CN101795255A - 一种基于导频的ofdm系统载波频偏估计方法及系统 - Google Patents

Abstract

本发明涉及一种基于导频的OFDM系统载波频偏估计方法及系统。本发明方法首先根据多载波中每个载波位置序号集C_k的两个连续多载波系统输出数据

，计算

，

，

，从而得到导频累加值M_k。其中，为第i个多载波输出符号对应的载波位置序号集C_k中的第m个样值，

为

的共轭，

为

的共轭。然后再求该导频累加值M_k的最大值，并将该最大M_k值中的参数k值作为估计到的载波频偏。本发明解决了残留采样时钟频偏较大时对整数倍载波频偏估计带来的干扰，适用于已知固定位置且已知数据的连续导频(DVB-T、CMMB)系统中，也适用于已知固定位置但未知数据的导频(如ISDB-T)系统中。

Description

一种基于导频的OFDM系统载波频偏估计方法及系统

技术领域

本发明涉及数字通信系统，尤其涉及OFDM系统。

背景技术

载波恢复是数字通信系统实现信息可靠传输的前提条件。在单载波系统中，载波频率偏移只会对接收信号造成一定衰减和相位旋转，可以通过均衡等方法来加以克服。然而对于要求子载波保持严格同步的正交频分复用(OFDM)系统来说，载波频率偏移所带来的后果会远比单载波系统严重，如果不采取措施对这种载波间干扰(ICI)加以克服，会对系统性能带来非常严重的影响，无论如何增加OFDM系统信号发射功率，也无法显著改善系统性能。

图1是OFDM系统模型。在加入各种传输误差情况下，OFDM系统输出Y_i，k为，

$Y_{i,k}=X_{i,k}{H}_{i,k}{e}^{j\frac{2\mathrm{\π}}{N}k[n_{\mathrm{out}}(1+\mathrm{\ζ})+\mathrm{\ζ}({\mathrm{iN}}_{\mathrm{OFDM}}+N_g)]}.$

$e^{j\frac{2\mathrm{\π}}{N}\mathrm{\ϵ}({\mathrm{IN}}_{\mathrm{OFDM}}+N_g)}\·e^{j\frac{2\mathrm{\π}}{N}\mathrm{\ϵ}(1+\mathrm{\ζ})n_{\mathrm{out}}}\·e^{j\frac{\mathrm{\π}}{N}(N-1-n_{\mathrm{out}})[\mathrm{k\ζ}+(1+\mathrm{\ζ})\mathrm{\ϵ}]}\·e^{j{\stackrel{\‾}{\mathrm{\Φ}}}_i}$

$\·\frac{\sin \left[\frac{\mathrm{\π}}{N}(N-n_{\mathrm{out}})(\mathrm{k\ζ}+\mathrm{\ϵ}(1+\mathrm{\ζ}))\right]}{N\sin \frac{\mathrm{\π}(\mathrm{k\ζ}+\mathrm{\ϵ}(1+\mathrm{\ζ}))}{N}}---\left(1\right)$

公式(1)中各参数表示为：

Y_i，k：FFT变换之后的第i个OFDM符号第k个样值；

X_i，k：发送端IFFT之前第i个OFDM符号第k个样值；

H_i，k：第i个OFDM符号第k个数据发送端与接收端之间的传输系数；

n_out：开窗偏差；

ζ：归一化采样误差，可表示为 $\mathrm{\ζ}=\frac{T_{\mathrm{RX}}-T_{\mathrm{TX}}}{T_{\mathrm{TX}}};$

ε：归一化载波频偏，实际载波之间的偏差为f_Δ·ε；

Φ_i：第i个OFDM符号相位噪声的平均值，表示为

N：IFFT长度；

N_g：每个OFDM符号保护间隔长度；

N_OFDM：每个OFDM符号长度。

归一化载波频偏ε分为整数倍频偏ε_I和小数倍频偏ε_f，当频偏ε≠0时，Y_i，k为，

$Y_{i,k}=\frac{1}{N}{e}^{j\frac{2\mathrm{\π}}{N}\mathrm{\ϵ}({\mathrm{iN}}_{\mathrm{OFDM}}+N_g)}\underset{m=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}{X}_{i,m}{H}_{i,m}\frac{1-e^{j2\mathrm{\π}(m+\mathrm{\ϵ}-k)}}{1-e^{j\frac{2\mathrm{\π}}{N}(m+\mathrm{\ϵ}-k)}}---\left(2\right)$

