KR100312318B1 - 직교주파수분할다중/부호분할다중접속 시스템의 주파수동기 장치 - Google Patents

Abstract

본 발명은 무선 다중 반송파 비동기전송모드 시스템에서 변복조 장치에 관한 것으로, 특히 직교주파수분할다중 방식을 이용한 시간영역에서의 주파수 동기장치에 관한 것이다. 이러한 본 발명은 소정 개수의 샘플 데이터로 이루어지는 오·에프·디·엠 심볼과 상기 심볼간 간섭을 방지하기 위해 해당 심볼의 앞단에 삽입되는 보호구간으로 구성되는 오·에프·디·엠 프레임으로 데이터를 송수신하는 직교주파수분할/부호분할다중접속 통신시스템의 주파수 동기 장치에 있어서, 소정의 주파수 정정신호를 입력받아 수신되는 아날로그 수신데이터의 주파수 옵셋을 보상하여 출력하는 주파수 정정부와, 상기 수신데이터를 상기 오·에프·디·엠 프레임으로 변환하는 아날로그/디지털 컨버터와, 상기 오·에프·디·엠 프레임으로부터 상기 보호구간과 상기 보호구간을 생성하기 위해 사용되고 상기 오·에프·디·엠 심볼 중 일부 샘플 데이터로 구성되는 복사 데이터들을 검출하여 광폭, 소폭, 미세 순으로 주파수 옵셋을 추정하고 상기 추정된 각 주파수 옵셋에 대한 주파수 정정 신호를 상기 주파수 정정부로 출력하는 주파수 동기부로 이루어짐을 특징으로 한다.

Description

직교주파수분할다중/부호분할다중접속 시스템의 주파수 동기 장치{FREQUENCY SYNCHRONIZING DEVICE FOR OFDM/CDMA SYSTEM}

본 발명은 무선 다중 반송파 비동기전송모드 시스템에서 변복조 장치에 관한것으로, 특히 직교주파수분할다중/부호분할다중접속 시스템에서 시간영역에서의 주파수 동기장치에 관한 것이다.

일반적으로 직교주파수분할다중(Orthogonal Frequency Division Multiple: 이하 'OFDM'이라 함) 기술은 디지탈 오디오 방송(Digital Audio Broadcasting: DAB)과 디지탈 텔레비젼, 무선 근거리 통신망(Wireless Local Area Network: WLAN) 그리고 무선비동기전송모드(Wireless Asynchronous Transfer Mode: WATM) 등의 디지탈 전송 기술에 광범위하게 적용되어지고 있다. OFDM 방식은 전송하려는 데이터를 여러 개로 나누어 변조한 후 병렬로 전송하는 다중 반송파 기술이다. 그러나 구조의 복잡도로 인하여 널리 사용되지 못하다가 최근 고속 퓨리에 변환(Fast Fourier Transform: FFT)과 역 고속 퓨리에 변환(Inverse FFT: IFFT)을 포함한 각종 디지틀 신호 처리 기술이 발전함으로써 실현 가능해 졌다. OFDM 방식은 종래의 FDM과 비슷하나 무엇보다도 부반송파간의 직교성을 유지하여 전송함으로써 고속 데이터 전송 시 최적의 전송 효율을 얻을 수 있는 특징을 갖는다. 최근 이러한 장점으로 WATM과 같은 고속 데이터 전송 시 OFDM 방식을 이용한 OFDM/TDMA 및 OFDM/CDMA 등의 다양한 구현 기술이 제안되고 있다.

도1은 일반적인 OFDM/CDMA 시스템의 블록도를 나타낸 것으로, 이하 도1을 참조하여 OFDM/CDMA 방식을 사용하는 MC-CDMA 시스템을 간략하게 설명한다.

도면에 참조된 부호 100은 MC-CDMA 시스템의 송신기이고, 120은 수신기이다. 상기 송신기 100 및 수신기 120은 순방향뿐만 아니라 역방향에도 동일하게 적용된다.

