KR100418975B1

KR100418975B1 - 디지털 오디오 방송 시스템의 초기 주파수 동기장치 및동기 방법

Info

Publication number: KR100418975B1
Application number: KR10-2001-0032921A
Authority: KR
Inventors: 유영환; 박철희; 백종호; 주민철; 조진웅; 김한종
Original assignee: 전자부품연구원
Priority date: 2001-06-12
Filing date: 2001-06-12
Publication date: 2004-02-14
Also published as: KR20020094609A

Abstract

디지털 오디오 방송 시스템에서 위상 기준심벌의 차동검파를 이용하여 큰 주파수 옵셋 에러에 대해서도 정확하게 동기를 획득한다.

인접 부반송파간 차동 검파기 출력 심벌와 이미 알고있는 위상 기준심벌로부터 계산된 차동 검파된 위상 기준심벌을 순차적으로 회전시키면서 상호간에 곱하여 상관 값을 계산하고, 계산한 상관 값들 중에서 최대의 상관 값이 되는 차동 검파된 위상 기준심벌

Description

디지털 오디오 방송 시스템의 초기 주파수 동기장치 및 동기 방법{A synchronization apparatus and method of coarse frequency offset in digital audio broadcasting system}

본 발명은 디지털 오디오 방송(Digital Audio Broadcasting : 이하, 'DAB'라고 약칭함) 시스템에서 위상 기준심벌의 차동검파를 이용하여 큰 주파수 옵셋 에러에 대해서도 정확하게 동기를 획득할 수 있는 디지털 오디오 방송 시스템의 초기 주파수 동기장치 및 동기방법에 관한 것이다.

OFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplexing)변조 방식을 채택하고 있는 DAB 시스템에서 주파수 동기방법은 초기 주파수 동기방법과 미세 주파수 동기방법이 있다. 여기서, 주파수 동기의 단위는 부반송파 주파수 간격의 배수를 사용한다.

초기 주파수 동기에서는 부반송파 주파수 간격 이내의 주파수 오차에 대하여 동기시키는 방법을 사용하고, 미세 주파수 동기 과정에서는 부반송파 주파수 간격의 약 1∼2％이내로 동기시키는 방법을 사용한다.

DAB 시스템에 있어서 송신기에서 전송하고자하는 위상 기준심벌 X(k)는 다음의 수학식 1과 같이 IFFT(Inverse Fast Fourier Transform)에 의하여 OFDM 변조된다.

여기서, x(n)은 위상 기준심볼에 대한 전송 신호이고, N은 부반송파의 수이며, K는 유효 부반송파의 갯수이며, n은 0, 1,ㆍㆍㆍ, N － 1이다.

전송된 신호는 다중경로 채널을 통과하고, AWGN(Additive White Gaussian Noise)이 더해지게 되는 것으로 수신기에서 발생하는 주파수 오차를 고려할 경우에 수신 심벌은 다음의 수학식 2와 같이 된다.

여기서, y(n)은 위상 기준심볼에 대한 수신 신호이고, H(k)는 주파수 영역에서의 채널 응답 함수이며,는 부반송파의 주파수 오차를 부반송파 간격의 배수로 표현한 수이며,는 다시 정수인(는 정수 주파수 오차임)와 －1/2＜(는 소수 주파수 오차임)＜1/2의 조건을 만족하는 소수의 합으로 표현되며,은 AWGN을 나타낸다.

OFDM 복조를 위하여 수신단에서는 수신신호에 대하여 FFT(Fast Fourier Transform)를 취함으로써 위상 기준심벌을 얻게되는데 시간동기오차 τ를 고려할 경우에 FFT의 출력은 다음의 수학식 3과 같다.

여기서, k번째 부반송파는 다음의 수학식 4와 같이 표현될 수 있다.

여기서, I(k)는 X(l), l≠k에 의한 부반송파간 간섭이고,는 AWGN 간섭 성분이다.

상기 결과는 정수 주파수 오차에 의하여 직교성은 유지되지만 주파수 오차의 정수 배에 해당하는 양만큼 밀려서 복조됨을 알 수 있는 것으로서 소수 주파수 오차에 의하여 신호의 감쇠 및 부반송파간 간섭(ICI : Inter-Carrier Interference)을 발생시킨다.

