CN101953099B - 用于载波间干扰限制的无线通信网络的信道估计方法和系统 - Google Patents

Abstract

一种用于无线通信信道估计的方法和系统。确定频偏假设。基于所述频偏假设生成信道间干扰(“ICI”)矩阵。基于所述ICI矩阵获得导频信道估计。计算所述导频信道估计与所述频偏假设的相关误差。将所述相关误差与预定的相关误差值进行比较。如果所述相关误差大于所述预定的相关误差值，则更新所述频偏假设并且迭代重复上述步骤。所述导频信道估计被用于估计所述无线通信信道。

Description

用于载波间干扰限制的无线通信网络的信道估计方法和系统

技术领域

本发明涉及无线网络通信，更具体地涉及用于在存在载波间干扰的情况下估计无线信道的方法和系统。

背景技术

对于可靠的高数据吞吐量的无线通信网络的需要从没有像现在这样强烈。尽管最初消费者和商业对于无线通信技术的需求是支持语音通信，但是该需求在用户数量以及带宽要求方面都已经增长；后者是对无线宽带数据服务的需求的结果。这些服务例如由基于3GPP长期演进(“LTE”)、IEEE 802.16e WiMAx和3GPP2超移动宽带(UMB)的第四代(“4G”)无线系统提供，它们每一种都使用正交频分多址(“OFDMA”)技术作为空中接口技术。这些4G系统被授权支持高达350km/hr的移动性，并且这样的系统可以在高达5GHz的各种信道频带中使用。

OFDMA是一种调制和多重无线网络接入方案，其中大的信道带宽被分成许多正交的窄带子载波。信息数据符号被调制到这些子载波上。因为子载波是窄带，所以OFDMA符号具有较长的持续时间。OFDMA符号因为长的符号持续时间而相对地不受来自无线电(无线网络)信道的多径和符号间干扰的影响。

在实际应用中，使用OFDMA发射的符号通过使所发射的信号幅度失真和使相位失真的无线衰落信道而传播。另一方面，需要在接收机处估计信道引起的幅度和相位，以从OFDMA子载波正确地解调信息符号。因此，信道估计是接收机功能的一个重要方面。为了帮助OFDMA系统中的信道估计，OFDMA符号中的一些子载波被保留用作导频。导频子载波携带有接收机事先已知的符号，即，非用户数据信息符号。

OFDMA信道估计通常是两步处理。第一步是估计携带已知符号的导频子载波的信道。第二步是使用来自导频子载波的信道估计来内插承载信息数据的子载波的信道估计。有多种已知的技术来执行这样的内插，例如，线性、二阶、样条、使用低通滤波的内插，等等。

显然，为了使内插的信道估计准确，从导频子载波获得的估计必须非常准确。因此，在存在信道损伤和干扰的情况下提取准确的导频子载波信道估计的上述第一步是重要步骤。已知OFDMA系统中的主要干扰源为载波间干扰(“ICI”)。ICI使得子载波相互干扰，导致信噪比(“SNR”)恶化。ICI可能由于多普勒偏移导致的子载波频谱展宽以及由于接收移动终端的移动性导致的多普勒扩展而发生。接收频率中的多普勒频移/扩展可以被写为：

$f_d=\frac{f_{c}v}{c}---\left(1\right)$

在等式(1)中，f_d是接收频率中的多普勒频移/扩展，f_c是信道发送/接收频率，v是接收端的速度，c是光速。当多普勒频移/扩展增大到大于子载波间隔的1％时，ICI使导频SNR恶化，导致不准确的导频信道估计和由此的内插信道估计。在高ICI水平时不可靠的信道估计使得解调数据的错误概率显著增加。例如，已经发现当多普勒频移是子载波间隔的10％时，在0.01的误码率(“BER”)处，SNR有大约15dB的恶化。

如上所述，4G无线通信技术包括LTE、WiMAX和UMB。对于LTE、WiMAX和UMB，子载波间隔分别为15kHz、10.94kHz和9.6kHz。对于5GHz的信道频率，在以350km/hr移动时，对于基于LTE、WiMAX和UMB的无线系统，多普勒频移分别是子载波间隔的10.8％、14.81％和16.88％。从而，当在接收机中采用传统信道估计方法时，预计在350km/hr的移动速度下在5GHz信道频率处的SNR vs.BER性能会有多于15dB的SNR恶化。换句话说，当多普勒频移增加时，因为子载波被展宽并且开始相互干扰，所以ICI增加。