우선 송신기 100의 구성 및 동작을 설명하면, 확산기 101은 N길이의 직교부호 및 PN확산시퀀스를 이용하여 송신 데이터(RX Data)를 확산하여 출력한다. 통상 직교주파수분할다중/부호분할다중접속 시스템에서 상기 N은 256이다. 상기 송신기 100이 순방향 송신기라면 상기 확산기 101은 가입자 구분을 위한 확산기와 기지국 구분을 위한 확산이 모두 포함된 확산기이고, 역방향 송신기라면 상기 확산기 101은 채널 확산기 및 사용자 구분을 위한 확산기를 포함하는 확산기이다. 이하 상기 N개의 각 데이터를 칩 데이터라 정의한다. 상기 각 확산기 101에서 확산된 각 칩 데이터는 가산기 102로 입력하기 전에 파일럿 신호를 삽입되어(구성은 도시되지 않음) 상기 가산기 102로 입력한다. 상기 가산기 102에서 칩 데이터 단위로 가산되어 직렬(Serial)로 출력되는 칩 데이터는 직렬/병렬 변환기 103으로 입력된다. 직렬/병렬 변환기 103은 상기 가산기 102에서 출력되는 칩 데이터를 입력받아 병렬로 출력한다. 이때 병렬로 출력되는 칩 데이터의 수는 N개일 수도 있고 아닐 수도 있다. 이하 설명에서는 N인 것으로 간주하고 설명한다. 그리고 상기 병렬화된 각 칩 데이터는 역 고속 퓨리에 변환기(Inverse Fast Fourier Transform: 이하 'IFFT'라 함) 104로 입력한다. 상기 병렬화된 N개의 칩 데이터를 입력받은 IFFT 104는 상기 칩 데이터들을 OFDM 변조하여 출력한다. 다시 말하면, 상기 IFFT 104는 상기 칩 데이터 각각을 역 고속 푸리에 변환을 수행하여 주파수 영역에서 직교성을 가지는 서로 다른 부반송파에 실리고, 상기 부반송파는 상기 IFFT 104에서 시간 영역으로 출력된다. 상기 IFFT 104에서 출력되는 데이터를 샘플 데이터라 정의하고, N개의 샘플 데이터를 OFDM 심볼이라 정의한다.

상기 병렬로 출력되는 샘플 데이터는 병렬/직렬 변환기 105로 입력한다. 이를 수신한 병렬/직렬 변환기 105는 상기 샘플들을 직렬로 출력한다. 상기 병렬/직렬 변환기 105는 상기 N개의 샘플 데이터 단위로, 즉 1OFDM 심볼 단위로 보호구간(Guard Interval)을 삽입하여 출력한다. 상기 보호구간은 N개의 샘플데이터로 구성되는 OFDM 심볼 중 종단의 일부 샘플 데이터를 복사한 데이터로 OFDM 심볼의 앞단에 삽입된다. 이하 OFDM 심볼 단위로 보호구긴이 삽입된 데이터를 OFDM 프레임이라 정의한다. 상기 보호구간의 길이는 임펄스 응답 길이보다 길게 정해져야 한다. 송신 필더 106은 상기 병렬/직렬 변환기 105에서 출력되는 데이터를 필터링하여 RF부(도시하지 않음)를 통해 무선 채널 107로 송신된다. 상기 무선 채널 107은 백색 가우시안 채널일 경우를 나타내었고, 이에 따라 에어(Air) 상에서 백색 가우시간 잡음이 가산되어짐을 가산기 109로 나타내었다.

수신기 120은 상기 상기 백색 가우시안 채널을 통해 백색 가우시안 잡음이 포함된 반송파를 수신한다. 수신된 반송파는 RF부(도시되지 않음)를 통해 기저대역 신호로 변환되어 곱셈기 110으로 입력한다. 상기 곱셈기 110은 소정의 주파수 보정 신호를 입력받아 상기 채널 107 상에서 발생하는 주파수 에러를 보상하여 출력한다. ADC 115는 상기 곱셈기 110에서 보상된 아날로그 형태의 신호를 입력받아 디지털 데이터인 샘플 데이터열로 변환하여 출력한다. 직렬/병렬 변환기 111은 상기 OFDM 심볼을 직렬로 입력받고, 상기 OFDM 심볼을 구성하는 N개의 샘플 데이터를 병렬로 출력한다. 통상 상기 샘플 데이터 열을 병렬화 하기 전에 OFDM 프레임 단위로 삽입되어 있는 보호구간이 제거하는 보호구간 제거기가 있으나 도시하지 않았다.고속 퓨리에 변환기(Fast Fourier Transform: 이하 'FFT'라 함) 112는 상기 각 샘플 데이터를 병렬로 입력받아 OFDM 복조를 수행하여 주파수 영역에서 각 부반송파를 원래의 칩 데이터로 변환하여 병렬/직렬 변환기 113으로 출력한다. 상기 병렬/직렬 변환기 113은 상기 병렬로 입력되는 칩 데이터를 직렬로 변환하여 역확산기 114로 출력한다. 역확산기 114는 상기 직렬의 칩 데이터를 입력받아 역확산하여 원상의 데이터를 복원하여 출력한다.

