CN104253772A - 正交频分复用系统的信道估计方法 - Google Patents

Abstract

本发明涉及一种OFDM系统的信道估计方法，包括以下步骤：从接收信号的OFDM符号中提取导频数据；对相邻OFDM符号之间对应的导频子载波上的数据进行相位差分处理；将高低导频符号求得的相位差分处理值进行差分处理而得到第一高低导频符号差分处理值；利用第一高低导频符号差分处理值补偿相位差分处理值以去除采样时钟误差，并依据去除了采样时钟误差的相位差分处理值得到第二高低导频符号差分处理值；利用两个高低导频符号差分处理值对块导频上的信道估计值进行补偿，得到块导频信道估计值；利用长前导信道估计值与本地信道估计值共轭计算出长前导信道估计值；以及利用块导频信道估计值和长前导信道估计值补偿出非块导频上的信道频域响应。

Description

正交频分复用系统的信道估计方法

技术领域

本发明属于通信技术领域，涉及正交频分复用(OFDM)通信系统中的信道估计方法。

背景技术

正交频分复用(OFDM)技术具有高效的频谱利用率、良好的抗多径衰落性能等，是第四代移动通信(4G)的关键技术之一。目前，OFDM技术以及广泛应用于非对称数字用户线(ADSL)、数字音频广播(DAB)和数字电视广播(DVB)、IEEE802.11、IEEE802.16以及电力线宽带数据通信等领域。

OFDM的基本原理如下，将高速的数据流进行串并转换，然后分配到传输速率相对较低的若干个子信道上分别传输。子信道中的符号周期相对增加，因此可以有效抵抗无线信道中多径延迟效应。此外，在OFDM符号之间插入保护间隔，其中保护间隔应大于无线信道的最大时延扩展，这样即可最大限度地消除多径带来的符号间干扰(ISI)，如果保护间隔采用循环前缀，又可避免由多径带来的信道间干扰(ICI)。

OFDM通信系统原理如图1所示。在发射端，对输入数据a_n(二进制比特流、图像或随机序列)采用正交幅度调制QAM或相移键控调制PSK进行预调制，得到频域信号X(n)，对X(n)进行串并转换和快速傅立叶反变换IFFT后得到时域信号x(n)，该时域信号依次经并串转换、数模转换以及低通滤波器后得到实际发送信号s(t)。同理，OFDM的接收端对上述发射端进行逆过程处理。

OFDM技术将频率选择性信道转换成平坦衰减的子信道，因此在实际应用中，仅需要简单的频域均衡技术就允许进行高速率的数据传输。当然要获得高的性能，就必须对信道的传输函数进行准确估计。在OFDM系统中，估计信道传输函数的方法之一是基于频域导频和插值技术的信道估计方法，其主要原理是在发射端将导频符号插入数据符号中，在接收端从数据符号中取出导频符号并获得导频符号位置处子信道传输函数的估计，两个导频符号位置之间的子信道传输函数通过插值的方法获得。

OFDM系统的信道估计主要可以分为两类：一类是信道的非盲估计，如基于训练序列和导频的信道估计；另外一类是信道的盲估计，如基于OFDM符号的循环前缀的估计。

常用到的估计算法有最小平方差（LS）算法、线性最小均方误差（LMMSE）算法、最大似然算法（ML）、SVD算法和基于DFT变换等方法。在这些方法中，LS算法比较简单，易于实现，其他算法复杂度均较高。

假如系统采用的载波中心频率为512MHz，当移动速度为40Km/h时，最大多普勒频移为19Hz；当移动速度为60Km/h时，最大多普勒频移为28.4Hz。在这种最大多普勒频移比较小的场景下，每一个OFDM符号内子载波间的干扰可以忽略(通过仿真也可以看出)。但当帧长较长时(例如帧长8.4ms，每帧84个OFDM符号)，由于信道的时变性，通过前导估计的信道不能用于整帧信号的均衡。因此，要想获得可靠的接收性能，要跟踪信道的变化情况。