이때, 부반송파의 수가 커지면 중심 제한이론(central limit theorem)에 의하여 다른 부반송파들이 미치는 간섭은 가우시안 잡음으로 볼 수 있고, 그 크기도 크지 않다. 심벌 시간오차에 의한 영향은 주파수 영역에서 심벌 시간오차 τ와, 부반송파 인덱스 k의 곱에 선형 위상천이를 발생시킴을 알 수 있다.

DAB 시스템에서 상기와 같이 발생하는 선형 위상천이에 대하여 초기 주파수를 동기시키는 방법으로는 위상 기준심벌을 이용하는 방법과 채널의 단위 응답을 이용하는 방법이 있다.

위상 기준심벌 상관 값을 이용하는 방법은 다음과 같다.

일반적으로 OFDM 수신신호의 주파수 영역에서 주파수 오차의 정수 배에 해당하는 양만큼의 순환 밀림이 발생한다.

그러므로 이미 알고있는 위상 기준심벌과 수신신호를 심벌 구간만큼 순차적으로 회전시키면서 상관 값을 구하고, 상관 값이 최대가 되는 순환 값을 주파수 오차의 정수 배에 해당하는 양으로 정하는 것으로 다음의 수학식 5와 같다.

여기서,는 추정된 정수배 주파수 오차이고, (k+d)_N은 모듈로 N 더하기의 기호이며 Y(k)는 FFT 후의 k번째 수신신호이며, X(k+d)는 주파수 영역에서 위상 기준심벌을 d만큼 순환 회전시킨 것을 나타내며, *은 공액 복소수를 나타낸다.

이들 회로도로 도시하면 도 1과 같다.

도 1에서 부호 10은 위상 기준심벌 X(k)(X(0), X(1), ···, X(N－1))을 순환 시프트시키는 순환 시프트부이고, 부호 12는 상기 순환 시프트부(10)가 시프트시켜 출력하는 위상 기준심벌 X(k)(X(0), X(1), ···, X(N－1))을 공액 복소수 (X(k))^*((X(0))^*, (X(1))^*, ···, (X(N－1))^*)로 변환하는 복수의 공액 복소수 변환부이다.

부호 14는 수신되어 FFT 변환된 수신 데이터 Y(k)(Y(0), Y(1), ···, Y(N－1))와 상기 공액 복소수 변환부(12)가 출력하는 위상 기준심벌의 공액 복소수 X^*(k)(X^*(0), X^*(1), ···, X^*(N－1))를 각기 곱하여 출력신호 W(k)(W(0), W(1), ···, W(N-1))를 출력하는 복수의 곱셈기이다.

부호 16은 상기 순환 시프트부(10)의 순환 시프트 위치에 따라, 상기 복수의 곱셈기(14)의 출력신호 W(k)(W(0), W(1), ···, W(N-1))를 각기 가산하여 상관 값을 계산하고 계산한 상관 값들 중에서 상관 값이 최대가 되는 순환 시프트 위치를 결정하고, 그 결정한 위치를 주파수 오차의 정수 배에 해당하는 값으로 결정하여 추정된 정수배 주파수 오차를 출력하는 주파수 오차 추정부이다.

이러한 구성을 가지는 종래의 위상 기준심벌 상관 값을 이용하는 초기 주파수 동기장치는 수신되고 FFT 변환된 수신 데이터 Y(k)(Y(0), Y(1), ···, Y(N－1))가 입력되어 복수의 곱셈기(14)에 각기 인가되고, 순환 시프트부(10)에 저장되어 있는 위상 기준심벌 X(k)(X(0), X(1), ···, X(N－1))가 순환 시프트되면서 출력되어 공액 복소수 변환부(12)에서 각기 공액 복소수 (X(k))^*((X(0))^*, (X(1))^*, ···, (X(N－1))^*)로 변환된 후 복수의 곱셈기(14)에 각기 인가된다.

그러면, 복수의 곱셈기(14)는 FFT 변환된 수신 데이터 Y(k)(Y(0), Y(1), ···, Y(N－1)) 및 순환 시프트되는 위상 기준심벌의 공액 복소수 (X(k))^*((X(0))^*, (X(1))^*, ···, (X(N－1))^*)를 각기 곱하여 출력신호 W(k)(W(0), W(1), ···,W(N-1))를 출력하게 된다.