信道估计技术试图估计信道，以使得实际信道和估计的信道之间的均方误差最小化。基于滤波的技术易于实施，但是需要优化滤波器的带宽，这在操作环境导致移动终端移动性(例如速度)条件变化时非常难以实现。

最小均方误差(“MMSE”)估计器也已经被使用。MMSE技术使用信道条件的二阶统计数据来最小化信道估计的均方误差。使用MMSE估计器的性能在低移动性时很好，但是在高移动性时恶化。MMSE估计器的主要缺点是：(i)需要知道信道的二阶矩，以及(ii)计算复杂度高，特别在每次数据改变时需要矩阵求逆的情况下。因而，MMSE估计器不适于在移动终端中使用。

基于最小平方(“LS”)技术的方法也被尝试过。LS技术不需要知道任何信道统计数据。然而，因为LS估计器使用具有很低复杂度的计算，所以它们遭受高的均方误差，特别是在低SNR条件下。

因此，期望具有一种能够更准确地估计无线通信信道条件并且可以在无线移动装置中应用的系统和方法。这样的估计应当适合于在ICI作为一个影响因素的无线宽带通信系统中应用。

发明内容

本发明有利地提供了一种用于诸如OFDM无线通信信道之类的无线通信信道估计的方法和系统。

根据一个方面，本发明提供了一种用于无线通信信道估计的方法。确定频偏假设(frequency offset hypothesis)。基于频偏假设生成信道间干扰(“ICI”)矩阵。基于ICI矩阵获得导频信道估计。计算导频信道估计与频偏假设的相关误差。将相关误差与预定的相关误差值进行比较。如果相关误差大于预定的相关误差值，则更新频偏假设并且迭代地重复上述步骤。使用所述导频信道估计来估计无线通信信道。

根据另一方面，本发明提供了一种用于基于无线信号进行无线通信信道估计的系统。天线接收无线通信信号。接收机可操作地与天线通信。接收机操作以：

(a)确定频偏假设；

(b)基于频偏假设生成信道间(“ICI”)矩阵；

(c)基于ICI矩阵获得导频信道估计；

(d)计算导频信道估计与频偏假设的相关误差；

(e)将相关误差与预定的相关误差值进行比较；

(f)如果相关误差大于预定的相关误差值，则更新频偏假设并且迭代地重复(a)-(e)；以及

(g)使用所述导频信道估计来估计无线通信信道。

附图说明

通过结合附图参考下面的具体描述，将更易于完全理解本发明及其优点和特征，在附图中：

图1是根据本发明的原理构建的系统的一个实施例的示意图；

图2是根据本发明的原理构建的示例性基站的框图；

图3是根据本发明的原理构建的示例性移动终端的框图；

图4是根据本发明的原理构建的示例性OFDM体系结构的框图；

图5是根据本发明的原理的接收信号处理流程的框图；

图6是导频符号在可用子载波中的示例性散布(scattering)的示意图；

图7是根据本发明的原理的最小均方信道估计方法的流程图；以及

图8是图7的最小均方估计方法的框图。

具体实施方式

作为初始问题，尽管是在根据超移动宽带(“UMB”)宽带无线标准(其通过引用结合于此)操作的无线网络的情形下讨论了某些实施例，但是本发明不局限于该方面并且可以应用于其它宽带网络，包括根据其它基于OFDM正交频分(“OFDM”)系统(包括其它WiMAX(IEEE802.16)和第三代合作伙伴计划(“3GPP”)演进，例如长期演进(“LTE”)等)操作的那些宽带网络。类似地，本发明不仅仅局限于基于OFDM的系统，而可以根据其它系统技术实施，这些系统技术例如CDMA、单载波频分多址(“SC-FDMA”)等。

现在参考附图，其中相同的附图标记表示相同的元件，图1中示出了根据本发明的原理构建的系统，其一般被标记为“8”。系统8包括基站控制器(“BSC”)10，其控制多个小区12中的无线通信，多个小区12由相应的基站(“BS”)14提供服务。尽管未示出，但是应该理解有些实施方式，诸如LTE和WiMax，不使用BSC 10。通常，每个基站14帮助使用OFDM与移动终端16通信，其中移动终端16被示出为在与相应的基站14相关联的小区12的地理边界内。移动终端16相对于基站14的移动可能导致信道条件的显著波动，这是由多径失真、地形变化、由人造物体(诸如建筑物和其它结构)引起的反射和/或干扰等导致的。移动终端16相对于基站14的移动导致信道条件的显著波动。如图所示，基站14和移动终端16可以包括多个天线以便为通信提供空间分集。

