道编码方法采用LDPC或Turbo或RS-CC编码或Woven卷积码，调制映射和解映射采用QPSK或16QAM映射，加扰的扰码采用2ⁿ-1，n＝15的伪随机序列发生器产生，解扰也由同样的扰码器处理；(2)导频与数据复用：产生与信道频域抽样位置相对应的子载波导频数据P，并以L为导频数据间隔，导频数据的长度等于WiMAX传输系统帧长度的八分之一，导频的分配方案为非均匀的载波分配，奇偶载波的分配信息内容不相同，将导频数据按照导频格式设计方案与待传输数据结构进行数据复用，即完成导频插入步骤，在导频分配方案中在WiMAX符号第一帧的帧头前加入了一个前导码，主要用于多小区实施方案中的各种估计，基站间相对位置的计算，及获得邻近基站接收信号的功率和质量等信息，导频格式设计方案中的导频的数据内容信息为：奇载波上的导频为：P＝E_pexp(j2πkLn/N)，k＝1，…，N/L，L为导频数据间隔，E_p为归一化导频功率；偶载波上的导频为P＝E_pexp(-j2πkLn/N)；(3)加循环前缀：将复用后的数据经过N点的IFFT处理后，在其中每一个码元的符号头前加上循环前缀并组成WiMAX数据帧X′，每个码元加入循环前缀的长度为N_cp个抽样点，N_cp的取值由传输无线信道的时延最大扩展值来决定，为时延最大扩展值抽样点的四倍；(4)数据采样滤波：将WiMAX数据帧X′经过升采样FIR滤波、并串P/S转换及数模D/A变换后得到信号波形信息s(t)，t为时间变量，然后将s(t)在WiMAX发射端发射，经历无线衰落信道h(t)和加性噪声n(t)后，接收端接收到的信号为r(t)，即有：r(t)＝s(t)*h(t)+n(t)，其中*表示时域卷积；升采样FIR滤波操作中的升采样采用四倍过采样，其步骤如下：将数据通过内插FIR滤波器。假设I路输入数据是：[x(0)，x(1)，x(2)，x(3)，x(4)…x(n)]：那么经过4倍频后变成[x(0)，0，0，0，x(1)，0，0，0.…x(n)，0，0，0]。Q路输入数据是：[y(0)，y(1)，y(2)，y(3)，y(4)…y(n)]，那么经过四倍升采样内插后变成[y(0)，0，0，0，y(1)，0，0，0.…y(n)，0，0，0]，两路同时经过内插FIR滤波器，假设输出分别是[I(0)，I(1)，I(2)，I(3)…]和[Q(0)，Q(1)，Q(2)，Q(3)…]。再分别与cos(wt)和sin(wt)信号相乘进行上变频，由于采用了4倍采样率，同时中频采用采样率的1/4，将cos(wt)和sin(wt)采样在0，90，180和270度上，则可以采用矩阵[1，0，-1，0]和[0，1，0，-1]来表示cos(wt)和sin(wt)。数据与[1，0，-1，0]，[0，1，0，-1]相乘后相加，可以得到[I(0)，Q(1)，-I(2)，-Q(3).…]，以此类推便得到了采样后的数据；FIR滤波器为64阶的均方根升余弦滤波器，滚降系数为：27/128，本发明采用4个16阶的FIR来并行实现；(5)接收信号滤波及频偏估计：将接收信号r(t)经过模数A/D变换、串并S/P转换及降采样FIR滤波后进行频偏估计与校正，频偏估计与校正方法主要利用循环前缀和前导码，所用算法如下：归一化频偏为：ρ＝ΔfT，则前导码的过相关和为：

$J=\underset{l=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}y\left(l\right)y^{*}(l+N)=e^{-j2\mathrm{\&pi;\&rho;}}\underset{l=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}{\left|y\left(l\right)\right|}^2$

则估计的粗频偏为： $\mathrm{\&rho;}=\frac{1}{2\mathrm{\&pi;}}\arg \left[\frac{J^{*}}{\left|J\right|}\right]$

然后设置 $N_{\mathrm{cp}}=\frac{N}{4},$ 得： $K=\underset{l=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}y\left(l\right)y^{*}(l+\frac{N}{4})=e^{-j2\mathrm{\&pi;\&rho;}/4}\underset{l=0}{\overset{N/4-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}{\left|y\left(l\right)\right|}^2$

估计得到的频偏为： $\mathrm{\&rho;}=<\frac{4}{2\mathrm{\&pi;}}\arg \left[\frac{K^{*}}{\left|K\right|}\right]>+\frac{1}{2\mathrm{\&pi;}}\arg \left[\frac{J^{*}}{\left|J\right|}\right]$

