CN114421998A - 基于hplc双模无线系统的频偏估计方法、装置和电子设备 - Google Patents

基于hplc双模无线系统的频偏估计方法、装置和电子设备 Download PDF

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CN114421998A CN202111666429.0A CN202111666429A CN114421998A CN 114421998 A CN114421998 A CN 114421998A CN 202111666429 A CN202111666429 A CN 202111666429A CN 114421998 A CN114421998 A CN 114421998A
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Abstract

本发明实施例公开了一种基于HPLC双模无线系统的频偏估计方法、装置和电子设备。本发明实施例通过获取短训练域STF的目标时域信号；根据所述目标时域信号确定小数倍频偏；在长训练域LTF的循环前缀CP时间段内，根据所述小数倍频偏对长训练域LTF进行补偿，获取小数倍频偏补偿后的所述LTF中的两个LTF时域数据，其中，每个所述LTF时域数据经过FFT可得到一个完整的LTF OFDM符号；根据所述两个LTF时域数据确定整数倍频偏；根据所述小数倍频偏和所述整数倍频偏确定目标频偏。通过上述方法，接收终端可以对频率偏差进行准确的估计，确定目标频偏，进而通过目标频偏对所述频率偏差进行补偿。

Description

基于HPLC双模无线系统的频偏估计方法、装置和电子设备
技术领域
本发明涉及计算机技术领域，具体涉及一种基于HPLC双模无线系统的频偏估计方法、装置和电子设备。
背景技术
随着科技的发展，物联网、智能家居、智能电表、远程监控等越来越广泛的深入到人们的日常生活中，上述应用在使用过程中都需要进行数据传输，常用的数据传输的方式包括高速电力线载波(High-speed Power Line Carrier，HPLC)。
现有技术中，高速电力线载波也称为宽带电力线载波，是在低压电力线上进行数据传输的宽带电力线载波技术，宽带电力线载波通信网络则是以电力线作为通信媒介，实现低压电力用户用电信息汇聚、传输、交互的通信网络，宽带电力线载波主要采用了正交频分复用(OFDM)技术，频段使用2MHz-12MHz；但是上述方式无法实现就无线空间中的数据传输，因此现有技术中提出了HPLC双模系统，即采用高速电力线载波和高速无线通信技术两种方式进行数据传输的通信模块或通信设备。在HPLC双模系统中的高速无线通信技术(以下称为HPLC双模无线系统)，是对高速电力线载波技术的补充，是一种在无线空间中进行数据传输的宽带载波技术，同样采用正交频分复用(OFDM)技术，通信频段支持470MHz～510MHz。所述HPLC双模无线系统对应的接收终端与发送终端之间的时钟频率存在一定的偏差，导致接收终端接收到的HPLC双模无线信号存在一定的频率偏差。
综上所述，接收终端如何对上述频率偏差进行准确的估计，进而对所述频率偏差进行补偿是目前需要解决的问题。
发明内容
有鉴于此，本发明实施例提供了一种基于HPLC双模无线系统的频偏估计方法、装置和电子设备，可以准确的对频率偏差进行准确的估计。
第一方面，本发明实施例提供了一种基于HPLC双模无线系统的频偏估计方法，该方法包括：
获取短训练域STF的目标时域信号；
根据所述目标时域信号确定小数倍频偏；
在长训练域LTF的循环前缀CP时间段内，根据所述小数倍频偏对长训练域LTF进行补偿，获取小数倍频偏补偿后的所述LTF中的两个LTF时域数据，其中，每个所述LTF时域数据经过FFT可得到一个完整的LTF OFDM符号；
根据所述两个LTF时域数据确定整数倍频偏；
根据所述小数倍频偏和所述整数倍频偏确定目标频偏。
可选的，该方法还包括：
根据所述目标频偏对后续接收到的信号进行补偿。
可选的，所述根据所述目标时域信号确定小数倍频偏，具体包括：
根据所述目标时域信号确定所述STF的帧头位置；
确定所述帧头位置对应的自相关值；
根据所述自相关值确定小数倍频偏。
可选的，所述根据所述目标时域信号确定所述STF的帧头位置，具体包括：
按照设定采样率获取采样点对应的目标时域信号；
确定所述目标时域信号对应的目标自相关模值；
根据所述目标自相关模值以及多个历史自相关模值确定自相关模值峰值与自相关模值均值，其中，所述多个历史自相关模值为所述目标自相关模值获取时刻之前设定时长内获取的自相关模值；
确定所述自相关模值峰值与自相关模值均值的目标比值；
