CN101888363B - 一种ofdm接收机中的信号解调方法及ofdm接收机 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种OFDM接收机中的信号解调方法及OFDM接收机，属于无线通信领域。本发明的方法为：1)接收机将时域符号转换为频域符号；2)接收机利用频域符号和移动速度v进行信道频域响应对角矩阵估计，得到信道频域响应对角矩阵D_N×N；3)接收机利用D_N×N和移动速度v进行信道频域响应矩阵估计，得到信道频域响应矩阵H_N×N；4)接收机利用H_N×N对频域符号进行解调，得到频域二进制数据流。本发明的OFDM接收机包括快速傅里叶变换模块、信道频域响应对角矩阵估计模块、信道频域响应矩阵估计模块和均衡解调模块。与现有技术相比，本发明减小了OFDM接收机在移动场景下的信道估计误差，提高了OFDM接收机的性能。

Description

一种OFDM接收机中的信号解调方法及OFDM接收机

技术领域

本发明涉及无线通信领域中的OFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplexing，正交频分复用)技术，具体涉及一种OFDM接收机中的信号解调方法及OFDM接收机。

背景技术

OFDM是无线通信领域中非常有发展前景的一种多载波调制技术，该技术已被广泛应用于各种宽带无线通信系统中，如LTE(Long Term Evolution，长期演进)、DVB(Digital VideoBroadcasting，数字广播电视)、IEEE 802.11a和HIPERLAN/2WLAN(Wireless Local AreaNetwork，无线局域网)等。

OFDM技术采用了时域循环前缀以抵抗多径信道的干扰。当OFDM接收机相对于OFDM发射机静止不动时，每一个接收到的频域OFDM符号R＝{R(0)，R(1)，...，R(N-1)}^T均可以表示为信道频域响应对角矩阵D_N×N和发送的频域OFDM符号S＝{S(0)，S(1)，...，S(N-1)}w的乘积，即：

R＝D_N×N×S，

其中R和S均为N×1的向量，N为一个OFDM符号的长度。信道频域响应D_N×N为N×N的对角矩阵，其第i行、第j列元素为D_N×N(i，j)，i＝1，2，...，N，j＝1，2，...，N，且满足当i≠j时，D_N×N(i，j)＝0。由于当OFDM接收机相对于OFDM发射机静止不动时，信道频域响应矩阵为对角矩阵D_N×N，因此可以通过在OFDM接收机中采用传统的信道估计方法来估计信道频域响应矩阵的对角元素D_N×N(i，i)，i＝1，2，...，N，从而得到整个信道频域响应矩阵D_N×N，再利用D_N×N进行均衡和解调以得到频域二进制数据流。

当OFDM接收机相对于OFDM发射机存在移动速度时，信道将产生时变特性，此时的信道频域响应矩阵将不再是对角矩阵，信道频域响应矩阵中的非对角元素都有可能不为零。在这种情况下，如果仍然采用传统的OFDM接收机信道估计方法，只估计信道频域响应矩阵中的对角元素，而不估计信道频域响应矩阵中的非对角元素，则会产生较大的信道估计误差。尤其是当OFDM接收机相对于OFDM发射机进行高速移动时，传统的信道频域响应对角矩阵估计方法将产生极大的信道估计误差，利用信道频域响应对角矩阵进行后续的均衡和解调将带来OFDM接收机性能的大幅度下降。

传统的OFDM接收机信道频域响应对角矩阵估计方法主要为最小二乘方法(LeastSquares，LS)和线性最小均方误差方法(Linear Minimum Mean Square Error，LMMSE)。这两种信道估计方法主要适用于移动速度较低的慢速移动场景；在高速移动场景下，这两种信道估计方法均会产生较大的信道估计误差，带来OFDM接收机性能的大幅度下降。

发明内容

本发明的目的是提出一种OFDM接收机中的信号解调方法及OFDM接收机。本发明通过在OFDM接收机中增加模块，使OFDM接收机可以利用传统信道估计方法估计得到的信道频域响应对角矩阵，精确计算出信道频域响应矩阵中的非对角元素，从而实现低误差信道估计，提高OFDM接收机性能。本发明不但适用于慢速移动场景，也适用于高速移动场景。