상기 주파수 오차 추정부(16)는 예를 들면, 컴퓨터로 이루어지는 것으로서 상기 순환 시프트부(10)의 순환 시프트 위치에 따라, 상기 복수의 곱셈기(14)의 출력신호 W(k)(W(0), W(1), ···, W(N-1))를 입력하여 모두 가산 및 상관 값을 계산하고, 계산한 상관 값들 중에서 상관 값이 최대가 되는 순환 시프트 위치를 결정하며, 그 결정한 위치를 주파수 오차의 정수 배에 해당하는 값으로 결정하여 추정된 정수배 주파수 오차로 출력한다.

그러나 상기 위상 기준심벌 상관 값을 이용하는 것은 시간동기가 맞는 경우에 주파수 오차를 보정할 수 있으나 시간동기가 맞지 않은 경우에는 오차를 보정할 수 없는 문제점이 있다.

그리고 채널의 단위 응답을 이용하는 방법은 다음과 같다.

DAB 시스템에서는 채널의 단위응답(CIR : Channel Impulse Response)은 위상 기준심벌을 이용하여 다음의 수학식 6과 같이 구할 수 있다.

여기서, amp는 IFFT 출력 값이 크기를 의미한다.

이와 같은 관계를 이용하여 위상 기준심벌을 순환시키고, 상기 수학식 6을 적용하여 피크 값이 발생하는 위치를 찾으면, 그 위치가 주파수 오차의 정수 배에 해당하는 오차 값이 된다.

이를 회로도로 도시하면 도 2와 같다.

도 2에서 부호 20은 입력되는 수신 데이터를 FFT 변환하여 Y(k)(Y(0), Y(1), ···, Y(N－1))를 출력하는 FFT 변환부이고, 부호 22는 상기 순환 시프트부(10) 및 공액 복소수 변환부(12)로 이루어져 위상 기준심벌 X(k)(X(0), X(1), ···, X(N－1))을 순환 시프트시키고 공액 복소수 (X(k))^*((X(0))^*, (X(1))^*, ···, (X(N－1))^*)로 변환하여 출력하는 순환 시프트/공액 복소수 변환부이다.

부호 24는 상기 FFT 변환부(20)의 출력신호 Y(k)(Y(0), Y(1), ···, Y(N－1)) 및 순환 시프트/공액 복소수 변환부(22)의 출력신호 (X(k))^*((X(0))^*, (X(1))^*, ···, (X(N－1))^*)를 곱하여 W(k)(W(0), W(1), ···, W(N-1))를 출력하는 곱셈기이고, 부호 26은 상기 곱셈기(26)의 출력신호 W(k)(W(0), W(1), ···, W(N-1))를 IFFT 변환하여 출력하는 IFFT 변환부이며, 부호 26은 상기 IFFT 변환부(24)의 출력신호로 피크 값을 검출하는 피크 값 검출부이다.

이와 같이 구성된 채널의 단위 응답을 이용하는 초기 주파수 동기장치는 입력되는 수신 데이터가 FFT 변환부(20)에서 FFT 변환되어 출력신호 Y(k)(Y(0), Y(1), ···, Y(N－1))가 출력된다.

그리고 순환 시프트/공액 복소수 변환부(22)는 위상 기준심벌 X(k)(X(0), X(1), ···, X(N－1))을 순환 시프트시키고, 그 시프트시키는 위상 기준심벌 X(k)(X(0), X(1), ···, X(N－1))을 공액 복소수 (X(k))^*((X(0))^*, (X(1))^*, ···, (X(N－1))^*)로 변환하여 출력하게 된다.

상기 FFT 변환부(20)가 출력하는 FFT 변환된 수신 데이터 Y(k)(Y(0), Y(1), ···, Y(N－1))와 순환 시프트/공액 복소수 변환부(22)가 출력하는 공액 복소수 (X(k))^*((X(0))^*, (X(1))^*, ···, (X(N－1))^*)는 곱셈기(24)에 입력되어 각기 곱셈 및 W(k)(W(0), W(1), ···, W(N-1))이 출력되고, IFFT 변환부(26)에서 IFFT 변환되어 출력된다.

상기 IFFT 변환부(26)의 출력신호는 피크 값 검출부(28)로 입력되는 것으로서 피크 값 검출부(28)는 IFFT 변환부(26)의 출력신호가 피크 값을 가질 때의 위치 즉, 상기 순환 시프트/공액 복소수 변환부(22)의 순환 시프트시킨 위치에 따른 주파수 오차의 정수 배에 해당하는 값을 결정하여 추정된 정수배 주파수 오차를 출력한다.