响应于所述目标比值大于或等于设定门限值，且连续设定个数的历史比值大于或等于设定门限值，确定所述目标比值对应的所述目标时域信号为帧头信号，其中，所述历史比值为所述目标比值获取时刻之前获取的比值。
可选的，所述确定所述时域信号对应的目标自相关模值，具体包括：
根据所述时域信号以及多个历史时域信号，通过滑动自相关运算确定所述时域信号对应的目标自相关值；
根据所述目标自相关值确定所述目标自相关模值。
可选的，所述根据所述自相关值确定小数倍频偏，具体包括：
根据所述自相关值确定其对应的相位角度值；
根据所述相位角度值与所述小数倍频偏的对应关系确定所述小数倍频偏。
可选的，所述根据所述两个LTF时域数据确定整数倍频偏，具体包括：
所述两个LTF时域数据经过时频变换确定出两个LTF OFDM频域数据；
确定所述两个LTF OFDM频域数据的频域均值数据；
按照至少两个循环移位数目对所述频域均值数据进行循环移位，确定出循环移位后至少两个中间频域数据；
对至少两个所述中间频域数据进行信道估计处理，确定至少两个频域信道数据；
根据至少两个所述频域信道数据确定至少两个自相关模值；
确定所述至少两个自相关模值中最大的自相关模值对应的频域信道数据；
确定所述频域信道数据对应的循环移位数目为基础整数倍频偏的倍数。
可选的，该方法还包括：
确定所述基础整数倍频偏的倍数与所述基础整数倍频偏的乘积；
将所述乘积确定为整数倍频偏。
第二方面，本发明实施例提供了一种基于HPLC双模无线系统的频偏估计装置，该装置包括：
获取单元，用于获取短训练域STF的目标时域信号；
确定单元，用于根据所述目标时域信号确定小数倍频偏；
所述获取单元，还用于在长训练域LTF的循环前缀CP时间段内，根据所述小数倍频偏对长训练域LTF进行补偿，获取小数倍频偏补偿后的所述LTF中的两个LTF时域数据，其中，每个所述LTF时域数据经过FFT可得到一个完整的LTF OFDM符号；
所述确定单元，还用于根据所述两个LTF时域数据确定整数倍频偏；
所述确定单元，还用于根据所述小数倍频偏和所述整数倍频偏确定目标频偏。
可选的，该装置还包括：
处理单元，用于根据所述目标频偏对后续接收到的信号进行补偿。
可选的，所述确定单元具体用于：
根据所述目标时域信号确定所述STF的帧头位置；
确定所述帧头位置对应的自相关值；
根据所述自相关值确定小数倍频偏。
可选的，所述确定单元具体用于：
按照设定采样率获取采样点对应的目标时域信号；
确定所述目标时域信号对应的目标自相关模值；
根据所述目标自相关模值以及多个历史自相关模值确定自相关模值峰值与自相关模值均值，其中，所述多个历史自相关模值为所述目标自相关模值获取时刻之前设定时长内获取的自相关模值；
确定所述自相关模值峰值与自相关模值均值的目标比值；
响应于所述目标比值大于或等于设定门限值，且连续设定个数的历史比值大于或等于设定门限值，确定所述目标比值对应的所述目标时域信号为帧头信号，其中，所述历史比值为所述目标比值获取时刻之前获取的比值。
可选的，所述确定单元具体还用于：
根据所述时域信号以及多个历史时域信号，通过滑动自相关运算确定所述时域信号对应的目标自相关值；
根据所述目标自相关值确定所述目标自相关模值。
可选的，所述确定单元具体用于：
根据所述自相关值确定其对应的相位角度值；
根据所述相位角度值与所述小数倍频偏的对应关系确定所述小数倍频偏。
可选的，所述确定单元具体用于：
所述两个LTF时域数据经过时频变换确定出两个LTF OFDM频域数据；
确定所述两个LTF OFDM频域数据的频域均值数据；
按照至少两个循环移位数目对所述频域均值数据进行循环移位，确定出循环移位后至少两个中间频域数据；
对至少两个所述中间频域数据进行信道估计处理，确定至少两个频域信道数据；
根据至少两个所述频域信道数据确定至少两个自相关模值；
确定所述至少两个自相关模值中最大的自相关模值对应的频域信道数据；
确定所述频域信道数据对应的循环移位数目为基础整数倍频偏的倍数。
可选的，所述确定单元具体还用于：
确定所述基础整数倍频偏的倍数与所述基础整数倍频偏的乘积；
将所述乘积确定为整数倍频偏。
第三方面，本发明实施例提供了一种电子设备，包括存储器和处理器，所述存储器用于存储一条或多条计算机指令，其中，所述一条或多条计算机指令被处理器执行以实现如第一方面或第一方面任一种可能中任一项所述的方法。
第四方面，本发明实施例提供了一种计算机可读存储介质，其上存储有计算机程序，该程序被处理器执行以实现如第一方面或第一方面任一种可能中任一项所述的方法。