其中，<·>表示取接近于零的整数，ρ为归一化频偏，Δf为多普勒频偏，T为系统码元抽样时间，|·|表示取模值，N为码元长度，[·]表示取整数，arg[·]表示取主值区间；

(6)提取导频进行信道估计：将Y依据导频格式设计方案进行导频提取，并对每个码元进行信道估计，信道估计方法如下：将接收信号数据帧Y按照与发射端相同的导频格式设计方案进行解复用提取导频提取，将对应WiMAX频域抽样位置上的接收导频数据 $P^{\&prime;}=\tilde{H}\exp (j2\mathrm{\&pi;kBn}/N),$ 和传输有效数据D′分离出来，其中

为对应导频抽样点上的信道系数；将解复用得到的接收导频数据P′送入信道估计，分别对各个抽样子载波得到的数据进行最小二乘估计，其算法应用如下：

经过无线信道的衰减作用后，整个导频数据变为：

$Y_{\mathrm{pilot}}=\underset{p=0}{\overset{P-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}\left|H_{\mathrm{ij}}\left(\mathrm{pL}\right)\right|e^{j(\frac{2\mathrm{\&pi;npL}}{N}+R\left(H_{\mathrm{ij}}\left(\mathrm{pL}\right)\right))}+W_{\mathrm{pL}}$

(n，p)∈M_ij，i，j＝1，2

上式中的W_PL为整个信道中产生的零均值加性高斯白噪声。

接收端在前导或导频点上接收到的信号为：

Y_p＝H_pC_p+n_p    p＝1，2，...，P

式中的下标p代表导频点或前导符号中子载波索引，C_p为由导频Y_pilot组成的矩阵，可以得到一种简单的信道估计如式所示。其中的Yp、h_LS都是P×1的列向量，Cpp是对角元素为Cp的p×p对角阵。

H_LS＝min(Y_pp-C_ppH_LS)^H·(Y_PP)-C_ppH_pp)＝minf(H_LS)

对上式求导得：

$\frac{\&PartialD;f}{{\&PartialD;H}_{\mathrm{LS}}}=-2{(Y_{\mathrm{pp}}-C_{\mathrm{pp}}{H}_{\mathrm{pp}})}^H{C}_{\mathrm{pp}}=0\&DoubleRightArrow;H_{\mathrm{LS}}={C_{\mathrm{pp}}}^{-1}{Y}_{\mathrm{pp}}\&DoubleRightArrow;{\hat{H}}^{\&prime;}=H_{\mathrm{LS}}$

其均方误差：MSE＝trace(σ²(C_PPC_PP ^H)^-1)，其中trace(·)表示该矩阵的根轨迹。

并将估计得到的信道值进行线性内插得到所有子载波位置上的信道估计初始系数

将得到的信道估计初始系数

进行N点IFFT处理，得到对应的时域抽头系数

并将

按照抽头功率大小进行排序处理，并保留最大的l个抽头，将剩下的抽头系数全部进行置零处理；将经过置零处理后得到的l个非零信道抽头进行N点FFT频域内插处理，得到最终的对应的时刻的N个WiMAX时变信道频域抽样值利用估计得到的信道频域抽样值完成WiMAX各个子信道上的数据均衡和后续处理；然后利用估计得到的信道频域抽样值

完成WiMAX各个子信道上的数据均衡，并对处理后的数据解映射，并串P/S转换，并进行解交织，信道译码和解扰，由信源解码后得到恢复的信源信息。

如图2所示，本发明方法的导频子载波分配方案为非均匀的载波分配，奇偶载波的分配信息内容不相同。导频分配方案中在WiMAX符号第一帧的帧头前加入了一个前导码，主要用于多小区实施方案中的各种估计，基站间相对位置的计算，及获得邻近基站接收信号的功率和质量等信息。导频的数据内容信息为：奇载波上的导频为：P＝E_pexp(j2πkLn/N)，k＝1，…，N/L，L为导频数据间隔，E_p为归一化导频功率；偶载波上的导频为P＝E_pexp(-j2πkLn/N)；图中，直流子载波的编号为0，奇载波是指以直流子载波两旁的奇数号的载波，如±5，±3，±1等编号，偶载波是指以直流子载波两旁的偶数号的载波，如±4，±2等编号，以此类推。

综上所述，本发明提供了一种利用导频格式设计的WiMAX信道估计方法。本发明方法解决了现有方案中无法利用导频格式特点来提高信道估计精度低的缺陷，而且具有性能稳定、高鲁棒性及少计算冗余等优点，为移动WiMAX无线接入技术提供重要的理论基础和实用化技术。

Claims (10)

1.一种利用导频格式设计的WiMAX信道估计方法，其特征在于首先产生与WiMAX子载波中心频点相同的复指数导频数据，建立导频设计格式方案，并依据WiMAX信道的特点来选用导频的设计方案，然后将产生的导频数据插入至导频格式方案的指定抽样点位置处，在接收端，将对应导频格式位置上的导频数据进行最小二乘估计，得到初始信道频域估计数据并经过插值处理，得到所有子载波上的信道频域信道参数；具体操作步骤如下：