由此可见：

(1)整数倍载波频偏不引入信道间(ICI)干扰，只造成一个符号内的数据在子载波上的圆周移动；

(2)整数倍载波频偏会影响接收数据的相位；

(3)小数倍载波频偏不但直接影响接收数据的幅度衰减和相位旋转，还会引入信道间干扰(ICI)。

OFDM技术能够广泛应用于DVB-T(Digital Video Broadcasting，数字视频广播)、CMMB(China Mobile Multimedia Broadcasting，中国移动多媒体广播)、ISDB-T(integrated service digitalbroadcasting-terrestrial，面向便携设备发送广播电视的服务)等系统中。

对于DVB-T标准而言，有三种导频，导频是指输入数据X_i，k中含有相对接收端已知的数据，该三种导频分别为连续导频(CP)、离散导频(SP)和传输参数(TPS)，这些导频可用于帧同步、频率同步、时间同步、信道估计和传输模式识别，也能用于跟踪相位噪声。在输入数据X_i，k中，除导频数据外还包括传输数据和零数据，零数据分布在OFDM频谱两边。图2是DVB-T系统框图。

离散导频和连续导频信息传输功率大于数据，其数值由PRBS(伪随机二进制序列)得到，PRBS是一连串数值，每一个数值对应一个传输载波，PRBS通过图3得到，图3是产生伪随机二进制序列的系统框图。

图3中，通过将PRBS初始化使PRBS第一个输出比特与第一个有效载波重合，进而在每个使用载波上由PRBS产生一个新数值。通过基准序列获得的参考信息在每个符号内导频单元中传输，相应的调制为，

Re{c_m，l，k}＝4/3×(1/2-w_k)

Im{c_m，l，k}＝0                       (3)

其中，m为帧指示，k为载波频率指示，l为符号时间指示。

离散导频定义：对于指示1的符号(范围为0~67)，其指示k隶属于子集{k＝K_min+3×(lmod4)+12p|p为整数，p≥0，k∈[K_min；k_max]}，参见图4，图4是离散导频示意图。

连续导频定义：对任意符号指示l，在指定k上传输特定数据，参见图5，图5是连续导频载波位置示意图。

在作者为张海滨，书名为《正交频分复用的基本原理与关键技术》，出版社为国防工业出版社一书中指出，将接收端FFT之后的频域信号和已知导频序列作移位圆周互相关，相关值最大时的位置就是频域导频信号的移位，也就是归一化整数倍频偏的估计值。

为了简化分析过程，暂不考虑信道衰减和噪声的影响。令Y_k{k＝0，...，N-1}为接收到的某OFDM符号频域信号，P_k(k∈C)为导频信号，C为导频信号的子载波索引集合，当存在归一化整数倍频偏时，

Y_k＝X_(k-m)modN                          (4)

定义中间变量 $R\left(m\right)=\underset{k\∈C}{\mathrm{\Σ}}{Y}_{(k+m)\mathrm{mod}N}{P}_k---\left(5\right)$

则归一化整数倍载波频偏m的估计值为，

然而该方案受制于信道及残留采样时钟频率，且需要知道发送导频数据值。

作者为Speth M，Fechtel S A，Fock G，et al，文章名称为Optimumreceiver design for OFDM-based broadband transmission-part II：A casestudy[J].的参考文献IEEE Transactions onCommunications，2001，49(4)：571-578，该文章通过取FFT后连续两个OFDM符号，提取连续导频位置上的数据前后符号共轭相乘相加，根据最大值的位置确定整数频偏值。该连续导频位置上数据前后符号共轭相乘值R_k为，