本发明实施例通过获取短训练域STF的目标时域信号；根据所述目标时域信号确定小数倍频偏；在长训练域LTF的循环前缀CP时间段内，根据所述小数倍频偏对长训练域LTF进行补偿，获取小数倍频偏补偿后的所述LTF中的两个LTF时域数据，其中，每个所述LTF时域数据经过FFT可得到一个完整的LTF OFDM符号；根据所述两个LTF时域数据确定整数倍频偏；根据所述小数倍频偏和所述整数倍频偏确定目标频偏。通过上述方法，接收终端可以对频率偏差进行准确的估计，确定目标频偏，进而通过目标频偏对所述频率偏差进行补偿。
附图说明
通过以下参照附图对本发明实施例的描述，本发明的上述以及其它目的、特征和优点将更为清楚，在附图中：
图1是现有技术中一种HPLC双模无线系统的物理层帧结构示意图；
图2是现有技术中一种时域STF信号的帧格式示意图；
图3是现有技术中一种STF基础层信号的时域帧格式示意图；
图4是现有技术中一种时域STF信号的帧格式示意图；
图5是现有技术中一种LTF基础符号示意图；
图6是本发明实施例中一种基于HPLC双模无线系统的频偏估计方法流程图；
图7是本发明实施例中一种确定STF的帧头位置的方法流程图；
图8是本发明实施例中一种确定小数倍频偏方法流程图；
图9是本发明实施例中一种确定整数倍频偏方法流程图；
图10是本发明实施例中另一种确定整数倍频偏方法流程图；
图11是本发明实施例中另一种基于HPLC双模无线系统的频偏估计方法流程图；
图12是本发明实施例中一种基于HPLC双模无线系统的频偏估计装置示意图；
图13是本发明实施例的一种电子设备的示意图。
具体实施方式
以下基于实施例对本发明公开进行描述，但是本发明公开并不仅仅限于这些实施例。在下文对本发明公开的细节描述中，详尽描述了一些特定的细节部分。对本领域技术人员来说没有这些细节部分的描述也可以完全理解本发明公开。为了避免混淆本发明公开的实质，公知的方法、过程、流程、元件和电路并没有详细叙述。
此外，本领域普通技术人员应当理解，在此提供的附图都是为了说明的目的，并且附图不一定是按比例绘制的。
除非上下文明确要求，否则整个申请文件中的“包括”、“包含”等类似词语应当解释为包含的含义而不是排他或穷举的含义；也就是说，是“包括但不限于”的含义。
在本发明公开的描述中，需要理解的是，术语“第一”、“第二”等仅用于描述目的，而不能理解为指示或暗示相对重要性。此外，在本发明公开的描述中，除非另有说明，“多个”的含义是两个或两个以上。
现有技术中的宽带电力线载波High-speed Power Line Carrier，HPLC)主要采用了正交频分复用(OFDM)技术，频段使用2MHz-12MHz；但是上述方式无法实现在无线空间中的数据传输，因此现有技术中提出了HPLC双模系统，即采用高速电力线载波和高速无线通信技术两种方式进行数据传输的通信模块或通信设备。在HPLC双模系统中的高速无线通信技术，是对高速电力线载波技术的补充，是一种在无线空间中进行数据传输的宽带载波技术，同样采用正交频分复用(OFDM)技术，通信频段支持470MHz～510MHz。HPLC双模无线系统是个突发信号系统，在任何时间都有发送信号的可能，与所述HPLC双模无线系统对应的终端，在工作状态下需要一直监测突发信号的到来。具体的，HPLC双模无线系统是一个突发信号系统，所述突发信号的物理层帧结构如图1所示，包括前导信号的短训练域(shorttraining field，STF)、长训练域(long training field，LTF)，其中，所述前导信号为所述突发信号的前导部分；所述突发信号还包括信号(signal，SIG)、物理层帧头(PhysicalLayer Frame Header，PHR)以及物理层业务数据单元(Physical Service Data Unit，PSDU)，其中，实际情况下LTF、STF、SIG、PHR和PSDU之间没有图1中所示的间隙，图1仅仅为绘制清晰进行的表示。具体的，所述STF可用于终端检测帧头的位置和小数倍频偏，所述LTF可用于终端检测整数倍频偏和辅助信道估计。但是终端如何准确的对突发信号进行检测，是目前需要解决的问题。具体的，终端需要准确的对突发信号的前导部分中的STF进行检测。
在一种可能的实现方式中，所述短训练域STF为时域STF信号，所述时域STF信号的帧格式如图2所示，包括10个序号不同的S序列，分别为-S、-S、-S、-S、+S、+S、-S、-S、-S、+S；具体的，生成所述时域STF信号的具体过程如下，所述时域STF信号由基础层信号和绕码层序列通过点乘得到，其中，基础层信号由STF的频域序列经过IFFT离散傅立叶反变换(Inverse Fast Fourier Transform)变化得到，IFFT变化的公式一如下：
Figure BDA0003448423690000081
所述f(n)即所述S序列，所述F(k)为下表1中载波的取值，载波在不同的模式下，采样率不同，获取的载波取值的数据量不同，假设载波模式为模式3，此模式下STF的频域序列配置如下表1所示：