本发明的目的是通过以下技术方案实现的：

一种OFDM接收机中的信号解调方法，其步骤为：

a)在OFDM接收机中，对时域OFDM符号r(n)进行N点快速傅里叶变换(Fast FourierTransform，FFT)，n＝0，1，...，N-1，从而将时域OFDM符号r(n)转换为频域OFDM符号R(k)，k＝0，1，...，N-1，N为一个OFDM符号的长度；

b)在OFDM接收机中，利用频域OFDM符号R(k)和OFDM接收机相对于OFDM发射机的移动速度v，采用传统的OFDM接收机信道估计方法进行信道频域响应对角矩阵估计，从而得到信道频域响应对角矩阵D_N×N，其维度为N×N，其第i行、第j列元素为D_N×N(i，j)，i＝1，2，...，N，j＝1，2，...，N，且满足当i≠j时，D_N×N(i，j)＝0；

c)在OFDM接收机中，利用信道频域响应对角矩阵D_N×N和OFDM接收机相对于OFDM发射机的移动速度v进行信道频域响应矩阵估计，从而得到信道频域响应矩阵H_N×N，其维度为N×N，其第i行、第j列元素为H_N×N(i，j)，i＝1，2，...，N，j＝1，2，...，N，且满足H_N×N(i，i)＝D_N×N(i，i)，i＝1，2，...，N；

d)在OFDM接收机中，利用信道频域响应矩阵H_N×N对频域OFDM符号R(k)进行均衡解调，从而得到频域二进制数据流。

进一步，所述步骤a)中所述的对时域OFDM符号r(n)进行N点FFT以得到频域OFDM符号R(k)的方法可以是目前已有的FFT方法，其表达式为：

$R\left(k\right)=\underset{n=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}r\left(n\right)e^{-j2\mathrm{\πnk}/N},$

其中k＝0，1，...，N-1，N为一个OFDM符号的长度。

进一步，所述步骤b)中所述的信道频域响应对角矩阵D_N×N的估计方法可以是目前已有的任意一种OFDM接收机信道估计方法，如LS信道估计方法和LMMSE信道估计方法等。

进一步，所述步骤c)中所述的信道频域响应矩阵H_N×N的估计方法为：

H_N×N(i，j)＝F(D_N×N，v，i，j，N)，

其中i＝1，2，...，N，j＝1，2，...，N。上式表明，信道频域响应矩阵H_N×N的第i行、第j列元素H_N×N(i，j)是通过函数F(D_N×N，v，i，j，N)得到，函数F(D_N×N，v，i，j，N)是一个关于信道频域响应对角矩阵D_N×N、OFDM接收机相对于OFDM发射机的移动速度v、H_N×N(i，j)在H_N×N中的位置i和j、以及一个OFDM符号的长度N的函数。

函数F(D_N×N，v，i，j，N)的一种表现形式为：

$F(D_{N\×N},v,i,j,N)=\left\{\begin{array}{cc}\frac{f(v,i,j,N)}{N}\underset{m=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}{D}_{N\×N}(m,m),& i\≠j\\ D_{N\×N}(i,j),& i=j\end{array}\right.,$

即H_N×N的对角元素等于D_N×N的对角元素(m表示信道频域响应对角矩阵D_N×N中对角元素的位置)，H_N×N的非对角元素等于D_N×N的所有对角元素的平均值乘以系数f(v，i，j，N)。以上给出的函数F(D_N×N，v，i，j，N)只是函数F(D_N×N，v，i，j，N)的一种表现形式，并不构成对函数F(D_N×N，v，i，j，N)的限制。本领域人员也可以获取其他形式的函数F，用于本发明的信道频域响应矩阵H_N×N的估计，例如文献[1]所给出的估计方法。

文献[1]：A.Stamoulis，S.N.Diggavi，and N.Al-Dhahir，“Intercarrier interference in MIMOOFDM，”IEEE Transactions on Signal Processing，vol.50，no.10，pp.2451-2464，Oct.2002.