在探究优选实施例的结构和功能的细节之前，提供本发明的移动终端16和基站14的高层面概述。参考图2，示出了根据本发明的一个实施例配置的基站14。基站14通常包括控制系统20、基带处理器22、发射电路24、接收电路26、多个天线28、以及网络接口30。接收电路26接收来自移动终端16(如图3所示)所提供的一个或多个远程发射机的承载信息的射频信号。优选地，低噪声放大器和滤波器(未示出)合作以放大并去除要处理的信号中的带外干扰。下转换和数字化电路(未示出)然后将经滤波的接收信号下转换为中频或基频信号，然后将其数字化为一个或多个数字流。

基带处理器22处理数字化的接收信号以提取在所接收的信号中传送的信息或数据比特。该处理通常包括解调、解码和纠错操作。因此，基带处理器22通常在一个或多个数字信号处理器(“DSP”)或专用集成电路(“ASIC”)中实现。所接收的信息然后经由网络接30被发送通过有线或无线网络或者被发射至由基站14服务的另一移动终端16。

在发射端，基带处理器22在控制系统20的控制下从网络接口30接收数字化的数据并编码该数据以便传输，所述数据可以表示语音、数据、或控制信息。编码后的数据被输出至发射电路24，在此数据被具有期望的一个或多个发射频率的载波信号调制。功率放大器(未示出)将调制后的载波信号放大至适合传输的水平，并将调制后的载波信号通过匹配网络(未示出)传送至天线28。调制和处理的细节将在下面更具体地描述。

参考图3描述根据本发明的一个实施例配置的移动终端16。类似于基站14，根据本发明的原理构建的移动终端16包括控制系统32、基带处理器34、发射电路36、接收电路38、多个天线40、以及用户接口电路42。接收电路38接收来自一个或多个基站14的承载信息的射频信号。优选地，低噪声放大器和滤波器(未示出)合作以放大并去除要处理的信号中的带外干扰。下转换和数字化电路(未示出)然后将经滤波的接收信号下转换为中频或基频信号，然后将其数字化为一个或多个数字流。

基带处理器34处理数字化的接收信号以提取在所接收的信号中传送的信息或数据比特。该处理通常包括解调、解码和纠错操作，如下面将更具体描述的。基带处理器34通常在一个或多个数字信号处理器(“DSP”)或专用集成电路(“ASIC”)中实现。

对于发射，基带处理器34从控制系统32接收数字化的数据，其可以表示语音、数据、或控制信息，基带处理器34编码该数据以便传输。编码后的数据被输出至发射电路36，在此调制器使用该数据来调制在期望的一个或多个发射频率处的载波信号。功率放大器(未示出)将调制后的载波信号放大至适合传输的水平，并将调制后的载波信号通过匹配网络(未示出)传送至天线40。本领域技术人员可用的各种调制和处理技术都可应用于本发明。

在OFDM调制中，发射频带被分成多个正交载波。每个载波根据要发射的数字数据而被调制。因为OFDM将发射频带分成多个载波，所以每个载波的带宽减少，并且每个载波的调制时间增加。由于多个载波并行发射，所以在任何给定载波上的数字数据或符号的传输速率都低于使用单个载波时。

例如通过对要发射的信息执行快速傅里叶反变换(“IFFT”)来实现OFDM调制。为了解调，对所接收的信号执行快速傅里叶变换(“FFT”)以恢复所发射的信息。在实践中，分别由执行离散傅里叶反变换(IDFT)和离散傅里叶变换(“DFT”)的数字信号处理来提供IFFT和FFT。因此，OFDM调制的特性特征在于为传输信道中的多个频带生成正交的载波。调制后的信号是数字信号，具有相对低的传输速率并且能够保持在它们各自的频带中。各个单独的载波不直接被数字信号调制。相反，所有载波通过IFFT处理被一起调制。

在一个实施例中，OFDM至少被用于从基站14至移动终端16的下行链路传输。每个基站14设置有n个发射天线28，每个移动终端16设置有m个接收天线40。值得注意的是，可以使用适当的双工器或转换器使各个天线用于接收和发射，因此这些天线仅仅是为了清楚而被这样标记的。