表1
Figure BDA0003448423690000082
在一种可能的实现方式中，所述STF基础层信号的时域帧格式如图3所示，STF序列共由5个重复的STF-OFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplexing，正交频分复用技术)符号，其中，每个STF-OFDM符号包含2个S序列。
在一种可能的实现方式中，所述绕码层是由一个10比特的Mask序列构成，所述Mask序列为{-1、-1、-1、-1、+1、+1、-1、-1、-1、+1}，具体的，所述Mask序列根据协议设定，本发明对其不做限定，此处仅仅为示例性说明。将所述图3与所述绕码层进行点乘后得到时域STF信号的帧格式，具体如图4所示，所述图4与图2实际上是相同的帧格式，图4只是对图2更详细的表示。
在一种可能的实现方式中，时域LTF序列包含2个连续的LTF基础符号，以及在2个OFDM符号前加1/2个符号长度的LTF基础符号的循环前缀CP，具体如图5所述，每个LTF基础符号也可以用T-FFT表示，具体的，所述1/2个符号长度的LTF基础符号的循环前缀CP是根据协议设置的。
在一种可能的实现方式中，接收终端对HPLC双模无线系统的突发信号的第一步是实现帧信号的同步，具体包括确定帧头的时域位置以及对频率偏差进行估计。
本发明实施例中，为了准确的对频率偏差进行准确的估计，提出了一种基于HPLC双模无线系统的频偏估计方法，具体如图6所示，图6是本发明实施例的一种基于HPLC双模系统的频偏估计方法流程图，具体包括如下步骤：
步骤S600、获取短训练域STF的目标时域信号。
具体的，不同的带宽模式对应不同采样频率，例如，带宽模式1对应的最低采样率为128*Sc、带宽模式2对应的最低采样率为64*Sc、带宽模式3对应的最低采样率为16*Sc，其中，所述Sc为1个子载波的频域间隔，为8138Hz，所述设定采样率根据高速电力线载波HPLC双模无线系统的带宽模式确定。为了统一计算，以及在初始未知带宽模式的情况下，所述设定采样率可以选取三种带宽模式的采样率的公倍数，即128*Sc。
本发明实施例中，针对时域STF信号的每个S序列可以获取N个采样点，其中，所述N可以取值为64，每个采样点对应一个目标时域信号。由于一个时域STF信号包括10个S序列，所述时域STF信号的时长对应一个观测窗，1个S序列对应一个子观测窗，即一个观测窗包括10个子观测窗，假设10个S序列记为si，i＝0，1，2，...，9。
本发明实施例中，所述目标时域信号为短训练域STF前导信号中任一采样点对应的信号。
在一种可能的实现方式中，所述短训练域STF前导信号之前的任一采样点对应的信号也可以为目标时域信号。
步骤S601、根据所述目标时域信号确定小数倍频偏。
具体的，根据所述目标时域信号确定所述STF的帧头位置；确定所述帧头位置对应的自相关值；根据所述自相关值确定小数倍频偏。
其中，所述根据所述目标时域信号确定所述STF的帧头位置，具体包括如下步骤，如图7所示，具体如下：
步骤S700、按照设定采样率获取采样点对应的目标时域信号。
步骤S701、确定所述目标时域信号对应的目标自相关模值。
在一种可能的实现方式中，所述确定所述时域信号对应的目标自相关模值，具体包括：根据所述时域信号以及多个历史时域信号，通过滑动自相关运算确定所述时域信号对应的目标自相关值；根据所述目标自相关值确定所述目标自相关模值。
步骤S702、根据所述目标自相关模值以及多个历史自相关模值确定自相关模值峰值与自相关模值均值，其中，所述多个历史自相关模值为所述目标自相关模值获取时刻之前设定时长内获取的自相关模值。
步骤S703、确定所述自相关模值峰值与自相关模值均值的目标比值。
步骤S704、响应于所述目标比值大于或等于设定门限值，且连续设定个数的历史比值大于或等于设定门限值，确定所述目标比值对应的所述目标时域信号为帧头信号，其中，所述历史比值为所述目标比值获取时刻之前获取的比值。
在一种可能的实现方式中，所述根据所述自相关值确定小数倍频偏，具体包括如下步骤，如图8所示，具体如下：
步骤S800、根据所述自相关值确定其对应的相位角度值。
具体的，由于设置了STF自相关数据的间隔设为1个S序列的时间长度，则估计的小数倍频偏范围为(-Sc,+Sc)，其中，Sc为1个子载波的频带宽度大小；假设帧头位置对应的自相关值记为Acorr_max_val＝x+1i*y，该自相关值对应的相位角度值记为angle(x,y)，其中，angle(x,y)∈(-π,+π)。
步骤S801、根据所述相位角度值与所述小数倍频偏的对应关系确定所述小数倍频偏。