系数f(v，i，j，N)的一种表现形式为：

$f(v,i,j,N)=\frac{\sin \left\{\mathrm{\π}\right[g(i,j,N)+\mathrm{\ϵ}\left]\right\}\sin (\mathrm{\π\ϵ}/N)}{\sin \left\{\mathrm{\π}\right[g(i,j,N)+\mathrm{\ϵ}]/N\}\sin \left(\mathrm{\π\ϵ}\right)}{e}^{\mathrm{j\π}(1-1/N)g(i,j,N)},$

其中ε为归一化多普勒频散，其定义为：

这里v为OFDM接收机相对于OFDM发射机的移动速度，c为光在真空中的速度，f_c为OFDM信号的载波频率，Δf为OFDM子载波间隔。g(i，j，N)的定义为：

$g(i,j,N)=\left\{\begin{array}{c}j-i,i\&le;N/2+1,i<j<i+N/2\\ j-i,j<i\&le;N/2+1\\ j-i,j>i>N/2+1\\ j-i,i>N/2+1,i-N/2\&le;j<i\\ j-i-N,i\&le;N/2+1,j\&GreaterEqual;i+N/2\\ j-i+N,i>N/2+1,j<i-N/2\end{array}\right..$

以上给出的系数f(v，i，j，N)只是系数f(v，i，j，N)的一种表现形式，并不构成对系数f(v，i，j，N)的限制。

进一步，所述步骤d)中所述的利用信道频域响应矩阵H_N×N对频域OFDM符号R(k)进行均衡解调的方法可以是目前已有的任意一种OFDM接收机均衡解调方法，如迫零均衡方法和最小均方误差(MMSE)均衡方法等。

本发明同时公开了一种带有信道估计的OFDM接收机，包括FFT模块、信道频域响应对角矩阵估计模块、信道频域响应矩阵估计模块和均衡解调模块，其中：

FFT模块的功能是将时域OFDM符号r(n)通过N点FFT转换为频域OFDM符号R(k)；

信道频域响应对角矩阵估计模块的功能是利用频域OFDM符号R(k)和OFDM接收机相对于OFDM发射机的移动速度v估计得到信道频域响应对角矩阵D_N×N；

信道频域响应矩阵估计模块的功能是利用信道频域响应对角矩阵D_N×N和OFDM接收机相对于OFDM发射机的移动速度v估计得到信道频域响应矩阵H_N×N；

均衡解调模块的功能是利用信道频域响应矩阵H_N×N对频域OFDM符号R(k)进行均衡解调，从而得到频域二进制数据流。

与现有技术相比，本发明的技术效果在于：

本发明通过在OFDM接收机中加入了利用信道频域响应对角矩阵和OFDM接收机相对于OFDM发射机的移动速度计算信道频域响应矩阵的模块，使OFDM接收机在移动场景下不但可以准确估计出信道频域响应矩阵的对角元素，而且还可以准确估计出信道频域响应矩阵的非对角元素，从而减小了OFDM接收机在移动场景下的信道估计误差，提高了OFDM接收机的性能。

附图说明

图1现有OFDM接收机信号解调方法流程图(该图也是现有OFDM接收机结构框图)

图2本发明的OFDM接收机信号解调方法流程图(该图也是本发明的OFDM接收机结构框图)

图3现有OFDM接收机和本发明的OFDM接收机的误比特率仿真性能对比图

具体实施方式

以下结合附图详细描述本发明所提供的OFDM接收机中的信号解调方法及OFDM接收机，但不构成对本发明的限制。

现有OFDM接收机可分解为三个部分，如图1所示，FFT模块将时域OFDM符号r(n)通过N点FFT转换为频域OFDM符号R(k)；信道频域响应对角矩阵估计模块利用频域OFDM符号R(k)和OFDM接收机相对于OFDM发射机的移动速度v估计得到信道频域响应对角矩阵D_N×N；均衡解调模块利用信道频域响应对角矩阵D_N×N对频域OFDM符号R(k)进行均衡解调，从而得到频域二进制数据流。

本发明的OFDM接收机在现有OFDM接收机的基础上做了改进，在原接收机的信道频域响应对角矩阵估计模块和均衡解调模块之间增加了1个模块，如图2所示，该模块为：3-信道频域响应矩阵估计模块。