$R_k=Y_{i,k}\·Y_{i-1,k}^{\′}$

$\≈{\left|H_{i,k^{\′}}\right|}^2{e}^{j2\mathrm{\π}(N_{\mathrm{ofdm}}/N)({\mathrm{\ϵ}}_I+{\mathrm{\ϵ}}_f+k^{\′}\·\mathrm{\ζ})}\left\{\begin{array}{cc}{\mathrm{\β}}^2{\mathrm{\σ}}_a^2& k\∈C+n_I\\ X_{i,k^{\′}}\·X_{i-1,k^{\′}}^{\′}& k\∈B+n_I\\ 0& \mathrm{otherwise}\end{array}\right.---\left(7\right)$

其中C集合为离散导频子载波位置，B集合为非离散导频数据位置(包括连续导频、传输信息参数及数据)，β为导频相对于数据幅度的比值，σ_a ²为数据能量。整数倍载波频偏n₁估计值可通过公式(8)获得，

${\hat{n}}_I=\arg \underset{m\∈I}{\max }\left|\underset{k\∈C+m}{\mathrm{\Σ}}{R}_k\right|---\left(8\right)$

然而，此种方法在残留采样时钟频偏较大时，如果k提取位置为连续导频载波位置，则

$R_k\≈{\mathrm{\β}}^2{\mathrm{\σ}}_a^2{\left|H_{i,k^{\′}}\right|}^2{e}^{j2\mathrm{\π}(N_{\mathrm{ofdm}}/N)({\mathrm{\ϵ}}_I+k^{\′}\·\mathrm{\ζ})}---\left(9\right)$

由于整数倍载波频偏的存在，k对应子载波数据由k’代替，则

k′_max＝N/2；ζ_max＝2e-4          (10)

其相位的取值区间约为，

虽然R_k能量值较大，但由于该相位(11)导致R_k值分布比较分散(2K模式集中1、4象限，8K模式集中1、2、3、4象限)，因此

不足以明显区分最大值与次大值，也即无法作为可靠判断整数倍载波频偏估计值的依据。

发明内容

本发明提供了一种能解决以上问题的一种基于导频的OFDM系统载波频偏估计方法及系统。

在第一方面，本发明提供了一种基于导频的多载波频偏估计方法，该方法首先对多载波中每个载波位置序号集C_k的两个连续多载波系统输出数据

计算

$R_{k_m}=Y_{i,C_{k_m}}\·Y_{i-1,C_{k_m}}^{\′}$

$Z_{k_m}=R_{k_{m-1}}^{\′}\·R_{k_m}$

$M_k=\left|\underset{m}{\mathrm{\Σ}}{Z}_{k_m}\right|$

从而得到导频累加值M_k。其中，为第i个多载波输出符号对应的载波位置序号集C_k中的第m个样值，

为

的共轭，

为的共轭。然后再求该导频累加值M_k的最大值，并将该最大M_k值中的参数k值作为估计到的载波频偏。

在第二方面，本发明提供了一种基于导频的多载波频偏估计系统，该系统包括获取导频累加值模块和获取载波频偏模块。

该获取导频累加值模块用于对多载波中每个载波位置序号集C_k的两个连续多载波系统输出数据

计算

$R_{k_m}=Y_{i,C_{k_m}}\·Y_{i-1,C_{k_m}}^{\′}$

$Z_{k_m}=R_{k_{m-1}}^{\′}\·R_{k_m}$

$M_k=\left|\underset{m}{\mathrm{\Σ}}{Z}_{k_m}\right|$

以便得到导频累加值M_k。其中，

为第i个多载波输出符号对应的载波位置序号集C_k中的第m个样值，

为

的共轭，

为

的共轭。

该获取载波频偏模块用于求该导频累加值M_k的最大值，并将该最大M_k值中的参数k值作为估计到的载波频偏。

在本发明的一个实施例中，包括提取多载波输出数据对应的频偏为零的载波位置序号集C₀；以及包括根据该频偏为零的载波位置序号集C₀得到频偏非零的载波位置序号集C_-Imax，...，C_-1，C₁，...，C_Imax。其中，I_max为最大载波频偏，C_Imax为最大载波频偏对应的载波位置序号集。