具体的，所述相位角度值与小数倍频偏的对应关系为2*π*△f*△T＝angle(x,y)，其中，所述angle(x,y)∈(-π,+π)，所述△T为间隔为1个S序列的时间长度，△f为小数倍频偏的大小，所述π表示角度大小，具体值可以设置为3.1415926，假设180°对应的值为所述3.1415926。
由上述公式可知，△f_fraction＝angle(x,y)/(2*π*△T)，其中，△f_fraction∈(-8.138kHz,+8.138kHz)，也可以表示为△f∈(-1/(2*△T),+1/(2*△T))，△f∈(-Sc,+Sc)，本发明实施例中，所述△f_fraction与所述△f都可以表示所述小数倍频偏。
本发明实施例中，由所述小数倍频偏可以确定基础的整数倍频偏，具体的，所述基础的整数倍频偏为f_integer＝2*Sc＝16.276(kHz)。
步骤S602、在长训练域LTF的循环前缀CP时间段内，根据所述小数倍频偏对长训练域LTF进行补偿，获取小数倍频偏补偿后的所述LTF中的两个LTF时域数据，其中，每个所述LTF时域数据经过快速傅里叶变化FFT(Fast Fourier Transformation)可得到一个完整的LTF OFDM符号。
本发明实施例中，在LTF的CP时间段内，对接收的时域信号补偿小数倍频偏△f_fraction，使得补偿后的LTF信号部分的剩余频偏只有整数倍频偏，即两个LTF时域数据剩余频偏只有整数倍频偏。
步骤S603、根据所述两个LTF时域数据确定整数倍频偏。
在一种可能的实现方式中，所述根据所述两个LTF时域数据确定整数倍频偏，如图9所示，具体如下：
步骤S900、所述两个LTF时域数据经过时频变换确定出两个LTFOFDM频域数据。
具体的，两个LTF时域数据即为两个OFDM符号长度的时域数据，分别为OFDM1和OFDM2，分别进行时频变换，也可以称为FFT变换，变化后两个LTF OFDM频域数据分别为LTF_FFT1和LTF_FFT2。
步骤S901、确定所述两个LTF OFDM频域数据的频域均值数据。
具体的，两个LTF OFDM频域数据的频域均值数据为LTF_FFT_avg＝(LTF_FFT1+LTF_FFT2)/2。
步骤S902、按照至少两个循环移位数目对所述频域均值数据进行循环移位，确定出循环移位后至少两个中间频域数据。
具体的，循环移位数目的最大值是由接收终端与发送终端之间的时钟频率的偏差确定的，由于时钟频率的偏差一般在±100ppm以内，对于510MH左右的时钟频率，接收终端与发送终端这两个设备之间的最大频率偏差为51kHz左右，由于基础的整数倍频偏为16.276kHz，其中，+6*8.138kHz+f_fraction>51kHz，-6*8.138kHz+f_fraction<-51kHz，由于基础的整数倍频偏对应2个子载波间隔，说明最大可以对LTF_FFT_avg循环移位±6个子载波间隔，因此，循环移位的子载波间隔分别为n_shift＝[-6，-4，-2，0，+2，+4，+6]，即可以对LTF_FFT_avg做N_shift＝7次循环移位操作，也就是说，循环移位数目的最大值为7，循环移位后中间频域数据记为LTF_shiftN＝shift(LTF_FFT_avg，n_shift)，即对频域均值数据按照n_shift子载波间隔进行循环移位，7次循环后得到的中间频域数据分别记为LTF_shift1、LTF_shift2、LTF_shift3、LTF_shift4、LTF_shift5、LTF_shift6和LTF_shift7。
步骤S903、对至少两个所述中间频域数据进行信道估计处理，确定至少两个频域信道数据。
具体的，频域信道数据可以记为：LTF_shiftN_H＝LTF_shiftN*conj(LTF_freq_seq)，其中，所述LTF_freq_seq为LTF的频域序列，不同的模式下，LTF_freq_seq的频域序列的长度不同，对于Option-1模式，LTF_freq_seq的长度N_opt＝105；对于Option-2模式，LTF_freq_seq长度N_opt＝53；对于Option-3模式，LTF_freq_seq长度N_opt＝21；相同模式下，对于不同的LTF_shiftN来说，对应的LTF_freq_seq是相同的。
步骤S904、根据至少两个所述频域信道数据确定至少两个自相关模值。
具体的，对于每种模式，对应7个频域信道数据LTF_shiftN_H，对所述LTF_shiftN_H进行自相关处理，自相关处理的结果记为Corr_LTF_shiftN，具体的，自相关处理的结果的表示如下：
Figure BDA0003448423690000121