本发明的OFDM接收机的实现流程为：

1^*--FFT模块将时域OFDM符号r(n)通过N点FFT转换为频域OFDM符号R(k)；

2^*--信道频域响应对角矩阵估计模块利用频域OFDM符号R(k)和OFDM接收机相对于OFDM发射机的移动速度v估计得到信道频域响应对角矩阵D_N×N；

3^*--信道频域响应矩阵估计模块利用信道频域响应对角矩阵D_N×N和OFDM接收机相对于OFDM发射机的移动速度v估计得到信道频域响应矩阵H_N×N；

4^*--均衡解调模块利用信道频域响应矩阵H_N×N对频域OFDM符号R(k)进行均衡解调，从而得到频域二进制数据流。

下面列举本发明的1个具体实施例。

例：本发明预先选取的函数F(D_N×N，v，i，j，N)为：

$F(D_{N\&times;N},v,i,j,N)=\left\{\begin{array}{cc}\frac{f(v,i,j,N)}{N}\underset{m=1}{\overset{N}{\mathrm{\&Sigma;}}}{D}_{N\&times;N}(m,m),& i\&NotEqual;j\\ D_{N\&times;N}(i,j),& i=j\end{array}\right.,$

预先选取的系数f(v，i，j，N)为：

$f(v,i,j,N)=\frac{\sin \left\{\mathrm{\&pi;}\right[g(i,j,N)+\mathrm{\&epsiv;}\left]\right\}\sin (\mathrm{\&pi;\&epsiv;}/N)}{\sin \left\{\mathrm{\&pi;}\right[g(i,j,N)+\mathrm{\&epsiv;}]/N\}\sin \left(\mathrm{\&pi;\&epsiv;}\right)}{e}^{\mathrm{j\&pi;}(1-1/N)g(i,j,N)},$

其中ε为： $\mathrm{\&epsiv;}=\frac{v{f}_c}{\mathrm{c\&Delta;f}},g(i,j,N)$ 为： $g(i,j,N)=\left\{\begin{array}{c}j-i,i\&le;N/2+1,i<j<i+N/2\\ j-i,j<i\&le;N/2+1\\ j-i,j>i>N/2+1\\ j-i,i>N/2+1,i-N/2\&le;j<i\\ j-i-N,i\&le;N/2+1,j\&GreaterEqual;i+N/2\\ j-i+N,i>N/2+1,j<i-N/2\end{array}\right..$

仿真参数设置为：N＝256，v＝500Km/h，c＝3×10⁸m/s，f_c＝2.4GHz，Δf＝15KHz，采用的调制方式为QPSK。

图3给出了当采用以上仿真参数时，现有OFDM接收机和本发明的OFDM接收机的误比特率仿真性能对比图，该图的横坐标为信噪比，纵坐标为误比特率。可以看出相比于现有OFDM接收机，采用本实施例的OFDM接收机在500Km/h的高速移动场景下带来了误比特率性能的大幅度提高。

本发明通过在OFDM接收机中加入了利用信道频域响应对角矩阵和OFDM接收机相对于OFDM发射机的移动速度计算信道频域响应矩阵的模块，使OFDM接收机在移动场景下不但可以准确估计出信道频域响应矩阵的对角元素，而且还可以准确估计出信道频域响应矩阵的非对角元素，从而减小了OFDM接收机在移动场景下的信道估计误差，提高了OFDM接收机的性能。

Claims (5)

1.一种OFDM接收机中的信号解调方法，其步骤为：

1)OFDM接收机将时域OFDM符号转换为频域OFDM符号；

2)OFDM接收机利用频域OFDM符号和移动速度v进行信道频域响应对角矩阵估计，得到信道频域响应对角矩阵D_N×N；

3)OFDM接收机利用信道频域响应对角矩阵D_N×N和移动速度v进行信道频域响应矩阵估计，得到信道频域响应矩阵H_N×N；其中，所述信道频域响应矩阵H_N×N的对角元素等于所述信道频域响应对角矩阵D_N×N的对角元素，H_N×N的非对角元素等于D_N×N的所有对角元素的平均值乘以一系数f(v，i，j，N)；其中，i、j为H_N×N中第i行、第j列元素H_N×N(i，j)的位置；

4)OFDM接收机利用信道频域响应矩阵H_N×N对频域OFDM符号进行解调，得到频域二进制数据流；

其中，N为一个OFDM符号的长度，v为OFDM接收机相对于OFDM发射机的移动速度；通过函数F(D_N×N，v，i，j，N)计算所述信道频域响应矩阵H_N×N的第i行、第j列元素H_N×N(i，j)，从而得到所述信道频域响应矩阵H_N×N；函数F(D_N×N，v，i，j，N)的表达式为：