发明内容

本发明所要解决的技术问题是提供一种OFDM系统的信道估计方法，它是基于一种简易有效的块导频插入技术。

本发明为解决上述技术问题而采用的技术方案是提出一种OFDM系统的信道估计方法，包括以下步骤：从接收信号的OFDM符号中提取导频数据；对相邻OFDM符号之间对应的导频子载波上的数据进行相位差分处理，得到相位差分处理值；将高低导频符号求得的相位差分处理值进行差分处理，得到第一高低导频符号差分处理值；利用该第一高低导频符号差分处理值补偿该相位差分处理值，以去除该相位差分处理值中的采样时钟误差，并依据去除了采样时钟误差的相位差分处理值得到第二高低导频符号差分处理值；利用估计得到的第一高低导频符号差分处理值和该第二高低导频符号差分处理值对块导频上的信道估计值进行补偿，得到块导频信道估计值；利用长前导信道估计值与本地信道估计值共轭计算出长前导信道估计值；以及利用该块导频信道估计值和该长前导信道估计值补偿出非块导频上的信道频域响应。

在本发明的一实施例中，在进行该相位差分处理时，忽略噪声以及载波间干扰。

在本发明的一实施例中，利用该块导频信道估计值和该长前导信道估计值补偿出非块导频上的信道频域响应的步骤包括：利用线性内插法进行补偿。

在本发明的一实施例中，在利用该块导频信道估计值和该长前导信道估计值补偿出非块导频上的信道频域响应的步骤后还包括：对补偿后的数据进行均衡。

在本发明的一实施例中，对补偿后的数据进行均衡的步骤是忽略噪声和干扰项。

在本发明的一实施例中，对补偿后的数据进行均衡的步骤后还包括：在利用该块导频信道估计值和该长前导信道估计值补偿对均衡后的数据进行补偿。

本发明所提出的OFDM系统的信道估计方法由于基于插入块导频进行了信道跟踪补偿，从而在性能优良与工程实现简单之间实现了均衡，具有良好的实用价值，便于工程实现。

附图说明

为让本发明的上述目的、特征和优点能更明显易懂，以下结合附图对本发明的具体实施方式作详细说明，其中：

图1是现有OFDM通信系统的原理框图；

图2是依据本发明一实施例的OFDM信道估计方法的数据帧格式图；

图3是本发明一实施例的OFDM信道估计方法的流程框图；

图4是移动速度为60Km/h QPSK调制频域线性插值性能仿真图。

图5是移动速度为120Km/h时频域线性插值性能仿真图。

具体实施方式

本发明的实施例描述了一种基于分段线性法的块导频插入方法的信道估计算法。

本发明的实施例采用基于分段线性法的块导频插入方法跟踪信道的变化。所谓分段线性，即用逐段的小直线段连成的曲线来分别描绘多径信道的每条可辨路径的变化趋势。由数学知识，任意曲线都可以由任意短的小直线段连成的曲线来逼近，因此只要小直线段长度足够短，可以用分段线性的模型来精确描述信道每一条可辨路径的变化。显然，用分段线性来描述多径信道的路径衰落时变特性，需要知道每一条小线段的变化趋势，即小线段的斜率，即利用循环去前缀或连续的OFDM符号来提取这一变化信息。在本发明的实施例中，利用导频来获得信道的局部信息，然后再做进一步均衡处理。

考虑包含1024个子载波的OFDM系统，则在一个OFDM符号传输间隔内，等效复基带信号可以表示为：

$x\left(n\right)=\underset{m=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}{X}_m{e}^{j\frac{2\mathrm{\πmn}}{N}},0\≤n\≤N-1---\left(1\right)$

其中X_m为第m个子载波上的传输符号，这里没有考虑循环前缀。在信道有L条可辨路径的宽带通信系统中，接收到的等效基带信号可表示为：

$y\left(k\right)=\underset{l=1}{\overset{L}{\mathrm{\Σ}}}{h}^{\left(l\right)}\left(k\right)*x(k-{\mathrm{\τ}}^{\left(l\right)})+n\left(k\right)---\left(2\right)$

式(2)中，y(k)为接收信号中第k个离散采样值，在一个OFDM符号内，0≤k≤N-1，n(k)为高斯白噪声离散取样值，h^(l)(k)为第l条传输路径的时变传输系数，τ^(l)为其相应的时延。当最大多径时延τ^(L)小于保护间隔(CP)长度时，相邻符号之间没有干扰。

在接收端对去掉CP的接收信号做FFT，得到第m个子载波上的频域接收信号Y_m，可表示为：

$Y_m=\frac{1}{N}\underset{k=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}{y}_k{e}^{-j\frac{2\mathrm{\πkm}}{N}}$

                 (3)