在本发明的另一个实施例中，该

在DVB-T 2K模式下为，

$R_{k_m}=Y_{i,C_{k_m}\·}{Y}_{i-1,C_{k_m}}^{\′}$

$\≈{\left|H_{i,C_{k_m}^{\′}}\right|}^2{e}^{j2\mathrm{\π}(N_{\mathrm{ofdm}}/N)({\mathrm{\ϵ}}_i+{\mathrm{\ϵ}}_f+C_{k_m}^{\′}\·\mathrm{\ζ})}{X}_{i,C_{k_m}^{\′}}\·X_{i-1,C_{k_m}^{\′}}^{\′}$

其中，H为传输系数，N_ofdm为OFDM符号长度，N为IFFT长度，ε_I为整数倍频偏，ε_f为小数倍频偏，

为载波频偏共轭，ζ为归一化采样误差，X为多载波系统输入数据。

在本发明的又一个实施例中，该

在DVB-T 2K模式下为，

$Z_{k_m}=R_{k_{m-1}}^{\′}\·R_{k_m}$

$\≈{\left|H_{i,C_{k_{m-1}}^{\′}}\right|}^2{\left|H_{i,C_{k_m}^{\′}}\right|}^2{e}^{j2\mathrm{\π}(N_{\mathrm{ofdm}}/N)(C_{k_m}^{\′}-C_{k_{m-1}}^{\′})\mathrm{\ζ}}.$

$X_{i,C_{k_m}^{\′}}\·X_{i-1,C_{k_m}^{\′}}^{\′}\·{(X_{i,C_{k_{m-1}}^{\′}}\·X_{i-1,C_{k_{m-1}}^{\′}}^{\′})}^{\′}$

其中，H为传输系数，N_ofdm为OFDM符号长度，N为IFFT长度，

为载波频偏共轭，ζ为归一化采样误差，X为多载波系统输入数据。

在本发明的还一个实施例中，该导频累加值M_k在DVB-T 2K模式下为，

$M_k=\left|\underset{m=2}{\overset{45}{\mathrm{\Σ}}}{Z}_{k_m}\right|$

本发明通过获取导频累加值M_k的最大值，得到该最大值M_k对应的参数k值，并将该k值作为所估计的载波频偏。本发明解决了残留采样时钟频偏较大时对整数倍载波频偏估计带来的干扰。

附图说明

下面将参照附图对本发明的具体实施方案进行更详细的说明，在附图中：

图1是OFDM系统模型；

图2是DVB-T系统框图；

图3是产生伪随机二进制序列的系统框图；

图4是离散导频示意图；

图5是连续导频载波位置示意图；

图6是本发明一个实施例的载波频偏估计方法流程图；

图7是2K模式下的DVB-T数据分布示意图；

图8是本发明一个实施例的载波频偏估计系统框图。

具体实施方式

本发明方法及系统针对的是含有连续导频的多载波系统，如OFDM系统，并且是对该多载波系统输出数据Y_i，k的整数倍载波频偏进行估计。

图6是本发明一个实施例的载波频偏估计方法流程图。

在步骤610，提取OFDM系统输出数据Y_i，k对应频偏为零的载波位置序号集C₀。下面以2K模式下的DVB-T为例，详细阐述该提取方法。

图7是2K模式下的DVB-T数据分布示意图。图7中，阴影部分为非零数据部分，非阴影部分为零数据部分。该DVB-T数据分布方式为其零数据分布在该DVB-T频谱两边，且分别为172个和171个，其非零数据分布在该DVB-T频谱中间，且分别为852个和853个，因此该DVB-T数据总和为2048个。并且该2K模式下DVB-T连续导频在非零数据部分的位置序号集B₀为，

B₀＝{0 48 54 87 141 156 192 201 255 279 282 333 432 450 483 525531 618 636 714 759 765 780 804 873 888 918 939 942 969 984 1050 11011107 1110 1137 1140 1146 1206 1269 1323 1377 1491 1683 1704}。

因此OFDM系统输出数据频偏为零的载波位置序号集C₀为，

C₀＝B₀+172    (12)