参考图4，根据一个实施例描述逻辑上的OFDM体系结构。一开始，基站控制器10发送要发射至各个移动终端16的数据至基站14。基站14可以使用与移动终端相关联的信道质量指示符(“CQI”)来安排数据以便传输，以及为发射所安排的数据而选择适当的编码和调制。CQI可以直接由移动终端16提供或者在基站14处基于移动终端16所提供的信息来确定。在任一种情况下，每个移动终端16的CQI都是信道幅度(或响应)在OFDM频带上的变化程度的函数。

使用数据加扰逻辑46，以减少与数据相关联的峰均功率比的方式对被安排的数据44进行加扰，其中该被安排的数据是比特流。确定用于被加扰的数据的循环冗余码校验(“CRC”)，并且使用CRC添加逻辑48将该CRC附加至被加扰的数据。接下来，使用信道编码器逻辑50执行信道编码，以有效地向数据添加冗余以有助于在移动终端16处的恢复和纠错。再次地，对于特定移动终端16的信道编码是基于CQI的。在一个实施例中，信道编码器逻辑50使用已知的Turbo编码技术。编码后的数据然后被速率匹配逻辑52处理以补偿与编码相关联的数据扩展。

比特交织逻辑54系统地重新排序编码数据中的比特，以最小化连续数据比特的损失。映射逻辑56根据所选择的基带调制将得到的数据比特系统地映射成相应的符号。优选地，使用正交幅度调制(“QAM”)或正交相移键控(“QPSK”)调制。优选地，基于针对特定移动终端的CQI来选择调制度。可以使用符号交织逻辑58系统地重新排序符号，以进一步加强所发射的信号对由频率选择性衰落引起的周期性数据损失的抗干扰性。

这里，比特组已经被映射为代表在幅度和相位星座中的位置的符号。当期望空间分集时，符号块然后由空时块码(“STC”)编码器逻辑60处理，该STC编码器逻辑60以使得所发射的信号更加抗干扰并且更容易在移动终端16被解码的方式来修改这些符号。STC编码器逻辑60将处理进入的符号并提供与基站14的发射天线28的数量相对应的n个输出。控制系统20和/或基带处理器22将提供映射控制信号以控制STC编码。这里，假设用于这n个输出的符号代表要发射的数据并且能够被移动终端16恢复。参见A.F.Naguib，N.Seshadri，和A.R.Calderbank的“Applications of space-time codesand interference suppression for high capacity and high data ratewireless systems，”，Thirty-Second Asilomar Conference on Signals，Systems & Computers，Volume 2，pp.1803-1810，1998，其全部内容通过引用结合于此。

对于本示例，假设基站14具有两个天线28(n＝2)，STC编码器逻辑60提供两个输出符号流。因此，STC编码器逻辑60输出的每个符号流被发送至相应的IFFT处理器62，为了易于理解而将它们分开示出。本领域技术人员应该理解，一个或多个处理器可以单独或与在此描述的其它处理器一起被用来提供这样的数字信号处理。IFFT处理器62优选地对相应的符号进行操作以提供傅里叶反变换。IFFT处理器62的输出提供时域符号。时域符号被组成帧，这些帧与由类似的插入逻辑64提供的前缀相关联。每个得到的信号通过相应的数字上转换(DUC)和数模(D/A)转换电路66在数字域中被上转换到中频并被转换为模拟信号。得到的(模拟)信号然后通过RF电路68和天线28被同时在期望的RF频率处调制、放大和发射。值得注意的是，预期的移动终端16所已知的导频信号被散布在子载波中。下面将具体描述的移动终端16将使用导频信号以用于信道估计。

现在参考图5来描述由移动终端16接收所发射的信号。所发射的信号到达移动终端16的每个天线40后，各个信号被相应的RF电路70解调和放大。为了简单明了，仅具体描述和示出了一个接收路径，但是应该理解，每个天线40都存在一个接收路径。模数(A/D)转换器和下转换电路72数字化并下转换模拟信号以供数字处理。得到的数字化信号可以被自动增益控制电路(“AGC”)74使用，以基于接收到的信号水平来控制RF电路70中的放大器的增益。