$=H_{\mathrm{mm}}{X}_m+\underset{m^{/}\≠m}{\overset{N-1}{\underset{m^{/}=0}{\mathrm{\Σ}}}}{H}_{{\mathrm{mm}}^{/}}{X}_{m^{/}}+N\left(m\right)$

其中，N(m)为第m个子载波上的加性频域噪声，H_mm是信道对第m个子载波上传输数据的影响，,m^/≠m,体现了信道对第m^/个子载波上的数据加于第m个子载波上的干扰的影响。其中，可表示如下：

$H_{{\mathrm{mm}}^{/}}=\frac{1}{N}\underset{l=1}{\overset{L}{\mathrm{\&Sigma;}}}{e}^{-j\frac{2\mathrm{\&pi;}{m}^{/}{\mathrm{\&tau;}}^{\left(l\right)}}{N}}\underset{k=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}{h_k}^{\left(l\right)}{e}^{-j\frac{2\mathrm{\&pi;}(m-m^{/})k}{N}},0\&le;m,m^{/}<N---\left(4\right)$

当m^/=m时，式(4)可进一步表示为：

$H_{\mathrm{mm}}=\underset{l=1}{\overset{L}{\mathrm{\&Sigma;}}}{h}_{\mathrm{ave}}^{\left(l\right)}{e}^{\frac{-j2\mathrm{\&pi;m}{\mathrm{\&tau;}}^{\left(l\right)}}{N}}---\left(5\right)$

其中， $h_{\mathrm{ave}}^{\left(l\right)}=\frac{1}{N}\underset{k=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}{h}_k^{\left(l\right)}.$

H_mm即为信道对第m个子载波上传输数据的影响，也即第m个子载波上的理想频域信道估计值；当m^/≠m时，为信道对第m^/个子载波上传输的数据对第m个子载波上数据干扰的影响。从公式(4)可以得知，当信道时变衰落幅度不变时，即(0≤k<N)，且都有此时Y_m=H_mmX_m，子载波之间严格正交，相互之间没有干扰；当信道时变衰落幅度变化时，此时，子载波间存在相互干扰，这时信道为时频选择性信道。同时，由公式(4)也可以得出，如果信道时变衰落幅度在一个OFDM符号内变化较小时，子载波间的干扰可以忽略。

若信道的归一化长度(信道最大多径时延对采样间隔的归一化)为ν，且导频数目L_p≥ν，导频在频域等距分布，即导频分布在序号为l_i=(i×N)/L_p(0≤i≤L_p-1)的子载波上。可以利用导频数据估计得到导频子载波上的信道频域采样值：

${\hat{H}}_{l_i}=\frac{Y_{l_i}}{P_{l_i}}=H_{l_i}+\frac{I_{l_i}+W_{l_i}}{P_{l_i}},0\&le;i\&le;L-1,---\left(6\right)$

其中为来自其他子载波上的干扰，为频域加性高斯噪声。

则可以利用L_p个等间隔分布的导频估计的信道来得到即：

$h_{\mathrm{ave}}^{\left(l\right)}=\frac{1}{L_p}\underset{i=0}{\overset{L_p-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}{\hat{H}}_{l_i}{e}^{j\frac{2\mathrm{\&pi;i}{\mathrm{\&tau;}}^{\left(l\right)}}{N}},0\&le;l\&le;L_p-1---\left(7\right)$

若系统导频分布或数目不满足上面的特点，则不能用简单的IFFT变换来得到信道可辨路径的时域衰落幅度。此时可分两种情况来处理：

导频分布不满足等间距分布，但导频数目L_p≥ν。

此时，由公式(5)，导频信道频域采样值为：

$H_{l_i}=\underset{l=1}{\overset{L}{\mathrm{\&Sigma;}}}{h}_{\mathrm{ave}}^{\left(l\right)}{e}^{-j2\mathrm{\&pi;}\frac{l_i{\mathrm{\&tau;}}^{\left(l\right)}}{N}}0\&le;l_i<N---\left(8\right)$

定义傅里叶变换矩阵[F]_k,n=exp(-j2πkn/N),0≤k,n≤N-1，则导频子载波上的信道频域采样值为：

H^(P)=F^(P)h_ave       (9)