(1)将信源转变为待传输有效数据：将信源信息进行信源编码、加扰码、信道编码、交织、串并S/P转换及调制映射后变成N个子载波上的待传输有效数据X；

(2)导频与数据复用：产生与信道频域抽样位置相对应的子载波导频数据P，并以L为导频数据间隔，将导频数据按照导频格式设计方案与待传输数据结构进行数据复用，即完成导频插入步骤；

(3)加循环前缀：将复用后的数据经过N点的IFFT处理后，在其中每一个码元的符号头前加上循环前缀并组成WiMAX数据帧X′，每个码元加入循环前缀的长度为N_cp个抽样点；

(4)数据采样滤波：将WiMAX数据帧X′经过升采样FIR滤波、并串P/S转换及数模D/A变换后得到信号波形信息s(t)，t为时间变量，然后将s(t)在WiMAX发射端发射，经历无线衰落信道h(t)和加性噪声n(t)后，接收端接收到的信号为r(t)，即有：r(t)＝s(t)*h(t)+n(t)，其中*表示时域卷积；

(5)接收信号滤波及频偏估计：将接收信号r(t)经过模数A/D变换、串并S/P转换及降采样FIR滤波后进行频偏估计与校正，得到一组码元，每个码元的长度为N_cp+N，同时去除循环前缀并做N点FFT处理，得到接收信号频域数据帧Y；

(6)提取导频进行信道估计：将Y依据导频格式设计方案进行导频提取，并对每个码元进行信道估计，然后利用估计得到的信道频域抽样值

完成WiMAX各个子信道上的数据均衡，并对处理后的数据解映射，并串P/S转换，并进行解交织，信道译码和解扰，由信源解码后得到恢复的信源信息。

2.如权利要求1所述的利用导频格式设计的WiMAX信道估计方法，其特征在于：步骤(1)中的信道编码方法采用LDPC或Turbo或RS-CC编码或Woven卷积码，步骤(2)中产生导频数据的长度等于WiMAX系统帧长度的八分之一，导频的分配方案为非均匀的载波分配，奇偶载波的分配信息内容不相同。

3.如权利要求1所述的利用导频格式设计的WiMAX信道估计方法，其特征在于：步骤(2)中的导频分配方案，在WiMAX符号第一帧的帧头前加入了一个前导码，主要用于多小区实施方案中的各种估计，基站间相对位置的计算，及获得邻近基站接收信号的功率和质量信息。

4.如权利要求1所述的利用导频格式设计的WiMAX信道估计方法，其特征在于：步骤(3)中Ncp的取值由传输无线信道的时延最大扩展值来决定，为时延最大扩展值抽样点的四倍。

5.如权利要求1所述的利用导频格式设计的WiMAX信道估计方法，其特征在于：步骤(4)的升采样FIR滤波操作中的升采样采用四倍过采样，其步骤如下：将数据通过内插FIR滤波器；假设I路输入数据是：[x(0)，x(1)，x(2)，x(3)，x(4)…x(n)]：那么经过4倍频后变成[x(0)，0，0，0，x(1)，0，0，0.…x(n)，0，0，0]，Q路输入数据是：[y(0)，y(1)，y(2)，y(3)，y(4)…y(n)]，那么经过四倍升采样内插后变成[y(0)，0，0，0，y(1)，0，0，0.…y(n)，0，0，0]，两路同时经过内插FIR滤波器，假设输出分别是[I(0)，I(1)，I(2)，I(3)…]和[Q(0)，Q(1)，Q(2)，Q(3)…]，再分别与cos(wt)和sin(wt)信号相乘进行上变频，由于采用了4倍采样率，同时中频采用采样率的1/4，将cos(wt)和sin(wt)采样在0，90，180和270度上，则可以采用矩阵[1，0，-1，0]和[0，1，0，-1]来表示cos(wt)和sin(wt)，数据与[1，0，-1，0]，[0，1，0，-1]相乘后相加，可以得到[I(0)，Q(1)，-I(2)，-Q(3).…]，以此类推便得到了采样后的数据。

6.如权利要求1所述的利用导频格式设计的WiMAX信道估计方法，其特征在于：步骤(4)的升采样FIR滤波操作中的FIR滤波器为64阶的均方根升余弦滤波器，滚降系数为：27/128，采用4个16阶的FIR来并行实现。

7.如权利要求1所述的利用导频格式设计的WiMAX信道估计方法，其特征在于：步骤(5)中频偏估计与校正方法主要利用循环前缀和前导码，所用算法如下：归一化频偏为：ρ＝ΔfT，则前导码的过相关和为：