在一种可能的实现方式中，所述计算自相关模值，记为：
Figure BDA0003448423690000122
在所述7个频域信道数据对应的自相关模值中确定最大的自相关模值为该模式下的候选自相关模值。
在一种可能的可能的实现方式中，在未知Option模式的情况下，分别选择三种Option模式的频域序列，按照上述方式分别确定出三种Option模式对应的最大自相关模值，分别记为：Abs_Corr_LTF_shiftN_Opt1，Abs_Corr_LTF_shiftN_Opt2和Abs_Corr_LTF_shiftN_Opt3；将上述[Abs_Corr_LTF_shiftN_Opt1,,Abs_Corr_LTF_shiftN_Opt2,Abs_Corr_LTF_shiftN_Opt3]中的最大值确定为最大的自相关模值。
步骤S905、确定所述至少两个自相关模值中最大的自相关模值对应的频域信道数据。
具体的，确定出所述最大的自相关模值对应的LTF_shiftN_H。
步骤S906、确定所述频域信道数据对应的循环移位数目为基础整数倍频偏的倍数。
具体的，由于LTF_shiftN＝shift(LTF_FFT_avg,n_shift)，则在LTF_shiftN_H已知的情况下，对应的n_shift为基础整数倍频偏的倍数；
假设，n_shift为4，则基础整数倍频偏的倍数为4。
本发明实施例中，所述根据所述两个LTF时域数据确定整数倍频偏，如图10所示，在步骤S906之后，还包括如下步骤：
步骤S907、确定所述基础整数倍频偏的倍数与所述基础整数倍频偏的乘积。
具体的，所述f_integer＝2*Sc，所述基础整数倍频偏的倍数与所述基础整数倍频偏的乘积为N*f_integer，其中，N为所述基础整数倍频偏的倍数。
步骤S908、将所述乘积确定为整数倍频偏。
具体的，假设N＝4，则N*f_integer＝8*Sc，即整数倍频偏为8*Sc。
本发明实施例中通过上述方式分别确定出了整数倍频偏和小数倍频偏。
步骤S604、根据所述小数倍频偏和所述整数倍频偏确定目标频偏。
具体的，目标频偏Fo＝N*f_integer+△f_fraction。
本发明实施例中，所述根据所述两个LTF时域数据确定整数倍频偏，如图11所示，在步骤S604之后，还包括如下步骤：
步骤S605、根据所述目标频偏对后续接收到的信号进行补偿。
图12是本发明实施例的一种基于HPLC双模系统的频偏估计装置示意图。如图12所示，本实施例的装置包括获取单元1201和确定单元1202。
其中，获取单元1201，用于获取短训练域STF的目标时域信号；确定单元1202，用于根据所述目标时域信号确定小数倍频偏；所述获取单元1201，还用于在长训练域LTF的循环前缀CP时间段内，根据所述小数倍频偏对长训练域LTF进行补偿，获取小数倍频偏补偿后的所述LTF中的两个LTF时域数据，其中，每个所述LTF时域数据经过FFT可得到一个完整的LTFOFDM符号；所述确定单元1201，还用于根据所述两个LTF时域数据确定整数倍频偏；所述确定单元1201，还用于根据所述小数倍频偏和所述整数倍频偏确定目标频偏。
可选的，该装置还包括：
处理单元，用于根据所述目标频偏对后续接收到的信号进行补偿。
可选的，所述确定单元具体用于：
根据所述目标时域信号确定所述STF的帧头位置；
确定所述帧头位置对应的自相关值；
根据所述自相关值确定小数倍频偏。
可选的，所述确定单元具体用于：
按照设定采样率获取采样点对应的目标时域信号；
确定所述目标时域信号对应的目标自相关模值；
根据所述目标自相关模值以及多个历史自相关模值确定自相关模值峰值与自相关模值均值，其中，所述多个历史自相关模值为所述目标自相关模值获取时刻之前设定时长内获取的自相关模值；
确定所述自相关模值峰值与自相关模值均值的目标比值；
响应于所述目标比值大于或等于设定门限值，且连续设定个数的历史比值大于或等于设定门限值，确定所述目标比值对应的所述目标时域信号为帧头信号，其中，所述历史比值为所述目标比值获取时刻之前获取的比值。
可选的，所述确定单元具体还用于：
根据所述时域信号以及多个历史时域信号，通过滑动自相关运算确定所述时域信号对应的目标自相关值；
根据所述目标自相关值确定所述目标自相关模值。
可选的，所述确定单元具体用于：
根据所述自相关值确定其对应的相位角度值；
根据所述相位角度值与所述小数倍频偏的对应关系确定所述小数倍频偏。
可选的，所述确定单元具体用于：
所述两个LTF时域数据经过时频变换确定出两个LTF OFDM频域数据；
确定所述两个LTF OFDM频域数据的频域均值数据；
按照至少两个循环移位数目对所述频域均值数据进行循环移位，确定出循环移位后至少两个中间频域数据；