其中H^(P)为导频在载波上对应的信道频域采样值，且 $H^{\left(P\right)}={\left[\begin{array}{cccc}{H}_{l_1}& H_{l_2}& \&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;& H_{l_{L_p}}\end{array}\right]}_{1\&times;L_p}^T,$ F^(P)为[F]中与导频子载波对应的行组成的矩阵， $h_{\mathrm{ave}}={\left[\begin{array}{ccccccccc}{h}_{\mathrm{ave}}^{\left(0\right)}& \&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;& h_{\mathrm{ave}}^{\left(2\right)}& \&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;& h_{\mathrm{ave}}^{\left(M\right)}& 0& 0& \&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;& 0\end{array}\right]}_{1\&times;N}^T,$ 当最大归一化时延满足条件时，即L_p≥ν，公式(9)简化为：

$H^{\left(P\right)}=F_{L_p}^{\left(p\right)}{h}_{\mathrm{ave}}---\left(10\right)$

其中为F^(P)矩阵的前L_p列，由于L_p≥ν，所以(10)式有唯一解，即：

$H_{\mathrm{ave}}={\left(F_{L_p}^{\left(p\right)}\right)}^{-1}{H}^{\left(P\right)}---\left(11\right)$

导频分布不满足等间距分布，同时L_p<ν，此时，式(10)没有唯一解，可以利用矩阵运算求出其最小二乘解，即：

$h_{\mathrm{ave}}=\left(F_{L_p}^{\left(p\right)}\right)H^{\left(P\right)}---\left(12\right)$

另外，也可以忽略时延较大，功率很小的信道路径，使得(10)式有唯一解，此时仍可用公式(11)来求解h_ave，当忽略的多径功率较小时，这一影响可以忽略，然而，运算量会减小，系统所需导频数也可减少。

由公式(5)可以看出，当系统多普勒频移较小时，载波间干扰可以忽略，可以直接利用公式(11)或(12)来估计信道。当系统的多普勒频移较大，系统存在子载波间干扰时，可以利用分段线性模型来估计信道时变系数，这就需要利用公式(11)或(12)估计出来的h_ave当作信道时变衰落在第2/N-1个采样点上的信道幅度值(可以证明，这是最合理的，即此时的均放误差最小)，然后利用循环前缀或相邻符号的两个OFDM符号来估计每段小线段的斜率，从而估计出信道每一条可辨路径的时变衰落幅度。

另外，当系统多普勒频移很小时，可以假设多径信道的每条路径在几个OFDM符号传输时间内均为线性变化，即(0≤k≤M×N-1)，其中N为单个OFDM符号间隔内的采样点数，M为信道衰变系数保持不变的OFDM符号传输间隔数。由式(5)可得：

$H_{\mathrm{mm}}\left(i\right)=\underset{l=0}{\overset{L-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}{h}_{\mathrm{ave}}^{\left(l\right)}\left(i\right)e^{\frac{-j2\mathrm{\&pi;m}{\mathrm{\&tau;}}^{\left(l\right)}}{N}}$

$=\underset{l=0}{\overset{L-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}\mathrm{ave}(a^{\left(l\right)}((i-1)N+k)+b^{\left(l\right)})e^{\frac{-j2\mathrm{\&pi;m}{\mathrm{\&tau;}}^{\left(l\right)}}{N}}$

$=\underset{l=0}{\overset{L-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}(a^{\left(l\right)}((i-1)N+\frac{N-1}{2})+b^{\left(l\right)})e^{\frac{-j2\mathrm{\&pi;m}{\mathrm{\&tau;}}^{\left(l\right)}}{N}}---\left(13\right)$

$=\underset{l=0}{\overset{L-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}(a^{\left(l\right)}\frac{N-1}{2}+b^{\left(l\right)})e^{\frac{-j2\mathrm{\&pi;m}{\mathrm{\&tau;}}^{\left(l\right)}}{N}}+\underset{l=0}{\overset{L-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}\left(a^{\left(l\right)}(i-1)N\right)e^{\frac{-j2\mathrm{\&pi;m}{\mathrm{\&tau;}}^{\left(l\right)}}{N}}$

$=\underset{l=0}{\overset{L-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}(a^{\left(l\right)}\frac{N-1}{2}+b^{\left(l\right)})e^{\frac{-j2\mathrm{\&pi;m}{\mathrm{\&tau;}}^{\left(l\right)}}{N}}+(i-1)N\underset{l=0}{\overset{L-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}{a}^{\left(l\right)}{e}^{\frac{-j2\mathrm{\&pi;m}{\mathrm{\&tau;}}^{\left(l\right)}}{N}},1\&le;i\&le;M$