一开始，数字化信号被提供至同步逻辑76，同步逻辑76包括粗同步逻辑78，其缓冲多个OFDM符号并且计算两个连续OFDM符号之间的自相关。得到的与相关结果的最大值相对应的时间指数确定精细同步搜索窗口，该窗口被精细同步逻辑80使用以基于头部确定精确的帧开始位置。精细同步逻辑80的输出有助于由帧定位(framealignment)逻辑84进行帧获取。正确的帧定位是重要的，以使得随后的FFT处理提供从时域到频域的准确转换。精细同步算法是基于所接收的由头部携带的导频信号和已知的导频数据的本地拷贝之间的相关。一旦发生帧定位获取，OFDM符号的前缀被前缀去除逻辑86去除，得到的采样被发送至频偏校正逻辑88，其补偿由发射机和接收机中不匹配的本地振荡器引起的系统频偏。优选地，同步逻辑76包括频偏和时钟估计逻辑82，其基于头部来帮助估计对发射信号的这些影响以及提供这些估计至校正逻辑88以正确地处理OFDM符号。

这里，时域中的OFDM符号准备好使用FFT处理逻辑90转换到频域。结果是频域符号，其被发送至处理逻辑92。处理逻辑92使用散布导频提取逻辑94提取散布的导频信号，使用信道估计逻辑96基于所提取的导频信号确定信道估计，以及使用信道重建逻辑98提供对于所有子载波的信道响应。为了确定每个子载波的信道响应，导频信号本质上是在时间和频率上都以已知模式散布在OFDM子载波各处的数据符号当中的多个导频符号。图6示出了在OFDM环境中，在给定时间和频率图表上，导频符号在可用子载波当中的示例性散布。再参考图5，处理逻辑将所接收的导频符号与所期望的在某些时间在某些子载波中的导频符号进行比较，以确定对于在其中发射了导频符号的子载波的信道响应。结果被内插以估计大部分(如果不是全部)没有提供导频符号的剩余子载波的信道响应。实际的和内插的信道响应被用于估计整个信道响应，其包括OFDM信道中的大部分(如果不是全部)子载波的信道响应。提供该估计(即使存在ICI)的示例性系统和方法将在下面具体讨论。

从每个接收路径的信道响应导出的频域符号和信道重建信息被提供至STC解码器100，其提供对两个接收路径的STC解码以恢复所发射的符号。信道重建信息向STC解码器100提供足以在处理各个频域符号时去除传输信道的影响的均衡信息。

被恢复的符号使用符号解交织逻辑102按顺序被放回，该符号解交织逻辑102与发射机的符号交织逻辑58相对应。解交织后的符号然后使用解映射逻辑104被解调或解映射为相应的比特流。这些比特然后使用比特解交织逻辑106被解交织。解交织后的比特然后被解速率匹配逻辑108处理，并被提供给信道解码器逻辑110，以恢复初始被加扰的数据和CRC校验和。相应地，CRC逻辑112去除CRC校验和，以传统方式校验被加扰的数据，并将其提供给解扰逻辑114，以便使用已知的基站解扰码来解扰，以恢复原始发射的数据116。

本发明有利地提供一种用于在存在ICI时进行导频信道估计的方法和系统。通过频偏和信道的迭代联合搜索实现在高ICI时准确的导频信道估计。通过这种迭代的搜索过程获得的估计频偏被传递至接收机38前端的频率跟踪和补偿电路，例如同步电路76。所估计的信道信息被传递以内插数据信道估计。在每个OFDMA符号上执行对频偏和信道的联合搜索。前一次搜索的频偏估计被用于减少对后面的OFDMA符号的搜索迭代的次数。

本发明使用下列用于ICI限制的OFDMA信道估计的要素来描述：

OFDM符号中的ICI建模；

用于减少迭代搜索过程的计算负担并进而减少其处理负担的本发明ICI模型的属性；

用于联合估计频偏和信道的方法；

用于频偏和信道的LMS搜索技术；以及

实施本发明的示例性处理。

每一个都被具体地描述。

OFDM符号中的ICI建模

OFDMA发射机24将串行数据流转换为大小为N的并行块，并且使用离散傅里叶反变换(“IDFT”)调制这些块以产生OFDMA符号。时域采样可以被表示为：

$x\left(n\right)=\mathrm{IDFT}\left\{X_k\right\}=\underset{k=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}{X}_k{e}^{j2\mathrm{\πnk}/N};0\≤n\≤N-1---\left(2\right)$