对至少两个所述中间频域数据进行信道估计处理，确定至少两个频域信道数据；
根据至少两个所述频域信道数据确定至少两个自相关模值；
确定所述至少两个自相关模值中最大的自相关模值对应的频域信道数据；
确定所述频域信道数据对应的循环移位数目为基础整数倍频偏的倍数。
可选的，所述确定单元具体还用于：
确定所述基础整数倍频偏的倍数与所述基础整数倍频偏的乘积；
将所述乘积确定为整数倍频偏。
图13是本发明实施例的电子设备的示意图。图13所示的电子设备为通用信号检测装置，其包括通用的计算机硬件结构，其至少包括处理器1301和存储器1302。处理器1301和存储器1302通过总线1303连接。存储器1302适于存储处理器1301可执行的指令或程序。处理器1301可以是独立的微处理器，也可以是一个或者多个微处理器集合。由此，处理器1301通过执行存储器1302所存储的指令，从而执行如上所述的本发明实施例的方法流程实现对于数据的处理和对于其它装置的控制。总线1303将上述多个组件连接在一起，同时将上述组件连接到显示控制器1304和显示装置以及输入/输出(I/O)装置1305。输入/输出(I/O)装置1305可以是鼠标、键盘、调制解调器、网络接口、触控输入装置、体感输入装置、打印机以及本领域公知的其他装置。典型地，输入/输出装置1305通过输入/输出(I/O)控制器1306与系统相连。
如本领域技术人员将意识到的，本发明实施例的各个方面可以被实现为系统、方法或计算机程序产品。因此，本发明实施例的各个方面可以采取如下形式：完全硬件实施方式、完全软件实施方式(包括固件、常驻软件、微代码等)或者在本文中通常可以都称为“电路”、“模块”或“系统”的将软件方面与硬件方面相结合的实施方式。此外，本发明实施例的各个方面可以采取如下形式：在一个或多个计算机可读介质中实现的计算机程序产品，计算机可读介质具有在其上实现的计算机可读程序代码。
可以利用一个或多个计算机可读介质的任意组合。计算机可读介质可以是计算机可读信号介质或计算机可读存储介质。计算机可读存储介质可以是如(但不限于)电子的、磁的、光学的、电磁的、红外的或半导体系统、设备或装置，或者前述的任意适当的组合。计算机可读存储介质的更具体的示例(非穷尽列举)将包括以下各项：具有一根或多根电线的电气连接、便携式计算机软盘、硬盘、随机存取存储器(RAM)、只读存储器(ROM)、可擦除可编程只读存储器(EPROM或闪速存储器)、光纤、便携式光盘只读存储器(CD-ROM)、光存储装置、磁存储装置或前述的任意适当的组合。在本发明实施例的上下文中，计算机可读存储介质可以为能够包含或存储由指令执行系统、设备或装置使用的程序或结合指令执行系统、设备或装置使用的程序的任意有形介质。
计算机可读信号介质可以包括传播的数据信号，所述传播的数据信号具有在其中如在基带中或作为载波的一部分实现的计算机可读程序代码。这样的传播的信号可以采用多种形式中的任何形式，包括但不限于：电磁的、光学的或其任何适当的组合。计算机可读信号介质可以是以下任意计算机可读介质：不是计算机可读存储介质，并且可以对由指令执行系统、设备或装置使用的或结合指令执行系统、设备或装置使用的程序进行通信、传播或传输。
可以使用包括但不限于无线、有线、光纤电缆、RF等或前述的任意适当组合的任意合适的介质来传送实现在计算机可读介质上的程序代码。
用于执行针对本发明实施例各方面的操作的计算机程序代码可以以一种或多种编程语言的任意组合来编写，所述编程语言包括：面向对象的编程语言如Java、Smalltalk、C++等；以及常规过程编程语言如“C”编程语言或类似的编程语言。程序代码可以作为独立软件包完全地在用户计算机上、部分地在用户计算机上执行；部分地在用户计算机上且部分地在远程计算机上执行；或者完全地在远程计算机或服务器上执行。在后一种情况下，可以将远程计算机通过包括局域网(LAN)或广域网(WAN)的任意类型的网络连接至用户计算机，或者可以与外部计算机进行连接(例如通过使用因特网服务供应商的因特网)。
上述根据本发明实施例的方法、设备(系统)和计算机程序产品的流程图图例和/或框图描述了本发明实施例的各个方面。将要理解的是，流程图图例和/或框图的每个块以及流程图图例和/或框图中的块的组合可以由计算机程序指令来实现。这些计算机程序指令可以被提供至通用计算机、专用计算机或其它可编程数据处理设备的处理器，以产生机器，使得(经由计算机或其它可编程数据处理设备的处理器执行的)指令创建用于实现流程图和/或框图块或块中指定的功能/动作的装置。
还可以将这些计算机程序指令存储在可以指导计算机、其它可编程数据处理设备或其它装置以特定方式运行的计算机可读介质中，使得在计算机可读介质中存储的指令产生包括实现在流程图和/或框图块或块中指定的功能/动作的指令的制品。