在步骤620，对该频偏为零的载波位置序号集C₀进行移位，从而得到频偏非零的载波位置序号集C_-Imax，...，C_-1，C₁，...，C_Imax。其中，I_max为最大载波频偏，C_Imax为最大载波频偏对应的载波位置序号集。该最大载波频偏I_max由系统设定，用于决定载波频偏估计选取范围。

具体地，获取频偏非零的载波位置序号集C_-Imax，...，C_-1，C₁，...，C_Imax的方法为，将该频偏为零的载波位置序号集C₀中各数据减I_max再取模N(该N是OFDM输出数据长度)，从而得到C_-Imax；……将C₀中各数据减1再取模N，从而得到C_-1；将C₀中各数据加1再取模N，从而得到C₁；……将C₀中各数据加I_max再取模N，从而得到C_Imax。

在本发明的一个实施例中，2K模式下DVB-T的OFDM输出数据长度N值为2048，且C_-Imax，...，C_-1，C₁，...，C_Imax分别为，

C_-Imax＝(B₀+172-Imax)(mod2048)

......

C_-1＝(B₀+172-1)(mod2048)

C₁＝(B₀+172+1)(mod2048)

......

C_Imax＝(B₀+172+Imax)(mod2048)

一个例子中，取I_max＝4，则该频偏非零的载波位置序号集C_-4，C_-3，C_-2，C_-1，C₁，C₂，C₃，C₄分别为，

C_-4＝(B₀+172-4)(mod2048)

C_-3＝(B₀+172-3)(mod2048)

C_-2＝(B₀+172-2)(mod2048)

C_-1＝(B₀+172-1)(mod2048)

C₁＝(B₀+172+1)(mod2048)

C₂＝(B₀+172+2)(mod2048)

C₃＝(B₀+172+3)(mod2048)

C₄＝(B₀+172+4)(mod2048)

在步骤630，对于每个载波位置序号集C_k的两个连续OFDM输出数据

将该输出数据

与共轭(用表示)相乘，从而得到乘积R_k，即 $R_{k_m}=Y_{i,C_{m_k}}\·Y_{i-1,C_{k_m}}^{\′}.$ 其中，

为第i个OFDM符号C_k中第m个样值。

在本发明的一个实施例中，在DVB-T 2K模式下

为，

$R_{k_m}=Y_{i,C_{k_m}\·}{Y}_{i-1{,C}_{k_m}}^{\′}$

$\≈{\left|H_{i,C_{k_m}^{\′}}\right|}^2{e}^{j2\mathrm{\π}(N_{\mathrm{ofdm}}/N)({\mathrm{\ϵ}}_I+{\mathrm{\ϵ}}_f+C_{k_m}^{\′}\·\mathrm{\ζ})}{X}_{i,C_{k_m}^{\′}}\·X_{i-1,C_{k_m}^{\′}}^{\′}---\left(13\right)$

其中，H为传输系数，N_ofdm为OFDM符号长度，N为IFFT长度，ε_I为整数倍频偏，ε_f为小数倍频偏，

为载波频偏共轭，ζ为归一化采样误差，X为多载波系统输入数据。

在步骤631，将该

与

共轭(用

表示)相乘，从而得到

即 $Z_{k_m}=R_{k_{m-1}}^{\′}\·R_{k_m}.$

在本发明的一个实施例中，在DVB-T 2K模式下

为，

$Z_{k_m}=R_{k_{m-1}}^{\′}\·R_{k_m}$

$\≈{\left|H_{i,C_{k_{m-1}}^{\′}}\right|}^2{\left|H_{i,C_{k_m}^{\′}}\right|}^2{e}^{j2\mathrm{\π}(N_{\mathrm{ofdm}}/N)(C_{k_m}^{\′}-C_{k_{m-1}}^{\′})\mathrm{\ζ}}.$

$X_{i,C_{k_m}^{\′}}\·X_{i-1,C_{k_m}^{\′}}^{\′}\·{(X_{i,C_{k_{m-1}}^{\′}}\·X_{i-1,C_{k_{m-1}}^{\′}}^{\′})}^{\′}---\left(14\right)$