其中，在等式(2)中，X_k是在第k个子载波上发射的符号。时域信号被循环扩展以避免来自前一符号的ISI。

所发射的OFDMA符号中的某些(被称作前导码(preamble))在所有N个子载波中携带导频符号。其它OFDMA符号可以在它们的N个子载波中携带导频符号和数据符号。在接收机38处，信号连同噪声一起被接收。接收机38前端使用例如同步电路78执行粗信道频率跟踪和频率补偿。然后是时间同步和使用前缀去除器86去除循环前缀。接收机38然后对所接收的时域采样执行FFT。基带接收的频域采样可以使用下面的等式3写成矩阵形式：

y＝S_εp Xh+n    (3)

其中y是所接收的符号的向量，X是对角矩阵，其中所发射的导频符号位于其对角线上。向量h＝[h₁h₂..h_N]^T表示信道引起的幅度和相位。信道估计的目标是估计向量h，其也被称作信道频率响应(CFR)向量。n是均值为零、方差为σ_n ²的加性高斯白噪声向量。

NxN 矩阵S_εp是ICI矩阵。该ICI矩阵表示由所接收的频偏引起的子载波中的泄漏，即串扰，其中该频偏来自振荡器漂移或由无线信道的移动性产生的多普勒扩展/多普勒频移。如果不存在频偏，即εp＝0，则S_εp成为S₀＝I(单位矩阵)，其意味着在邻近的子载波中没有干扰。S_εp的各项可以使用下面的等式得到：

$S_{{\mathrm{\ϵ}}_p}(m,n)=\frac{\sin \mathrm{\π}(m-n+{\mathrm{\ϵ}}_p)}{N\sin \frac{\mathrm{\π}}{N}(m-n+{\mathrm{\ϵ}}_p)}{e}^{\mathrm{j\π}(m-n+{\mathrm{\ϵ}}_p)}---\left(4\right)$

其中，在等式(4)中，ε_p是标准化的载波频偏，即，频偏与子载波间隔之比。

用于减少迭代搜索过程的计算负担的本发明ICI模型的属性

干扰矩阵的一些属性能够被用于减少本发明的估计方法的计算负担。这些属性描述如下：

属性I：S^HS＝I。该干扰矩阵是酉矩阵(“I”表示单位矩阵)。因此，由于S^-1＝S^H，所以干扰矩阵的逆矩阵可以通过进行共轭转置被容易地计算，其中H是共轭转置。

属性II：S_ε1S_ε2＝S_ε1+ε2。如果对应于两个不同频偏的两个干扰矩阵相乘，则可以获得对应于和的另一干扰矩阵。这就使得能够简单并且处理上非密集地从少数所存储的ICI矩阵生成用于频偏/信道搜索过程的多个ICI矩阵。

属性III：S_-ε＝S_ε ^H。负频偏的干扰矩阵可以从对应于具有相同幅度的正频偏的干扰矩阵通过找到复转置而获得。

知道了这些属性，下面描述用于联合估计频偏和信道的示例性方法。

联合估计频偏和信道的方法

在接收机已经知道等式(3)中的干扰矩阵S_εp的情况下，用该矩阵的共轭转置左乘所接收的向量y将完全消除在所接收的OFDM信号中的ICI，并且能够获得信道频率响应(“CFR”)向量的准确估计。然而，干扰矩阵S_εp对于接收机38通常是未知的，因为其依赖于由无线信道中的移动性引起的未知的载波频偏ε_p。

本发明设法使实际频偏ε_p与ε_h匹配，其中ε_h是对真实频偏的假设值。使用该假设值，ICI矩阵Sε_h被计算出。因为导频信号在接收机处是已知的，所以能够生成(S_εhX)^-1。与频偏假设ε_h相对应的导频信道估计hε_h是通过用(S_εhX)^-1乘以等式(3)的两边来获得的。

(S_εhX)^-1y＝(S_εhX)^-1S_εpXh+(S_εhX)^-1n

h_εh＝X^-1S_εh ^-1S_εpXh+n_εh    (5)

通过使用上述的干扰矩阵的属性I-III，等式(5)中的两个干扰矩阵的乘积可以被写为：

$S_{\mathrm{\ϵh}}^{-1}{S}_{\mathrm{\ϵp}}=S_{-\mathrm{\ϵh}}{S}_{\mathrm{\ϵp}}=S_{\mathrm{\ϵp}-\mathrm{\ϵh}}=S_{\mathrm{\ϵr}}---\left(6\right)$