计算机程序指令还可以被加载至计算机、其它可编程数据处理设备或其它装置上，以使在计算机、其它可编程设备或其它装置上执行一系列可操作步骤来产生计算机实现的过程，使得在计算机或其它可编程设备上执行的指令提供用于实现在流程图和/或框图块或块中指定的功能/动作的过程。
以上所述仅为本发明的优选实施例，并不用于限制本发明，对于本领域技术人员而言，本发明可以有各种改动和变化。凡在本发明的精神和原理之内所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。

Claims (11)

1.一种基于HPLC双模无线系统的频偏估计方法，其特征在于，该方法包括：
获取短训练域STF的目标时域信号；
根据所述目标时域信号确定小数倍频偏；
在长训练域LTF的循环前缀CP时间段内，根据所述小数倍频偏对长训练域LTF进行补偿，获取小数倍频偏补偿后的所述LTF中的两个LTF时域数据，其中，每个所述LTF时域数据经过FFT可得到一个完整的LTF OFDM符号；
根据所述两个LTF时域数据确定整数倍频偏；
根据所述小数倍频偏和所述整数倍频偏确定目标频偏。
2.如权利要求1所述的方法，其特征在于，该方法还包括：
根据所述目标频偏对后续接收到的信号进行补偿。
3.如权利要求1所述的方法，其特征在于，所述根据所述目标时域信号确定小数倍频偏，具体包括：
根据所述目标时域信号确定所述STF的帧头位置；
确定所述帧头位置对应的自相关值；
根据所述自相关值确定小数倍频偏。
4.如权利要求3所述的方法，其特征在于，所述根据所述目标时域信号确定所述STF的帧头位置，具体包括：
按照设定采样率获取采样点对应的目标时域信号；
确定所述目标时域信号对应的目标自相关模值；
根据所述目标自相关模值以及多个历史自相关模值确定自相关模值峰值与自相关模值均值，其中，所述多个历史自相关模值为所述目标自相关模值获取时刻之前设定时长内获取的自相关模值；
确定所述自相关模值峰值与自相关模值均值的目标比值；
响应于所述目标比值大于或等于设定门限值，且连续设定个数的历史比值大于或等于设定门限值，确定所述目标比值对应的所述目标时域信号为帧头信号，其中，所述历史比值为所述目标比值获取时刻之前获取的比值。
5.如权利要求4所述的方法，其特征在于，所述确定所述时域信号对应的目标自相关模值，具体包括：
根据所述时域信号以及多个历史时域信号，通过滑动自相关运算确定所述时域信号对应的目标自相关值；
根据所述目标自相关值确定所述目标自相关模值。
6.如权利要求1所述的方法，其特征在于，所述根据所述自相关值确定小数倍频偏，具体包括：
根据所述自相关值确定其对应的相位角度值；
根据所述相位角度值与所述小数倍频偏的对应关系确定所述小数倍频偏。
7.如权利要求1所述的方法，其特征在于，所述根据所述两个LTF时域数据确定整数倍频偏，具体包括：
所述两个LTF时域数据经过时频变换确定出两个LTF OFDM频域数据；
确定所述两个LTF OFDM频域数据的频域均值数据；
按照至少两个循环移位数目对所述频域均值数据进行循环移位，确定出循环移位后至少两个中间频域数据；
对至少两个所述中间频域数据进行信道估计处理，确定至少两个频域信道数据；
根据至少两个所述频域信道数据确定至少两个自相关模值；
确定所述至少两个自相关模值中最大的自相关模值对应的频域信道数据；
确定所述频域信道数据对应的循环移位数目为基础整数倍频偏的倍数。
8.如权利要求7所述的方法，其特征在于，该方法还包括：
确定所述基础整数倍频偏的倍数与所述基础整数倍频偏的乘积；
将所述乘积确定为整数倍频偏。
9.一种基于HPLC双模无线系统的频偏估计装置，其特征在于，该装置包括：
获取单元，用于获取短训练域STF的目标时域信号；
确定单元，用于根据所述目标时域信号确定小数倍频偏；
所述获取单元，还用于在长训练域LTF的循环前缀CP时间段内，根据所述小数倍频偏对长训练域LTF进行补偿，获取小数倍频偏补偿后的所述LTF中的两个LTF时域数据，其中，每个所述LTF时域数据经过FFT可得到一个完整的LTF OFDM符号；
所述确定单元，还用于根据所述两个LTF时域数据确定整数倍频偏；
所述确定单元，还用于根据所述小数倍频偏和所述整数倍频偏确定目标频偏。
10.一种电子设备，包括存储器和处理器，其特征在于，所述存储器用于存储一条或多条计算机指令，其中，所述一条或多条计算机指令被处理器执行以实现如权利要求1-8中任一项所述的方法。
11.一种计算机可读存储介质，其上存储有计算机程序，其特征在于，该程序被处理器执行以实现如权利要求1-8中任一项所述的方法。
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