일반적으로 이러한 OFDM을 이용한 전송 시스템에서는 송·수신기의 국부 발진기간의 동조가 이루어지지 않으면 주파수 옵셋이 발생하게 되고, 이러한 주파수 옵셋은 부반송파간의 직교성을 잃어버리게 한다. 이러한 경우 작은 옵셋도 수신 시스템의 성능을 떨어뜨리는 심각한 원인이 된다. 그러므로 OFDM을 이용한 OFDM/CDMA WATM 전송 기술에서 부반송파간의 직교성을 유지시키는 주파수 동기 기술의 구현은 필수적이다.

통상적으로 OFDM 시스템 수신기에서 사용하는 주파수 동기 기술은 대략적 주파수 동기(Coarse Synchronization)와 미세주파수 동기(Fine Synchronization)의 2단계의 형태로 수행된다. 첫 번째로 수행되는 대략적 주파수 동기 기술은 부반송파 간격의 정수배에 해당하는 초기 주파수 옵셋을 없애주는 과정이고, 두 번째로 미세주파수 동기는 초기 동기 후에 남아 있는 정수배 이하의 잔류 주파수 옵셋을 제거해 주는 과정이다.

이와 관련된 기술 중 대략적 주파수 동기 기술로는 Classen & Myer와 Nogammi & Nagashima가 제안한 방식이 있다.

상기한 대략적 주파수 동기 기술과, 미세 주파수 동기기술에 따른 수신단의 주파수 동기 장치를 도2, 3, 4에 나타내었다.

우선 대략적 주파수 동기 기술 중 첫 번째로 Classen & Myer가 제한한 기술을 도2를 참조하여 설명한다.

Classen & Myer는 시험 보정 주파수를 이용하고, 상기 시험 보정 주파수를 일정 주파수 간격만큼 이동하면서 송신 시 이미 알고 있는 데이터와 수신데이터의 상관치를 구해 주파수 옵셋을 추정한다. 시험 보정 주파수가 실제 채널에서 천이된 실제 주파수 옵셋과 가장 인접할 때 상관치가 최대가 되다는 성질을 이용한 것이다. 도2는 시험 보정 주파수 옵셋을 검출하는 방식에 대한 블록도이다.

이하 도2를 참조하여 설명하면, 곱셈기 110은 시험 보정 주파수를 입력받아 수신되는 신호의 주파수 옵셋을 보상하여 출력한다. 아날로그/디지탈 컨버터(Analog/Digital Converter: 이하 'ADC'라 함) 121은 아날로그 신호의 형태로 수신되는 수신데이터를 디지탈 신호의 형태로 변환하여 출력한다. 보호구간 제거기 122는 상기 수신된 수신데이터로부터 보호구간(Guard Interval)을 제거하여 출력한다. 상기 보호구간 제거 방법은 2개의 OFDM 심볼과 하나의 보호구간의 길이를 윈도우로 설정하고, 상기 윈도우를 상기 2개의 OFDM 심볼과 하나의 보호구간을 1샘플씩 이동시키면서 상관값을 구하여 최대값이 출력되기 시작하는 지점을 보호구간의 시작시점으로 보호구간의 길이만큼을 제거한다. 고속 퓨리에 변환부(Fast Fourier Transform: 이하 'FFT'라 함) 124는 상기 곱셈기 123에서 출력된 샘플 데이터를 복조하기 위해 고속 퓨리에 변환하여 스트림 형태의 칩 데이터로 출력한다.상기 칩 데이터는 역확산기와 지연기 125 그리고 추정부 127로 입력한다. 지연기 125는 상기 칩 데이터를 1칩 데이터 길이의 시간동안 지연시킨 후 상기 추정부 127로 출력한다. 기준 톤 패턴 발생부 126은 기지국과 단말이 상호 알고 있는 소정의 패턴을 가지는 기준 톤을 생성하여 상기 추정부 127로 출력한다.