其中， $\mathrm{ave}(a^{\left(l\right)}((i-1)N+k)+b^{\left(l\right)})=\frac{1}{N}\underset{k=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}(a^{\left(l\right)}(i-1)N+k)+b^{\left(l\right)}.$

由公式(13)可以看出，信道的频域采样值也会在几个OFDM符号传输时间内线性变化。利用信道的分段线性特性，利用相隔几个符号的频域信道估计值进行线性插值来获得整个时间段内的信道信息，本发明实施例的数据帧格式原理如图2所示。图2展示出利用一定间距分布的前导与块导频、块导频与块导频上估计的信道来内插其间信道的示意图。

为减小信道数据存储量，还可进一步简化计算，即把前导与块导频或块导频与块导频之间的信道近似分为几个阶梯，以一个固定的信道估计值来代替此段的所有信道估计值，这不是本发明的核心，不再赘述。

基带发送信号中的第m个OFDM符号如下表示：

$x_m\left(n\right)=\frac{1}{N}\underset{k=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}{X}_{m,k}{e}^{\frac{j2\mathrm{\&pi;kn}}{N}}---\left(14\right)$

其中，N为IFFT的点数，k为子载波索引。

在接收端，假定归一化剩余频率误差为ε(剩余同步误差与载波间隔的比值),采样时钟周期为T'，则归一化采样时钟误差为β=(T′-T)/T。经过时变信道后，第m个OFDM符号可以表示为：

$r_m\left(n\right)=e^{\frac{j2\mathrm{\&pi;\&epsiv;}({\mathrm{mN}}_s+N_g)(1+\mathrm{\&beta;})}{N}}\frac{1}{N}\underset{k=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}{X}_{m,k}{H}_{m,k}{e}^{\frac{j2\mathrm{\&pi;k}({\mathrm{mN}}_s+N_g)\mathrm{\&beta;}}{N}}{e}^{\frac{j2\mathrm{\&pi;}(k+\mathrm{\&epsiv;})n(1+\mathrm{\&beta;})}{N}}+w_m\left(n\right)---\left(15\right)$

其中T为发送端采样钟周期，N_g为循环前缀的数据点数，N_s为一个OFDM符号的采样点数，并且N_s=N+N_g。则接收端接收信号的频域数据为：

$Y_{m,k}=e^{\frac{j2\mathrm{\&pi;\&epsiv;}({\mathrm{mN}}_s+N_g)(1+\mathrm{\&beta;})}{N}}{e}^{\frac{j2\mathrm{\&pi;k}({\mathrm{mN}}_s+N_g)\mathrm{\&beta;}}{N}}{H}_{m,k}{R}_{m,k}{X}_{m,k}+W_m\left(k\right)+I_m\left(k\right)---\left(16\right)$

其中W_m(k)为第m个OFDM符号k个子载波上的加性高斯白噪声，I_m(k)为由于同步误差造成的子载波间干扰， $R_{m,k}=e^{\frac{j(N-1)\mathrm{\&pi;}[\mathrm{\&epsiv;}(1+\mathrm{\&beta;})+\mathrm{k\&beta;}]}{N}}\frac{\sin \left(\mathrm{\&pi;}\right[\mathrm{\&epsiv;}(1+\mathrm{\&beta;})+\mathrm{k\&beta;}\left]\right)}{N\sin \left(\frac{\mathrm{\&pi;}[\mathrm{\&epsiv;}(1+\mathrm{\&beta;})+\mathrm{k\&beta;}]}{N}\right)}$ 为由于同步误差造成的符号内部的相位和幅度变化，其与m无关，只与载波序号有关。当剩余载波频率误差和采样时钟频率误差较小时，R_m,k≈1,k=0,...N-1。

由式(16)可见，剩余载波频率偏移和采样时钟频率偏移对子载波数据的影响表现在三个方面，第一是使子载波上的数据产生相位旋转，第二使子载波上的数据幅度减小，第三是产生额外的干扰。因此，要保证接收性能，必须要对接收到的数据进行同步跟踪与补偿。

针对如图1所示的系统帧结构，本处理流程中，忽略长前导的剩余频偏和采样时钟误差，即获取信道估计时，对长前导不进行剩余频偏矫正和采样时钟误差补偿，只是利用块导频或块导频与长前导之间的OFDM符号上的导频子载波来进行剩余载波频率误差和采样时钟频率误差的估计，再对接收的数据进行跟踪与补偿。本发明中信道估计算法的处理流程如图3所示，具体的同步估计与补偿算法流程如下：