其中，H为传输系数，N_ofdm为OFDM符号长度，N为IFFT长度，

为载波频偏共轭，ζ为归一化采样误差，X为多载波系统输入数据。

在步骤632，将步骤631中的代入公式 $M_k=\left|\underset{m}{\mathrm{\Σ}}{Z}_{k_m}\right|,$ 从而得到导频累加值M_k。

在本发明的一个实施例中，在DVB-T 2K模式下共有45个连续导频，即1≤m≤45。因此M_k为，

$M_k=\left|\underset{m=2}{\overset{45}{\mathrm{\Σ}}}{Z}_{k_m}\right|---\left(15\right)$

在步骤640，求导频累加值M_k的最大值，并将该最大M_k对应的参数k值作为估计到的整数倍载波频偏ε_I，即

${\mathrm{\ϵ}}_I=\arg \underset{k}{\max }\left(M_k\right)---\left(16\right)$

其中，arg为求参数运算，

为M_k最大值对应的参数k值。下面详细阐述导频累加值M_k作为整数倍载波频偏的依据。

如果

对应的位置为连续导频数据，则

对应的位置也为连续导频数据，因此此时

为，

$Z_{k_m}=R_{k_{m-1}}^{\′}\·R_{k_m}$

$\≈{\left|H_{i,C_{k_{m-1}}^{\′}}\right|}^2{\left|H_{i,C_{k_m}^{\′}}\right|}^2{e}^{j2\mathrm{\π}(N_{\mathrm{ofdm}}/N)(C_{k_m}^{\′}-C_{k_{m-1}}^{\′})\mathrm{\ζ}}{\mathrm{\β}}^4{\mathrm{\σ}}^4---\left(17\right)$

其中，β为导频相对于数据幅度的比值，σ为数据能量。

由于

与

为相邻的连续导频载波序号，因此 ${(C_{k_m}^{\′}-C_{k_{m-1}}^{\′})}_{\max }\≈100.$ 此时，

相位取值区间为[0，0.05π]，因此

分布在X轴正半轴附近，进而 $M_k=\left|\underset{m=2}{\overset{45}{\mathrm{\Σ}}}{Z}_{k_m}\right|$ 值较大。

如果

对应的位置不是连续导频数据，则

对应的位置也不是连续导频数据，因此此时

为，

$Z_{k_m}=R_{k_{m-1}}^{\′}\·R_{k_m}$

$\≈{\left|H_{i,C_{k_{m-1}}^{\′}}\right|}^2{\left|H_{i,C_{k_m}^{\′}}\right|}^2{e}^{j2\mathrm{\π}(N_{\mathrm{ofdm}}/N)(C_{k_m}^{\′}-C_{k_{m-1}}^{\′})\mathrm{\ζ}}.$

$X_{i,C_{k_m}^{\′}}\·X_{i-1,C_{k_m}^{\′}}^{\′}\·{(X_{i,C_{k_{m-1}}^{\′}}\·X_{i-1,C_{k_{m-1}}^{\′}}^{\′})}^{\′}---\left(18\right)$

其中，

取值有两种可能，一种是数据，一种是零元素。

(I)如果是数据，则 $X_{i,C_{k_m}^{\′}}\·X_{i-1,C_{k_m}^{\′}}^{\′}\·{(X_{i,C_{k_{m-1}}^{\′}}\·X_{i-1,C_{k_{m-1}}^{\′}}^{\′})}^{\′}$ 分布具有不确定性，

相位也具有不确定性，因此 $M_k=\left|\underset{m=2}{\overset{45}{\mathrm{\Σ}}}{Z}_{k_m}\right|$ 的值很小。

(2)如果

是零元素，将

代入公式(18)则

为零，因此 $M_k=\left|\underset{m=2}{\overset{45}{\mathrm{\Σ}}}{Z}_{k_m}\right|$ 值为零。

综上所述，C_k对应的载波数据在连续导频情况相对于非连续导频情况，M_k值差别较大，因此可作为整数倍载波频偏估计的依据。

以上计算M_k方法是在已知调制方式情况下进行的，若调制方式未知，则需要在步骤631之后步骤632之前包括判定公式(14)中

实部与零之间大小关系的步骤，从而得到

且

为，

而后再跳过步骤632，将公式(19)中的

代入 $M_k=\left|\underset{m}{\mathrm{\Σ}}{Z}_{k_m}^{\′}\right|,$ 进而得到导频累加值M_k，以得到载波频偏估计值。