그러나 상기 채널의 단위응답을 이용하는 것은 채널의 환경이나 시간동기 오차와 관계없이 모든 경우에 거의 정확한 주파수 오차를 추정할 수 있으나 IFFT 변환부(26)에서 IFFT 변환하는 계산의 양이 너무 많은 문제점을 가지고 있다.

본 발명의 목적은 위상 기준심벌의 차동 검파를 이용하여 큰 주파수 옵셋 에러에 대해서도 정확한 동기를 획득할 수 있는 디지털 오디오 방송 시스템의 초기 주파수 동기장치 및 동기 방법을 제공하는데 있다.

도 1은 종래의 위상 기준심벌 상관 값을 이용하는 동기장치의 구성을 보인 도면이고,

도 2는 종래의 채널의 단위응답을 이용하는 동기장치의 구성을 보인 도면이며,

도 3은 본 발명의 동기장치의 구성을 보인 도면이며,

도 4는 본 발명과 종래의 계산 양을 비교하여 보인 도표이며,

도 5 내지 도 8은 전송 모드 Ⅰ, Ⅱ, Ⅲ 및 Ⅳ에 대한 종래의 위상 기준심벌 상관 값을 이용하는 동기장치 및 채널의 단위응답을 이용하는 동기장치와 본 발명의 동기장치의 추정 에러를 보인 그래프이다.

*도면의 주요 부분에 대한 부호의 설명*

30 : 차동 검파부 32 : 상관 값 계산부

34 : 주파수 오차 추정부 300 : 제 1 공액 복소수 변환부

302 : 복수의 제 1 곱셈기 320 : 순환 시프트부

322 : 제 2 공액 복소수 변환부 324 : 복수의 제 2 곱셈기

이러한 목적을 달성하기 위한 본 발명의 DAB의 초기 주파수 동기장치에 따르면, 수신된 위상 기준심벌에 대하여 k번째와 (k-1)번째 부반송파간 차동 검파를 수행하는 차동 검파부와, 이미 알고있는 위상 기준심벌로부터 계산되어 차동 검파된 위상 기준심벌을 순차적으로 순환 시프트시키면서 상기 차동 검파부의 출력신호와의 상관 값을 구하는 상관 값 계산부와, 상기 상관 값 계산부가 위상 기준심벌을 순차적으로 순환 시프트시키면서 계산한 상관 값들 중에서 상관 값이 최대가 되는 순환 시프트 위치를 결정하고, 그 결정한 위치를 주파수 오차의 정수 배에 해당하는 값으로 결정하여 추정된 정수배 주파수 오차를 출력하는 주파수 오차 추정부로 이루어짐을 특징으로 한다.

상기 차동 검파부는, FFT 변환된 수신 데이터를 공액 복소수로 각기 변환하는 복수의 공액 복소수 변환부 및 상기 k번째 수신 데이터에 상기 복수의 공액 복소수 변환부가 출력하는 (k-1)번째 공액 복소수를 각기 곱하여 차동 검파된 신호를 출력하는 복수의 제 1 곱셈기로 이루어지고, 상기 상관 값 계산부는, k번째 위상 기준심벌에 (k-1)번째 위상 기준심벌의 공액 복소수를 곱하여 차동 검파된 위상 기준심벌을 순차적으로 순환 시프트시키는 순환 시프트부와, 상기 순환 시프트부가 출력하는 차동 검파된 위상 기준심벌을 공액 복소수로 변환하는 복수의 공액 복소수 변환부와, 상기 복수의 공액 복소수 변환부 및 상기 차동 검파부의 출력신호를 각기 곱하여 상기 주파수 오차 추정부로 출력하는 복수의 제 2 곱셈기로 이루어짐을 특징으로 한다.

그리고 본 발명의 DAB의 초기 주파수 동기방법에 따르면, 인접 부반송파간차동 검파기 출력 심벌와 이미 알고있는 위상 기준심벌로부터 계산된 차동 검파된 위상 기준심벌을 순차적으로 회전시키면서 상호간에 곱하여 상관 값을 계산하고, 계산한 상관 값들 중에서 최대의 상관 값이 되는 상기 차동 검파된 위상 기준심벌의 회전 위치를 주파수 오차의 정수 배에 해당하는 값으로 결정한다.

이하, 첨부된 도 3 내지 도 7의 도면을 참조하여 본 발명의 디지털 오디오 방송 시스템의 초기 주파수 동기장치 및 동기 방법을 상세히 설명한다.