步骤301，提取导频数据：在接收信号中第m个OFDM符号Y_m,k中提取导频符号，则第l个子载波上的导频数据为：

$Y_{m,l}=e^{\frac{j2\mathrm{\&pi;\&epsiv;}({\mathrm{mN}}_s+N_g)(1+\mathrm{\&beta;})}{N}}{e}^{\frac{j2\mathrm{\&pi;l}({\mathrm{mN}}_s+N_g)\mathrm{\&beta;}}{N}}{H}_{m,l}{R}_{m,l}{X}_{m,l}+W_m\left(l\right)+I_m\left(l\right),l\&Element;\mathrm{\&gamma;}---\left(17\right)$

式(17)中，γ=[γ(1),...,γ(N_p)]为导频位置的集合和，N_p为OFDM符号中导频子载波的数目。

步骤302，相邻导频差分处理：假设相邻两个OFDM符号对应子载波上的信道频率响应近似不变，即H_m,k≈H_m+1,k，同时，忽略噪声以及载波间干扰，相邻OFDM符号之间对应的导频子载波上的数据进行相位差分处理，得到：

$Z_{m,l}=Y_{m+1,l}*Y_{m,l}^{*}\&ap;e^{\frac{j2\mathrm{\&pi;\&epsiv;}{N}_s(1+\mathrm{\&beta;})}{N}}{e}^{\frac{j2\mathrm{\&pi;l}{N}_s\mathrm{\&beta;}}{N}}{\left|H_{m,l}{R}_{m,l}\right|}^2---\left(18\right)$

步骤303，高低导频差分处理：将高低导频符号求得的Z_m,l进行差分处理：

$\widetilde{\mathrm{\&beta;}}=\frac{N}{2\mathrm{\&pi;}{\mathrm{DN}}_s}\mathrm{angle}\left\{\underset{m=1}{\overset{L-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}\underset{l=\mathrm{\&gamma;}\left(1\right)}{\overset{N_p/2}{\mathrm{\&Sigma;}}}\left(Z_{m,l+D}{Z_{m,l}}^{*}\right)\right\}---\left(19\right)$

其中，两块导频之间或块导频与长前导之间的数据符号个数为L，D表示高低导频信号之间间隔的子载波数和γ(1)为导频位置集合γ中的第一个元素。

步骤304，去采样时钟误差：利用对Z_m,l进行补偿，以去除Z_m,l中的采样时钟频率误差的影响，可得：再估计ε，得到：

$\widetilde{\mathrm{\&epsiv;}}=\frac{N}{{2\mathrm{\&pi;N}}_s}\mathrm{angle}\left\{\underset{m=1}{\overset{L-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}\underset{l=\mathrm{\&gamma;}\left(1\right)}{\overset{N_p}{\mathrm{\&Sigma;}}}{Z_{m,l}}^{\&prime;}\right\}---\left(20\right)$

步骤305，块导频信道估计补偿：利用估计得到的和对块导频上的信道估计值进行补偿，即：

${H_{p(L+1),k}}^{\&prime;}=e^{\frac{-j2\mathrm{\&pi;}\widetilde{\mathrm{\&epsiv;}}[p(L+1)N_s+N_g](1+\widetilde{\mathrm{\&beta;}})}{N}}{e}^{\frac{-j2\mathrm{\&pi;k}[p(L+1)N_s+N_g]\widetilde{\mathrm{\&beta;}}}{N}}{H}_{p(L+1),k}---\left(21\right)$

其中p为块导频的索引，即第p个块导频，H_p(L+1),k为补偿前，块导频上第k个子载波处的信道频域响应，H_p(L+1),k'为补偿后的对应信道。

步骤306，长前导信道估计：利用长前导信道估计值与本地信道估计值共轭计算出长前导信道估计值H′_lp。

步骤307，内插与补偿：利用步骤305和306中的求得块导频信道估计值和长前导信道估计值以及前面介绍的线性内插的方法，补偿出非块导频上的信道频域响应。同时，忽略噪声和干扰项，均衡后的数据为： $Y_{m,k}=e^{\frac{j2\mathrm{\&pi;\&epsiv;}({\mathrm{mN}}_s+N_g)(1+\mathrm{\&beta;})}{N}}{e}^{\frac{j2\mathrm{\&pi;k}({\mathrm{mN}}_s+N_g)\mathrm{\&beta;}}{N}}{R}_{m,k}{X}_{m,k}.$ 利用前面步骤305和306中的估计值对频域均衡后的数据进行补偿，并利用R_m,k≈1，得到同步跟踪以及均衡处理后的最终数据为：