图8是本发明一个实施例的载波频偏估计系统框图。图8中，载波频偏估计系统820包括提取零频偏载波模块821、获取非零频偏载波模块822、获取相关值模块823、获取载波频偏模块824。

该提取零频偏载波模块821用于提取OFDM系统810输出数据Y_i，k对应的频偏为零的载波位置序号集C₀。

该获取非零频偏载波模块822接收所述频偏为零的载波位置序号集C₀，并根据该频偏为零的载波位置序号集C₀得到频偏非零的载波位置序号集C_-Imax，...，C_-1，C₁，...，C_Imax。其中，I_max为最大载波频偏，C_Imax为最大频偏对应的载波位置序号集。该最大载波频偏I_max由系统设定，用于决定载波频偏估计选取范围。

该获取导频累加值模块823用于对每个载波位置序号集C_k的两个连续OFDM输出数据

与

做以下运算，

$R_{k_m}=Y_{i,C_{k_m}\·}{Y}_{i-1,C_{k_m}}^{\′}$

$Z_{k_m}=R_{k_{m-1}}^{\′}\·R_{k_m}$

$M_k=\left|\underset{m}{\mathrm{\Σ}}{Z}_{k_m}\right|$

从而得到导频累加值M_k。

其中，

为第i个OFDM符号C_k中第m个样值，

为

的共轭，为

的共轭。

该获取载波频偏模块824用于求得导频累加值M_k最大值，并将该最大M_k值中的参数k值作为估计到的整数倍载波频偏。

需要说明的是，本发明的频偏估计方法及系统不仅适用于OFDM系统，也适用于其他任意多载波系统。

显而易见，在不偏离本发明的真实精神和范围的前提下，在此描述的本发明可以有许多变化。因此，所有对于本领域技术人员来说显而易见的改变，都应包括在本权利要求书所涵盖的范围之内。本发明所要求保护的范围仅由所述的权利要求书进行限定。

Claims (10)

1.一种基于导频的多载波频偏估计方法，包括，

步骤a，对于多载波中每个载波位置序号集C_k的两个连续多载波系统输出数据

计算

${R_k}_m=Y_{i,{C_k}_m}\·Y_{i-1,{C_k}_m}^{\′}$

${Z_k}_m=R_{k_{m-1}}^{\′}\·{R_k}_m$

$M_k=\left|\underset{m}{\mathrm{\Σ}}{Z_k}_m\right|$

从而得到导频累加值M_k；

其中，

为第i个多载波输出符号对应的载波位置序号集C_k中的第m个样值，

为

的共轭，

为

的共轭；

步骤b，求所述导频累加值M_k的最大值，并将该最大M_k值x中的参数k值作为估计到的载波频偏。

2.如权利要求1所述的一种基于导频的多载波频偏估计方法，其特征在于，在步骤a之前包括，

步骤c，提取所述多载波系统输出数据对应的频偏为零的载波位置序号集C₀；

步骤d，根据所述频偏为零的载波位置序号集C₀得到频偏非零的载波位置序号集C-I_max，...，C_-1，C₁，...，C_Imax；其中，I_max为最大载波频偏，C_Imax为最大载波频偏对应的载波位置序号集。

3.如权利要求1所述的一种基于导频的多载波频偏估计方法，其特征在于，所述

在DVB-T 2K模式下为，

${R_k}_m=Y_{i,{C_k}_m}\·Y_{i-1,{C_k}_m}^{\′}$

$\≈{\left|H_{i,C_{k_m}^{\′}}\right|}^2{e}^{j2\mathrm{\π}(N_{\mathrm{ofdm}}/N)({\mathrm{\ϵ}}_I+{\mathrm{\ϵ}}_f+C_{k_m}^{\′}\·\mathrm{\ξ})}{X}_{i,C_{k_m}^{\′}}\text{\·}{X}_{i-1,C_{k_m}^{\′}}^{\′}$