상기 추정부 127은 상기 FFT 124에서 출력된 칩 데이터와 상기 지연기 125를 통해 지연된 칩 데이터와 상기 기준 톤 패턴 발생부 126에서 출력된 소정 패턴의 기준 톤을 입력받아 추정 주파수 옵셋()를 출력한다. 즉, 추정부 127은 두 개의 연속되는 부채널의 칩 데이터와 수신기가 알고 있는 기준 톤의 상관치를 이용하여 추정 주파수 옵셋()를 출력한다. 상기 추정 주파수()는 상기 시험 보정 주파수를 결정짓는 요소이다.

상기 추정부 127은 이하 수학식 1에 의해 추정 주파수 옵셋을 구한다.

는 추정주파수 옵셋량을 나타내고, Z_l,k와 Z_l+1,k는 연속된 부반송파의 칩 데이터를 나타내고, X_l,k는 데이터 수신 시 수신기가 이미 알고 있는 데이터열이고 s는 동기 추정을 위한 주파수 천이(Shift)량이다. 상기 l은 샘플 데이터의 인덱스를 나타내고, k는 OFDM 심볼의 인덱스를 나타낸다. 상기 수학식에서 상기 연속되는 두 개의 칩 데이터가 동일 OFDM 심볼 내에 있는 것임을 알 수 있다.

두 번째로 Nogammi & Nagashima가 제안한 방식을 도3을 참조하여 설명하면,

ADC 131은 아날로그 신호의 형태로 수신되는 수신데이터를 디지탈 형태의 샘플 데이터로 변환하여 출력한다. 가드 인터벌 제거기 133은 상기 수신된 샘플 데이터의 프레임을 구분하고 심볼간의 간섭을 방지하기 위한 보호구간(Guard Interval)을 수신데이터로부터 제거하여 출력한다. FFT 135는 상기 ADC 131에서 출력되는 샘플데이터를 고속 퓨리에 변환하여 스트림 형태의 칩 데이터로 출력한다. 상기 FFT 135에서 출력된 수신데이터는 역확산기와 상관기(Correlator) 139로 입력한다. 기준 톤 패턴 발생부 137은 소정의 패턴으로 기준 톤을 발생하여 상기 상관기 139로 출력한다. 상관기 139는 상기 FFT 135에서 출력되는 칩 데이터와 기준 톤 패턴 발생부 137에서 출력되는 기준 톤을 입력받아 추정 주파수()를 출력한다.

Nogammi & Nagashima가 제안한 대약적 동기 기술은 두 개의 연속된 샘플 데이터와 기준톤의 상관치를 이용하는 것이 아니라 하나의 샘플 데이터와 수신기가 이미 알고 있는 기준톤과의 상관치를 이용한다는 점에서 Classen & Myre 기술과의 차이점을 가진다.

상기 Nogammi & Nagashima의 기술에 따른 추정 주파수 옵셋은 다음 수학식 2에 의해 계산된다.

그리고 미세 주파수 동기 기술을 Dafara & Adami가 제안한 기술과 Mooserk 제안한 미세 주파수 동기기술이 있다.

Dafara & Adami가 제안한 기술은 송신 신호 성질을 이용하여 미세 주파수 동기를 획득하는 방식을 제안하였다. 즉, 주파수 옵셋이 없을 때 수신신호의 보호구간 내의 신호와 원래 신호는 같고, 주파수 옵셋이 있는 경우 보호구간에 있는 신호와 원래 신호는 주파수 옵셋에 의해서 다른 위상을 가지게 되고, 보호 구간내의 신호와 원래 신호를 곱했을 때 그 결과의 허수부는 주파수 옵셋에 대한 정보를 가진다는 성질을 이용하는 것이다. 제안된 방식은 이러한 성질을 이용하여 잔류 주파수 옵셋을 제거하는 기술이다.