${Y_{m,k}}^{\&prime;}=e^{\frac{-j2\mathrm{\&pi;}\widetilde{\mathrm{\&epsiv;}}({\mathrm{mN}}_s+N_g)(1+\widetilde{\mathrm{\&beta;}})}{N}}{e}^{\frac{-j2\mathrm{\&pi;k}({\mathrm{mN}}_s+N_g)\widetilde{\mathrm{\&beta;}}}{N}}{Y}_{m,k}---\left(22\right)$

利用上述的方法，估计得到的信道估计值的频域值。

其中，本方法是在性能优良与工程实现简单之间均衡提出的一种基于插入块导频的信道跟踪补偿算法，具有良好的实用价值，便于工程实现。

下面通过仿真图来说明本发明实施例的性能。首先给出6M带宽下移动速度为60Km/h时，不同调制方式下本方法的信道跟踪的性能，最后给出移动速度为120Km/h时，16QAM调制下的信道跟中性能。

图4为移动速度为60km/h时，16QAM调制，在OFDM传输符号中，通过每隔20～35个符号插入一个块导频符号，然后利用两个块导频上估计的信道来线性插值获取中间数据帧的信道频域响应来做均衡时的系统性能。

从图4可以看出，每隔20～35个符号插入一个块导频符号时，系统性能相当，都有较低的误比特率，但由于处理误差，其性能与理想信道估计相比要差，但都有较好的性能。综合考虑性能与传输速率，可以选定块导频的插入间隔为每隔30个符号插入一个块导频。

从图5可以看出，每隔20～30个符号插入一个块导频符号时，系统性能相当，35个符号间隔插值时，性能略差，但都有较低的误比特率，由于处理误差，插值处理的信道均衡性能与理想信道估计相比要差，但都有较好的性能。

虽然本发明已参照当前的具体实施例来描述，但是本技术领域中的普通技术人员应当认识到，以上的实施例仅是用来说明本发明，在没有脱离本发明精神的情况下还可作出各种等效的变化或替换，因此，只要在本发明的实质精神范围内对上述实施例的变化、变型都将落在本申请的权利要求书的范围内。

Claims (6)

1.一种正交频分复用（OFDM）系统的信道估计方法，包括以下步骤：

从接收信号的OFDM符号中提取导频数据；

对相邻OFDM符号之间对应的导频子载波上的数据进行相位差分处理，得到相位差分处理值；

将高低导频符号求得的相位差分处理值进行差分处理，得到第一高低导频符号差分处理值；

利用该第一高低导频符号差分处理值补偿该相位差分处理值，以去除该相位差分处理值中的采样时钟误差，并依据去除了采样时钟误差的相位差分处理值得到第二高低导频符号差分处理值；

利用估计得到的第一高低导频符号差分处理值和该第二高低导频符号差分处理值对块导频上的信道估计值进行补偿，得到块导频信道估计值；

利用长前导信道估计值与本地信道估计值共轭计算出长前导信道估计值；以及

利用该块导频信道估计值和该长前导信道估计值补偿出非块导频上的信道频域响应。

2.如权利要求1所述的OFDM系统的信道估计方法，其特征在于，在进行该相位差分处理时，忽略噪声以及载波间干扰。

3.如权利要求1所述的OFDM系统的信道估计方法，其特征在于，利用该块导频信道估计值和该长前导信道估计值补偿出非块导频上的信道频域响应的步骤包括：利用线性内插法进行补偿。

4.如权利要求1所述的OFDM系统的信道估计方法，其特征在于，在利用该块导频信道估计值和该长前导信道估计值补偿出非块导频上的信道频域响应的步骤后还包括：对补偿后的数据进行均衡。

5.如权利要求4所述的OFDM系统的信道估计方法，其特征在于，对补偿后的数据进行均衡的步骤是忽略噪声和干扰项。

6.如权利要求4所述的OFDM系统的信道估计方法，其特征在于，对补偿后的数据进行均衡的步骤后还包括：在利用该块导频信道估计值和该长前导信道估计值补偿对均衡后的数据进行补偿。