其中，H为传输系数，N_ofdm为OFDM符号长度，N为IFFT长度，ε_I为整数倍频偏，ε_f为小数倍频偏，

为载波频偏共轭，ζ为归一化采样误差，X为多载波系统输入数据。

4.如权利要求1所述的一种基于导频的多载波频偏估计方法，其特征在于，所述在DVB-T 2K模式下为，

${Z_k}_m=R_{k_{m-1}}^{\′}\·{R_k}_m$

$\≈{\left|H_{i,C_{k_{m-1}}^{\′}}\right|}^2{\left|H_{i,C_{k_m}^{\′}}\right|}^2{e}^{j2\mathrm{\π}(N_{\mathrm{ofdm}}/N)(C_{k_m}^{\′}-C_{k_{m-1}}^{\′})\mathrm{\ξ}}.$

$X_{i,C_{k_m}^{\′}}\·X_{i-1,C_{k_m}^{\′}}^{\′}\·{(X_{i,C_{k_{m-1}}^{\′}}\·X_{i-1,C_{k_{m-1}}^{\′}}^{\′})}^{\′}$

其中，H为传输系数，N_ofdm为OFDM符号长度，N为IFFT长度，

为载波频偏共轭，ζ为归一化采样误差，X为多载波系统输入数据。

5.如权利要求1所述的一种基于导频的多载波频偏估计方法，其特征在于，所述导频累加值M_k在DVB-T 2K模式下为，

$M_k=\left|\underset{m=2}{\overset{45}{\mathrm{\Σ}}}{Z_k}_m\right|$

6.如权利要求1所述的一种基于导频的多载波频偏估计方法，其特征在于，在步骤a中包括，

步骤e，判定步骤a中

实部与零之间的大小关系从而得到

且为，

步骤f，跳过计算 $M_k=\left|\underset{m}{\mathrm{\Σ}}{Z}_{k_m}\right|$ 转而计算 $M_k=\left|\underset{m}{\mathrm{\Σ}}{Z}_{k_m}^{\′}\right|,$ 从而得到导频累加值M_k。

7.如权利要求2所述的一种基于导频的多载波频偏估计方法，其特征在于，所述频偏为零的载波位置序号集C₀为，

C₀＝B₀+172

其中，B₀为2K模式下DVB-T连续导频在非零数据部分的位置序号集。

8.如权利要求2所述的一种基于导频的多载波频偏估计方法，其特征在于，所述步骤d包括对所述频偏为零的载波位置序号集C₀进行移位，从而得到频偏非零的载波位置序号集C_-Imax，...，C_-1，C₁，...，C_Imax的步骤；

其中，I_max为最大载波频偏，C_Imax为该最大载波频偏对应的载波位置序号集。

9.一种基于导频的多载波频偏估计系统，包括获取导频累加值模块(823)、获取载波频偏模块(824)；

所述获取导频累加值模块(823)用于对多载波中每个载波位置序号集C_k的两个连续多载波系统输出数据

计算

${R_k}_m=Y_{i,{C_k}_m}\·Y_{i-1,{C_k}_m}^{\′}$

${Z_k}_m=R_{k_{m-1}}^{\′}\·{R_k}_m$

$M_k=\left|\underset{m}{\mathrm{\Σ}}{Z_k}_m\right|$

以便得到导频累加值M_k；其中，

为第i个多载波输出符号对应的载波位置序号集C_k中的第m个样值，

为

的共轭，

为

的共轭；

所述获取载波频偏模块(824)用于求所述导频累加值M_k的最大值，并将该最大M_k值中的参数k值作为估计到的载波频偏。

10.如权利要求9所述的一种基于导频的多载波频偏估计系统，其特征在于，包括提取零频偏载波模块(821)、获取非零频偏载波模块(822)；

所述提取零频偏载波模块(821)用于提取该多载波系统输出数据对应的频偏为零的载波位置序号集C₀；

所述获取非零频偏载波模块(822)基于所述频偏为零的载波位置序号集C₀得到频偏非零的载波位置序号集C_-Imax，...，C_-1，C₁，...，C_Imax；其中，I_max为最大载波频偏，C_Imax为最大载波频偏对应的载波位置序号集。

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