상기 수학식 4에 따르면, 위상 기준심벌의 k번째 부반송파 Y(k)의 위상 회전 양은 소수 주파수 오차및 심벌 시간 오차 τ와 부반송파 인덱스 k의 곱에 비례함을 알 수 있다.

그러므로 인접 부반송파간 차동 검파 기술을 적용하면 소수 주파수 오차와 부반송파 인덱스 k에 의해 야기되는 위상 회전효과는 제거될 수 있게된다. k 번째 인접 부반송파간 차동 검파기 출력은 다음과 같이 표현할 수 있다.

여기에서는 k 번째와 (k-1)번째 부반송파간 차동검파를 의미하며는 잡음 성분을 나타낸다.

상기 수학식 7에서 두 번째 식은 인접 부반송파의 채널 응답 H(k)와 H(k＋1)이 주파수에 무관한 정적인 특성을 가지며(quasi stationary), 잡음 성분이 충분히 작다면 유효하게 될 것이다.

잡음이 존재하지 않는다고 가정하면 상기 수학식 7은 수학식 8과 같이 표현된다.

여기에는 정수 주파수 오차만큼 시프트되고, 차동 검파된 위상 기준심벌을 나타낸다.

상기 수학식 8을 살펴보면, 차동 검파된 위상 기준심벌는 인덱스 k와 무관한항에만 관계되는데 이 항은 상수이다.

정수 주파수 오차를 추정하기 위하여 인접 부반송파간 차동 검파기 출력 심벌와 이미 알고있는 위상 기준심벌로부터 계산된 차동 검파된 위상 기준심벌을 순차적으로 회전시키면서 상관 값을 구하고, 그 중에서 상관 값이 최대가 되는 회전 양을 주파수 오차의 정수 배에 해당하는 양으로 정하는 것이다.

이를 관계식으로 나타내면 다음의 수학식 9와 같다.

상기 수학식 9를 회로도로 도시하면, 도 3과 같다.

도 3에서 부호 30은 초기 주파수 동기장치는 수신된 위상 기준심벌에 대하여 k번째와 (k-1)번째 부반송파간 차동 검파를 수행하는 차동 검파부이고, 부호 32는 정수 주파수 오차를 추정하기 위하여 이미 알고있는 위상 기준심벌로부터 계산되어 차동 검파된 위상 기준심벌을 순차적으로 순환 시프트시키면서 상기 차동 검파부(30)의 출력신호와의 상관 값을 구하는 상관 값 계산부이다.

부호 34는 상관 값 계산부(32)가 위상 기준심벌을 순차적으로 순환 시프트시키면서 계산된 상관 값들 중에서 상관 값이 최대가 되는 순환 시프트 위치를 결정하고, 그 결정한 위치를 주파수 오차의 정수 배에 해당하는 값으로 결정하여 추정된 정수배 주파수 오차를 출력하는 주파수 오차 추정부이다.

상기 차동 검파부(30)는, FFT 변환된 수신 데이터 Y(0), Y(1), ···, Y(N－1)을 공액 복소수 (Y(0))^*, (Y(1))^*, ···, (Y(N－1))^*로 각기 변환하는 복수의 제 1 공액 복소수 변환부(300)와, 상기 복수의 제 1 공액 복소수 변환부(300)가 출력하는 공액 복소수 (Y(N－1))^*, (Y(0))^*, ···, (Y(N－2))^*에 상기 수신 데이터 Y(0), Y(1), ···, Y(N－1)를 각기 곱하여을 각기 출력하는 복수의 제 1 곱셈기(302)로 이루어진다.

상기 상관 값 계산부(32)는, 위상 기준심벌 X(0), X(1), ···, X(N－1)에 위상 기준심벌의 공액 복소수 (X(N－1))^*, (X(0))^*, ···, (X(N-2))^*을 곱하여 차동 검파된 위상 기준심벌을 순차적으로 순환 시프트시키는 순환 시프트부(320)와, 상기 순환 시프트부(320)가 출력하는 위상 기준심벌을 공액 복소수로 변환하는 복수의 제 2 공액 복소수 변환부(322)와, 상기 복수의 공액 복소수 변환부(322)의 출력신호와 상기 차동 검파부(30)가 출력하는 출력신호을 각기 곱하여 상기 주파수 오차 추정부(34)로 출력신호,, ···,을 출력하는 복수의 제 2 곱셈기(322)로 이루어진다.