其中ε_r是实际频偏和频偏假设之间的差，即，残余频偏或频偏假设误差。

通过进一步简化，等式(5)因此可以被写为：

h_εh＝X^-1S_εrXh+n_εh          (7)

等式(7)将产生对于不同频偏假设的多个信道估计。对于最接近实际频偏ε_p的频偏假设ε_h，等式(7)将产生最佳的CFR估计。

为了选择最佳的频偏假设，导频信道估计向量的相关性被用作决策准则。相关性在频偏假设ε_h接近实际频偏ε_p时接近最大值。对于频偏假设的每次迭代，执行导频信道估计向量h_εh的相关。导频信道估计向量h_εh的相关性取决于残余频偏。

用于频偏和信道的LMS搜索技术

搜索方法和相应的准则被使用以实现频偏假设的收敛。本发明的频偏搜索方法基于的是最优梯度搜索或基于自适应最小均方(“LMS”)技术的实用实施方式。LMS技术通常是已知的，在此不再描述。搜索准则是最大化导频信道频率的相关性。本发明的LMS方法是基于梯度的最速下降方法，以实现频偏假设的收敛。本发明的LMS方法结合了对频偏假设在梯度向量的负方向上进行连续校正的迭代过程。这最终产生估计的最小均方误差。

参考图7的流程图和图8的处理框图来描述用于频偏和信道估计的示例性LMS方法。通常，用于搜索循环的第(n+1)次迭代的频偏假设在给定的OFDM符号持续时间内使用下面的等式(8)得到：

错误！不能通过编辑域代码创建对象。

其中错误！不能通过编辑域代码创建对象是用于LMS搜索的第(n+1)次迭代的频偏假设，错误！不能通过编辑域代码创建对象是在LMS搜索的先前第n次迭代中使用的频偏假设，错误！不能通过编辑域代码创建对象是梯度参数，以及错误！不能通过编辑域代码创建对象是频率相关误差。等式(8)的后部，即错误！不能通过编辑域代码创建对象是利用每次迭代更新的分量(在此也被称作Δε_h)。

参考图7，OFDM符号编号被设置为n＝1(步骤S100)。对于第n个接收的基带OFDM符号，生成对角导频符号矩阵X(步骤S102)。确定用于LMS搜索的初始频偏假设ε_h，n(0)值(步骤S104)。如果n≠1，则该值可以从第(n-1)个OFDMA符号频偏搜索中获得。如果n＝1，则该值可以从粗频率跟踪循环获得。使用上面的等式(4)生成对应于该频偏的ICI矩阵S_εh，n(0)(步骤S106)。生成逆矩阵(S_εh，n(0)X)^-1(步骤S108)。用(S_εh，n(0)X)^-1左乘所接收的基带向量y(步骤S110)。对于从步骤S110获得的导频信道估计向量，确定相关滞后为1的相关(步骤S112)。生成相关误差为Ci-来自步骤S112的值，然后使用相关误差更新频偏假设S_εh，n(1)以用于下一次迭代(步骤S114)。用S_εh，n(1)....S_εh，n(m)重复步骤S106至S114(其中m是迭代的次数)，直到相关误差在预定值以内(步骤S116)。该预定值是基于设计者的偏好而建立的。相关误差越低(以及相关性越高)，由于更好的估计，使得系统性能越好。然而，处理结果是，需要经过更多的迭代才能得到更高的相关性。

OFDM符号编号n被设置为n＝n+1，并且步骤S104至S116被重复(步骤S118)。值得注意的是，如果一个符号没有导频，则使用该符号的估计被跳过。最佳频偏值被用于下一OFDM符号搜索，并且被传递至接收机前端频偏校正88。此外，所获得的最佳导频信道估计值被传递用于数据信道内插。图8示出了框图形式的处理，以及示出了从上述步骤到本发明的整个处理的映射。

本发明的系统和方法可以提高未编码OFDM系统的链路水平性能达15dB。基于本发明能够实现的实际性能改进取决于无线信道和频偏搜索循环的参数的某些因素。这些因素包括但不限于信道频率和移动装置移动性、在OFDM系统中使用的调制类型(QPSK/QAM)、频偏搜索循环参数的优化(C_i和μ)、频偏搜索中的迭代次数、以及基于导频信道估计进行数据信道估计所使用的内插类型。数据信道估计例如被接收机使用来建立CQI，CQI随之被用于选择调制和编码方案。