$F(D_{N\&times;N},v,i,j,N)=\left\{\begin{array}{cc}\frac{f(v,i,j,N)}{N}\underset{m=1}{\overset{N}{\mathrm{\&Sigma;}}}{D}_{N\&times;N}(m,m),& i\&NotEqual;j\\ D_{N\&times;N}(i,j),& i=j\end{array}\right.,$

ε为归一化多普勒频散，

c为光在真空中的速度，f_c为OFDM信号的载波频率，m表示信道频域响应对角矩阵D_N×N中对角元素的位置，Δf为OFDM子载波间隔， $g(i,j,N)=\left\{\begin{array}{cc}j-i,& i\&le;N/2+1,i<j<i+N/2\\ j-i,& j<i\&le;N/2+1\\ j-i,& j>i>N/2+1\\ j-i,& i>N/2+1,i-N/2\&le;j<i\\ j-i-N,& i\&le;N/2+1,j\&GreaterEqual;i+N/2\\ j-i+N,& i>N/2+1,j<i-N/2\end{array}\right..$

2.如权利要求1所述的方法，其特征在于利用信道频域响应矩阵H_N×N，采用迫零均衡方法或最小均方误差均衡方法对频域OFDM符号进行解调，得到频域二进制数据流。

3.如权利要求1所述的方法，其特征在于采用N点快速傅里叶变换将时域OFDM符号转换为频域OFDM符号；利用最小二乘方法或线性最小均方误差方法进行信道频域响应对角矩阵估计，得到信道频域响应对角矩阵D_N×N。

4.一种OFDM接收机，其特征在于包括快速傅里叶变换模块、信道频域响应对角矩阵估计模块、信道频域响应矩阵估计模块和均衡解调模块；其中

所述快速傅里叶变换模块，用于将时域OFDM符号转换为频域OFDM符号后分别发送给所述信道频域响应对角矩阵估计模块和所述均衡解调模块；

所述信道频域响应对角矩阵估计模块，用于根据频域OFDM符号和移动速度v估计得到信道频域响应对角矩阵D_N×N，并将其发送给所述信道频域响应矩阵估计模块；

所述信道频域响应矩阵估计模块，用于根据信道频域响应对角矩阵D_N×N和移动速度v估计得到信道频域响应矩阵H_N×N，并将其发送给所述均衡解调模块；

所述均衡解调模块，用于根据信道频域响应矩阵H_N×N对频域OFDM符号进行均衡解调，从而得到频域二进制数据流；

其中，N为一个OFDM符号的长度，v为OFDM接收机相对于OFDM发射机的移动速度；所述信道频域响应矩阵H_N×N的对角元素等于所述信道频域响应对角矩阵D_N×N的对角元素，H_N×N的非对角元素等于D_N×N的所有对角元素的平均值乘以一系数f(v，i，j，N)；i、j为H_N×N中第i行、第j列元素H_N×N(i，j)的位置；

所述信道频域响应矩阵估计模块中计算所述信道频域响应矩阵H_N×N的公式为：

$F(D_{N\&times;N},v,i,j,N)=\left\{\begin{array}{cc}\frac{f(v,i,j,N)}{N}\underset{m=1}{\overset{N}{\mathrm{\&Sigma;}}}{D}_{N\&times;N}(m,m),& i\&NotEqual;j\\ D_{N\&times;N}(i,j),& i=j\end{array}\right.,$

其中：

ε为归一化多普勒频散，

c为光在真空中的速度，f_c为OFDM信号的载波频率，m表示信道频域响应对角矩阵D_N×N中对角元素的位置，Δf为OFDM子载波间隔， $g(i,j,N)=\left\{\begin{array}{cc}j-i,& i\&le;N/2+1,i<j<i+N/2\\ j-i,& j<i\&le;N/2+1\\ j-i,& j>i>N/2+1\\ j-i,& i>N/2+1,i-N/2\&le;j<i\\ j-i-N,& i\&le;N/2+1,j\&GreaterEqual;i+N/2\\ j-i+N,& i>N/2+1,j<i-N/2\end{array}\right..$

5.如权利要求4所述的接收机，其特征在于所述均衡解调模块中采用迫零均衡方法或最小均方误差均衡方法对频域OFDM符号进行解调，得到频域二进制数据流。

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