이러한 미세 주파수 동기를 위한 블록 구성을 도4를 참조하여 설명하면, 대역 여파기 141은 아날로그 형태로 입력되는 수신데이터를 시스템이 원하는 대역으로 필터링하여 출력한다. 곱셈기 143은 상기 필터링된 수신데이터와 소정의 시험 보정 주파수를 입력받아 미세 주파수 옵셋을 보정하여 출력한다. ADC 145는 상기 곱셈기 143에서 출력되는 주파수 옵셋이 보정된 아날로그 형태의 수신데이터를 디지탈 형태의 OFDM 프레임으로 변환하여 출력한다. 가드 인터벌 제거기 153은 상기 ADC 145에서 출력되는 OFDM 프레임을 입력받고 상기 OFDM 프레임에 포함되어 있는 보호구간을 제거하여 OFDM 심볼을 출력한다. FFT 155는 가드 인터벌 제거기 153에서 출력된 OFDM 심볼을 N개의 샘플 데이터로 병렬화 하고 상기 N개의 샘플 데이터를 고속 퓨리에 변환을 수행하여 N개의 칩 데이터를 출력한다.

주파수 검출부 147은 미세주파수 옵셋을 보상하기 주파수 에러를 검출한다. 상기 주파수 검출부 147는 주파수 에러를 검출하기 두가지의 방법을 사용할 수 있다. 첫 번째는 도4에서 ⓐ경로를 통해 주파수 에러를 검출하는 것이고, 두 번째는ⓑ경로를 통해 주파수 에러를 검출하는 것이다.

우선 첫 번째 방법에 대해서 설명하면, ⓐ경로를 통해 주파수 에러를 검출하는 방법은 보호구간을 이용하여 검출하는 것이다. 구체적으로 주파수 검출부 147은 상기 ADC 145로부터 출력되는 OFDM 프레임을 입력받고, 상기 OFDM 프레임으로부터 보호구간을 검출한다. 상기 검출된 보호구간을 순수 샘플 데이터 중 상기 보호구간을 생성하기 위해 복사된 샘플 데이터 구간과 비교하여 주파수 에러를 검출한다.

ⓑ경로를 통한 두 번째 방법은 고속 퓨리에 변환된 칩 데이터를 이용하는 것이다. ⓑ 경로를 통해 주파수 에러를 검출할 경우 반송파 추출기 157을 구비해야 한다. 상기 반송파 추출기는 상기 FFT 155로부터 출력되는 칩 데이터열 중 일정 규칙에 의해 삽입되어 있는 파일럿 칩 데이터를 검출하여 주파수 검출기 147로 제공한다. 그러면 주파수 검출기 147은 미리 알고 있는 신호와 상기 파일럿 칩 데이터를 비교하여 주파수 에러를 검출한다.

전자는 Dafara & Adami가 제안한 방식으로, ADC 145에서 출력되는 디지탈 형태의 수신데이터로부터 보호구간을 검출하여 미세 추정 주파수 옵셋을 출력하는 것으로 이하 <수학식 3>에 의해 구해진다.

상기 N은 OFDM 심볼의 샘플 수이고, 은 보호구간의 샘플 수이다.

그리고 후자는 Moor가 제안한 방식으로 FFT 155와 반송파 추출기 157로부터파일럿 신호를 입력받아 미세 추정 주파수 옵셋을 출력하는 것으로 이하 <수학식 4>에 의해 계산된다.

상기 L은 주파수 에러를 추정하는 데 사용되어지는 샘플 수이다.

상기 주파수 검출기 147이 ⓐ경로 또는 ⓑ경로를 통해 얻어진 미세 추정 주파수 옵셋은 저역 여파기 149를 통해 전압제어발진기 151로 입력한다. 상기 전압제어 발진기 151은 상기 미세 추정 주파수 옵셋을 입력받아 시험 보정 주파수를 생성하여 상기 곱셈기 143으로 출력한다.

상기 보호구간을 근거로 한 ⓐ경로를 통한 미세 주파수 동기 기술(Guard Interval Based: GIB)은 수신기의 FFT 앞단에서 수행되어지고, 원래의 수신데이터에 포함되어 있는 파일럿 신호를 근거로 한 ⓑ경로를 통한 미세 주파수 동기 기술(Maximum Likelihood Estimation: MLE)은 FFT의 뒷단에서 수행되어진다는 차이점을 가지고 있다.

그리고 시험 보정 주파수 옵셋이이면 기저대역 수신 신호 Z(t)는로 표현할 수 있고, 이때 GIB 알고리즘은 항상 두 샘플간의 위상차가 2πT이지만 MLE 알고리즘은 두 샘플간의 위상차가 2πT'로 보호구간의 길이에 영향을 받는다.