尽管参考移动终端16中的接收机38描述了本发明，但是本发明不局限于此。显然并且容易想到，本发明可以移植到基站14的接收机中。

本发明有利地提供了一种能够用于以准确的、不给系统8中的移动装置16和基站14的处理器带来负担的方式来估计OFDMA无线通信信道的方法和系统。该方法允许指定可接受的相关误差，从而较大的可接受误差需要从初始(以及更新的)频率假设开始的较少的迭代。

本领域的技术人员应该理解本发明不限于上面已被特定示出和描述的那些内容。此外，除非上面作出明确的相反描述，应该理解所有的附图都没有按比例。根据上面的教导，在不背离本发明的范围和精神的情况下，各种修改和变化都是可能的，本发明的范围和精神仅由所附的权利要求限定。

Claims (16)

1.一种用于无线通信信道估计的方法，所述方法包括：

(a)确定频偏假设；

(b)基于所述频偏假设生成信道间干扰矩阵；

(c)基于所述信道间干扰矩阵获得导频信道估计；

(d)计算所述导频信道估计与所述频偏假设的相关误差；

(e)将所述相关误差与预定的相关误差值进行比较；

(f)如果所述相关误差大于所述预定的相关误差值，则更新所述频偏假设并迭代地重复步骤(a)-(e)；以及

(g)使用所述导频信道估计来估计所述无线通信信道，

其中，基于所述信道间干扰矩阵获得导频信道估计包括：

生成所述信道间干扰矩阵和导频符号对角矩阵的乘积的逆矩阵；以及

用所述逆矩阵左乘所接收的基带向量。

2.根据权利要求1所述的方法，其中所述无线通信信道是OFDM信道。

3.根据权利要求2所述的方法，其中对于具有导频的每个OFDM符号重复步骤(a)-(g)。

4.根据权利要求1所述的方法，其中所述相关误差是基于相关滞后为1。

5.根据权利要求1所述的方法，其中更新所述频偏假设基于设法最大化导频信道频率相关性的最小均方方法。

6.根据权利要求1所述的方法，其中更新所述频偏假设包括增加更新的频偏分量至所述频偏假设。

7.根据权利要求1所述的方法，其中所述信道间干扰矩阵对应于在所述无线通信信道中的子载波中的泄漏。

8.根据权利要求1所述的方法，其中所述信道估计被用于建立信道质量指示符，其中所述方法还包括基于所述信道质量指示符选择调制和编码方案。

9.一种用于无线通信信道估计的系统，所述系统包括：

(a)用于确定频偏假设的装置；

(b)用于基于所述频偏假设生成信道间干扰矩阵的装置；

(c)用于基于所述信道间干扰矩阵获得导频信道估计的装置；

(d)用于计算所述导频信道估计与所述频偏假设的相关误差的装置；

(e)用于将所述相关误差与预定的相关误差值进行比较的装置；

(f)用于如果所述相关误差大于所述预定的相关误差值，则更新所述频偏假设并迭代地重复(a)-(e)的装置操作的装置；以及

(g)用于使用所述导频信道估计来估计所述无线通信信道的装置，

其中，用于基于所述信道间干扰矩阵获得导频信道估计的装置包括：

用于生成所述信道间干扰矩阵和导频符号对角矩阵的乘积的逆矩阵的装置；以及

用于用所述逆矩阵左乘所接收的基带向量的装置。

10.根据权利要求9所述的系统，其中所述无线通信信道是OFDM信道。

11.根据权利要求10所述的系统，其中对于具有导频的每个OFDM符号重复(a)-(g)的装置的操作。

12.根据权利要求9所述的系统，其中所述相关误差是基于相关滞后为1。

13.根据权利要求9所述的系统，其中用于更新频偏假设的装置使用设法最大化导频信道频率相关性的最小均方方案来更新所述频偏假设。

14.根据权利要求9所述的系统，其中用于更新频偏假设的装置至少通过增加更新的频偏分量至所述频偏假设来更新所述频偏假设。

15.根据权利要求9所述的系统，其中所述信道间干扰矩阵对应于在所述无线通信信道中的子载波中的泄漏。

16.根据权利要求9所述的系统，其中所述信道估计被用于建立信道质量指示符。

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