$J=\underset{l=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}y\left(l\right)y^{*}(l+N)=e^{-j2\mathrm{\&pi;p}}\underset{l=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}{\left|y\left(l\right)\right|}^2$

则估计的粗频偏为：

然后设置 $N_{\mathrm{cp}}=\frac{N}{4},$ 得： $K=\underset{l=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}y\left(l\right)y^{*}(l+\frac{N}{4})=e^{-j2\mathrm{\&pi;\&rho;}/4}\underset{l=0}{\overset{N/4-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}{\left|y\left(l\right)\right|}^2$

估计得到的频偏为： $\mathrm{\&rho;}=<\frac{4}{2\mathrm{\&pi;}}\arg \left[\frac{K^{*}}{\left|K\right|}\right]>+\frac{1}{2\mathrm{\&pi;}}\arg \left[\frac{J^{*}}{\left|J\right|}\right]$

其中，<·>表示取接近于零的整数，ρ为归一化频偏，Δf为多普勒频偏，T为系统码元抽样时间，|·|表示取模值，N为码元长度，[·]表示取整数，arg[·]表示取主值区间。

8.如权利要求1所述的利用导频格式设计的WiMAX信道估计方法，其特征在于：步骤(6)中信道估计方法如下：将接收信号数据帧Y按照与发射端相同的导频格式设计方案进行解复用提取导频提取，将对应WiMAX频域抽样位置上的接收导频数据

和传输有效数据D′分离出来，其中

为对应导频抽样点上的信道系数；将解复用得到的

接收导频数据P′送入信道估计，分别对各个抽样子载波得到的数据进行最小二乘估计，

其算法应用如下：

经过无线信道的衰减作用后，整个导频数据变为：

$Y_{\mathrm{pilot}}=\underset{p=0}{\overset{P-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}\left|H_{\mathrm{ij}}\left(\mathrm{pL}\right)\right|e^{j(\frac{2\mathrm{\&pi;npL}}{N}+R\left(H_{\mathrm{ij}}\left(\mathrm{pL}\right)\right))}+W_{\mathrm{pL}}$

(n，p)∈M_ij，i，j＝1，2

上式中的W_PL为整个信道中产生的零均值加性高斯白噪声；

接收端在前导或导频点上接收到的信号为：

Y_p＝H_pC_p+n_p    p＝1，2，...，P

式中的下标p代表导频点或前导符号中子载波索引，C_p为由导频Y_pilot组成的矩阵，可以得到一种简单的信道估计如式所示；其中的Yp、h_LS都是P×1的列向量，Cpp是对角元素为Cp的p×p对角阵；

H_LS＝min(Y_pp-C_ppH_LS)^H·(Y_PP)-C_ppH_pp)＝minf(H_LS)

对上式求导得：

$\frac{\&PartialD;f}{{\&PartialD;H}_{\mathrm{LS}}}=-2{(Y_{\mathrm{pp}}-C_{\mathrm{pp}}{H}_{\mathrm{pp}})}^H{C}_{\mathrm{pp}}=0\&DoubleRightArrow;H_{\mathrm{LS}}={C_{\mathrm{pp}}}^{-1}{Y}_{\mathrm{pp}}\&DoubleRightArrow;{\hat{H}}^{\&prime;}=H_{\mathrm{LS}}$

其均方误差：MSE＝trace(σ²(C_PPC_PP ^H)^-1)，其中trace(·)表示该矩阵的根轨迹；并将估计得到的信道值进行线性内插得到所有子载波位置上的信道估计初始系数将得到的信道估计初始系数进行N点IFFT处理，得到对应的时域抽头系数

并将

按照抽头功率大小进行排序，保留最大的l个抽头，将剩下的抽头系数全部进行置零处理，将经过置零处理后得到的l个非零信道抽头进行N点FFT频域内插处理，得到最终的对应的时刻的N个WiMAX时变信道频域抽样值

利用估计得到的信道频域抽样值

完成WiMAX各个子信道上的数据均衡和后续处理。

9.如权利要求1所述的利用导频格式设计的WiMAX信道估计方法，其特征在于：步骤(1)和步骤(6)中的调制映射和解映射采用QPSK或16QAM映射，加扰的扰码采用2ⁿ-1，n＝15的伪随机序列发生器产生，解扰也由同样的扰码器处理。

10.如权利要求1所述的利用导频格式设计的WiMAX信道估计方法，其特征在于：步骤(2)和步骤(6)中的导频格式设计方案中的导频的数据内容信息为：奇载波上的导频为：

P＝E_pexp(j2πkLn/N)，k＝1，...，N/L，L为导频数据间隔，E_p为归一化导频功率，偶载波上的导频为P＝E_pexp(-j2πkLn/N)。

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