상술한 바와 같이 종래의 대략적 주파수 동기 기술의 경우, 채널 잡음에 민감하여 구현 시 성능을 보장하기가 어렵다는 단점을 가지고 있다.

미세 주파수 동기 기술의 경우 잔류 주파수 옵셋의 위치와 가장 가까운 부반송파에 락(Lock)된다. 그러나 잔류 주파수 옵셋량이 부반송파 간격의 ±0.5 부근 값일 때 종래 미세 주파수 동기 기술은 동기 획득을 하지 못하는 치명적인 문제점을 가지고 있다.

그리고 종래는 고속 퓨리에 변환기 후단의 데이터를 이용하는 방식의 경우 고속 퓨리에 변환기 후단에서 처리됨으로써 동기 획득의 지연 시간이 길어져 결국 동기 획득에 소요되는 시간이 길어진다는 문제점을 가진다.

따라서 본 발명의 목적은 직교주파수분할다중/부호분할다중접속 시스템의 주파수 동기 장치에서 시간 영역의 신호만을 이용하여 주파수 동기를 수행하는 주파수 동기장치를 제공함에 있다.

본 발명의 다른 목적은 직교주파수분할다중/부호분할다중접속 시스템의 시간영역에서 광폭, 소폭, 미세의 세 단계로 주파수 동기를 수행하여 정확하게 동기를 맞출 수 있는 주파수 동기장치를 제공함에 있다.

상기한 목적을 달성하기 위해서 본 발명은 소정 개수의 샘플 데이터로 이루어지는 오·에프·디·엠 심볼과 상기 심볼간 간섭을 방지하기 위해 해당 심볼의 앞단에 삽입되는 보호구간으로 구성되는 오·에프·디·엠 프레임으로 데이터를 송수신하는 직교주파수분할/부호분할다중접속 통신시스템의 주파수 동기 장치에 있어서, 소정의 주파수 정정신호를 입력받아 수신되는 아날로그 수신데이터의 주파수 옵셋을 보상하여 출력하는 주파수 정정부와, 상기 수신데이터를 상기 오·에프·디·엠 프레임으로 변환하는 아날로그/디지털 컨버터와, 상기 오·에프·디·엠 프레임으로부터 상기 보호구간과 상기 보호구간을 생성하기 위해 사용되고 상기 오·에프·디·엠 심볼 중 일부 샘플 데이터로 구성되는 복사 데이터들을 검출하여 광폭, 소폭, 미세 순으로 주파수 옵셋을 추정하고 상기 추정된 각 주파수 옵셋에 대한 주파수 정정 신호를 상기 주파수 정정부로 출력하는 주파수 동기부로 이루어짐을 특징으로 한다.

도1은 일반적인 직교주파수분할다중/코드분할다중접속 시스템 블록도.

도2는 일반적인 직교주파수분할다중 시스템 수신기의 대략적 주파수 동기의 일 실시 예를 나타낸 대략적 주파수 동기 장치의 블록도.

도3은 일반적인 직교주파수분할다중 시스템 수신기의 대략적 주파수 동기의 또 다른 일 실시 예를 나타낸 대략적 주파수 동기 장치의 블록도.

도4는 일반적인 직교주파수분할다중 시스템 수신기의 미세 주파수 동기를 실행하기 위한 미세 주파수 동기장치의 블록 구성도.

도5는 본 발명의 실시 예에 따른 직교주파수분할다중/부호분할다중접속 시스템 수신기의 주파수 동기 장치의 블록 구성도.

이하 본 발명에 따른 바람직한 실시 예를 첨부한 도면을 참조하여 상세히 설명한다. 우선 각 도면의 구성요소들에 참조부호를 부가함에 있어서, 동일한 구성요소들에 한해서는 비록 다른 도면상에 표시되더라도 가능한 한 동일한 부호를 가지도록 하고 있음에 유의해야 한다. 그리고 본 발명을 설명함에 있어서, 관련된 공지 기능 혹은 구성에 대한 구체적인 설명이 본 발명의 요지를 불필요하게 흐릴 수 있다고 판단되는 경우 그 상세한 설명을 생략한다.

도5는 본 발명의 실시 예에 따른 직교주파수분할다중/부호분할다중접속 시스템의 주파수 동기 장치의 블록 구성도이다.