이와 같이 구성된 본 발명의 초기 주파수 동기장치는 FFT 변환된 수신 데이터 Y(0), Y(1), ···, Y(N－1)가 복수의 제 1 곱셈기(302)에 각기 입력됨과 아울러 차동 검파부(30)의 복수의 제 1 공액 복소수 변환부(300)에 입력되어 공액 복소수 (Y(0))^*, (Y(1))^*, ···, (Y(N－1))^*로 각기 변환된 후 상기 복수의 제 1 곱셈기(302)로 입력된다. 즉, FFT 변환된 수신 데이터 Y(0), Y(1), ···, Y(N－1)와 공액 복소수 (Y(N－1))^*, (Y(0))^*, ···, (Y(N－2))^*가 복수의 제 1 곱셈기(302)에 각기 입력된다.

그러면, 복수의 제 1 곱셈기(302)는 FFT 변환된 수신 데이터 Y(0), Y(1), ···, Y(N－1) 및 공액 복소수 (Y(N－1))^*, (Y(0))^*, ···, (Y(N－2))^*를 각기 곱하여 차동 검파된 출력신호을 출력한다.

즉, 복수의 제 1 곱셈기(302)는 각기 Y(0)(Y(N-1))^*, Y(1)(Y(0))^*, ㆍㆍㆍ, Y(N-1)(Y(N-2))^*를 출력하게 된다.

그리고 상기 상관 값 계산부(32)는 순환 시프트부(320)가 위상 기준심벌 X(0), X(1), ···, X(N－1)에 위상 기준심벌의 공액 복소수 (X(N－1))^*, (X(0))^*, ···, (X(N-2))^*을 각기 곱하여 차동 검파된 위상 기준심벌을 출력한다.

즉, 순환 시프트부(320)는,, ㆍㆍㆍ,를 순환 시프트시키면서 출력한다.

상기 순환 시프트부(300)의 출력신호,, ㆍㆍㆍ,는 복수의 제 2 공액 복소수 변환부(322)로 입력되어 공액 복소수로 변환된다.

즉, 시프트부(300)의 출력신호는 복수의 제 2 공액 복소수 변환부(322)에서,, ㆍㆍㆍ,로 각기 변환된다.

상기 차동 검파부(30)의 복수의 제 1 곱셈기(302)가 각기 출력하는 Y(0) (Y(N-1))^*, Y(1) (Y(0))^*, ㆍㆍㆍ, Y(N-1) (Y(N-2))^*와, 상기 상관 값 계산부의 제 2 공액 복소수 변환부(322)의 출력신호,, ㆍㆍㆍ,는 복수의 제 2 곱셈기(324)에서 각기 곱셈되어 출력신호,, ···,을 출력하고, 제 2 곱셈기(324)의 출력신호는 주파수 오차 추정부(34)로 입력된다.

상기 주파수 오차 추정부(34)는 예를 들면, 컴퓨터로 이루어지는 것으로서 상기 상관 값 계산부(32)의 순환 시프트부(320)의 순환 시프트 위치에 따라 상기 복수의 제 2 곱셈기(324)의 출력신호,, ···,을 입력하여 모두 가산 및 상관 값을 계산하고, 계산한 상관 값들 중에서 상관 값이 최대가 되는 순환 시프트 위치를 결정하며, 그 결정한 위치를 상기 수학식 9와 같은 주파수오차의 정수 배에 해당하는 값으로 결정하여 추정된 정수배 주파수 오차로 출력한다.

이러한 본 발명과 종래의 방법을 비교하기 위하여 모의실험을 수행하였다.

모의실험을 위하여 ETSI(원어 기재 요망)에서 제공하는 채널 모델링을 사용하여 레일레이 채널을 구현하고, DAB 전송 모드 Ⅰ, Ⅱ, Ⅲ, Ⅳ에 대하여 모의실험을 수행하였다. 모의실험에서 주파수 오차는 2.4 부반송파 간격으로 하였으며, 심벌 시간 오차를 10 샘플로 고정시키고, SNR(Signal Noise Ratio)의 값을 변화시키면서 1000회씩 수행하여 정수배 주파수 오차 추정 에러의 평균을 구하였다.

계산 양을 비교하기 위하여 복소 곱셈을 기준으로 할 때, 도 4에 도시된 바와 같이 본 발명은 거의 N^2에 비례하여 위상 기준심벌 상관 값을 이용하는 방법과 동일하다. 채널의 단위응답을 이용한 방법은에 비례하는 계산 양을 필요로 하므로 DAB 전송 모드들에 대하여 본 발명은 약 80∼85%의 계산 양 감소를 얻을 수 있다.

도 5는 DAB 전송 모드 I에서 SNR의 함수로 정수 주파수 오차 추정 에러 율을 보인 것이다.

도 5에서 알 수 있는 바와 같이 위상 기준심벌 상관 값을 이용하는 방법은 시간 오차가 존재하는 한 정수 주파수 오차를 정확히 추정하지 못함을 알 수 있다.

본 발명은 알고리듬은 SNR이 2dB 이상인 경우에 채널의 단위응답을 이용하는 방법과 같이 정수 주파수 오차를 완벽하게 추정함을 알 수 있다.

도 6 내지 도 8은 DAB 전송 모드 Ⅱ, Ⅲ, Ⅳ에서 SNR의 함수로 정수 주파수 오차 추정 에러 율을 보인 것이다.

시뮬레이션 결과로부터 본 발명은 SNR이 5dB이상인 경우 채널의 단위응답을 이용하는 방법과 같이 시간 오차와 관계없이 정수 주파수 오차를 완벽하게 추정함을 알 수 있다.

그러나 전술한 바와 같이 본 발명은 계산 양을 약 80∼85% 정도 줄일 수 있으며 이러한 낮은 계산 양을 가지고 각 DAB 전송 모드에 대하여 적용할 수 있다.

이상에서 상세히 설명한 바와 같이 본 발명은 위상 기준심벌의 차동 검파를 이용하여 주파수 오차를 검출하는 것으로서 계산 양을 줄이면서도 큰 주파수 옵셋 에러에 대해서 정확하게 동기를 획득할 수 있다.

Claims

수신된 위상 기준심벌에 대하여 k번째 및 (k-1)번째 부반송파간의 차동 검파를 수행하는 차동 검파부;

이미 알고있는 위상 기준심벌로부터 계산되어 차동 검파된 위상 기준심벌을 순차적으로 순환 시프트시키면서 상기 차동 검파부에서 차동검파된 출력신호와의 상관 값을 계산하는 상관 값 계산부; 및

상기 상관 값 계산부가 계산한 상관 값이 최대가 되는 상기 위상 기준심벌의 순환 시프트 위치를 결정하고, 그 결정한 위치를 주파수 오차의 정수 배에 해당하는 값으로 결정하여 정수배 주파수 오차를 추정하는 주파수 오차 추정부로 구성된 디지털 오디오 방송 시스템의 초기 주파수 동기장치.
제 1 항에 있어서, 상기 차동 검파부는;

FFT 변환된 수신 데이터를 공액 복소수로 각기 변환하는 복수의 공액 복소수 변환부; 및

상기 k번째 수신 데이터에 상기 복수의 공액 복소수 변환부가 출력하는 (k-1)번째 공액 복소수를 각기 곱하여 차동 검파된 신호를 출력하는 복수의 제 1 곱셈기로 구성됨을 특징으로 하는 디지털 오디오 방송 시스템의 초기 주파수 동기장치.
제 1 항에 있어서, 상기 상관 값 계산부는;

k번째 위상 기준심벌에 (k-1)번째 위상 기준심벌의 공액 복소수를 곱하여 차동 검파된 위상 기준심벌을 순차적으로 순환 시프트시키는 순환 시프트부;

상기 순환 시프트부가 출력하는 차동 검파된 위상 기준심벌을 공액 복소수로 변환하는 복수의 공액 복소수 변환부;

상기 복수의 공액 복소수 변환부 및 상기 차동 검파부의 출력신호를 각기 곱하여 상기 주파수 오차 추정부로 출력하는 복수의 제 2 곱셈기로 구성됨을 특징으로 하는 디지털 오디오 방송 시스템의 초기 주파수 동기장치.
인접 부반송파간 차동 검파기 출력 심벌와 이미 알고있는 위상 기준심벌로부터 계산된 차동 검파된 위상 기준심벌을 순차적으로 회전시키면서 상호간에 곱하여 상관 값을 계산하고, 계산한 상관 값들 중에서 최대의 상관 값이 되는 상기 차동 검파된 위상 기준심벌의 회전 위치를 주파수 오차의 정수 배에 해당하는 값으로 결정하는 것을 특징으로 하는 디지털 오디오 방송 시스템의 초기 주파수 동기방법.