이하 도5를 참조하여 설명하면, 대역 여파기 160은 아날로그 형태의 신호인수신데이터를 입력받아 대역 필터링 한다. 주파수 정정부 161은 상기 대역 필터링된 수신데이터와 제1주파수 정정신호 또는 제2주파수 정정신호를 입력받고, 소정의 제어신호에 따라 상기 수신데이터를 상기 제1, 제2주파수 정정신호에 의해 주파수 옵셋을 보상하여 출력한다. 아날로그/디지털 컨버터(Analog and Digital Converter: 이하 'ADC'라 함) 162는 주파수 옵셋이 보상된 아날로그 형태의 수신데이터를 입력받아 디지탈 형태의 샘플 데이터로 변환하여 출력한다. 상기 디지탈 형태의 샘플 데이터는 가드 인터벌 제거기 163으로 입력한다. 가드 인터벌 제거기 163은 상기 샘플 데이터를 입력받고, OFDM 프레임 단위로 삽입되어 있는 보호구간을 제거하여 출력한다. 주파수 동기부 200은 상기 아날로그/디지탈 컨버터 162에서 출력되는 신호를 입력받아 광폭, 소폭, 미세 주파수 동기를 위한 각각의 추정 주파수 옵셋을 추정하고, 상기 추정된 추정 주파수 옵셋에 의한 제1, 2주파수 정정 신호를 상기 주파수 정정부 161로 출력한다.

이하 상기 광폭, 소폭, 미세 각각의 주파수 동기 방법을 구체적으로 설명한다.

우선 첫 번째로 광폭 주파수 동기방법에 대해 설명하면, 제어부 195는 본 발명에 따른 전반적인 동작을 제어한다. 특히, 상기 제어부 195는 초기 광폭 주파수 동기를 수행하기 위해 광폭 주파수 지연신호를 출력하고, 상기 광폭 주파수 동기가 이루어지면 소폭 지연신호를 출력하며, 상기 소폭 주파수 동기가 이루어지면 미세 지연신호를 출력한다. 지연기 164는 상기 아날로그/디지탈 컨버터 162에서 출력된 OFDM 프레임을 일정시간 동안 지연시켜 출력한다. 상기 지연시간은 하나의 OFDM 프레임 길이의 시간이다. 가드 인터벌/반송파 추출기 166은 상기 아날로그/디지탈 컨버터 162에서 출력되는 OFDM 프레임과 상기 지연기 164에서 출력된 OFDM 프레임을 입력받고, 상기 보호구간과 원래의 OFDM 심볼 중 상기 보호구간을 생성하기 위해 복사한 부분(이하 '복사 데이터'라 함)을 추출한다. 이동 인덱스 165는 상기 제어부 195로부터 초기 광폭 지연신호를 입력받아 정수의 이동 인덱스를 출력하고, 소폭 지연신호 입력 시 1/10 단위의 이동 인덱스를 출력한다. 상관값 검출기 167은 상기 가드 인터발/반송파 추출기 166으로부터 보호구간과 복사 데이터를 입력받고, 상기 이동 인덱스 165로부터 이동 인덱스 값을 입력받아 상기 보호구간과 복사 데이터를 정수배로 이동, 즉 샘플 데이터 단위로 이동시키면서 상관값을 검출하여 MIN/MAX 검출기 168로 출력한다. MIN/MAX 검출기 168은 상기 상기 제어부 195로부터 지연신호를 입력받고, 상기 지연신호에 따라 상기 MIN/MAX 검출기 168에서 입력되는 상관값들의 최대값 또는 최소값을 검출하여 출력한다. 광폭 주파수 동기에서는 상기 제어부 195로부터 광폭 지연신호를 입력받아 최소값을 검출하여 출력한다. 이때 출력되는 신호가 광폭 추정 신호이다. 또한 상기 MIN/MAX 검출기 168은 최소값이 검출되면 이를 제어부 195로 알려준다. 이는 주파수 옵셋이 존재할 경우, 수신된 신호가 전체적으로 이동하게 되고, 이러한 영향으로 잡음이 보호대역내에 주입된다. 이러한 성질을 이용하여 상기 가드 인터벌/반송파 추출기 166, 상관값 검출기 167, Min/Max 검출기 168에서 대략적 주파수 옵셋을 추정한다. 본 발명에 따른 시간 영역에서 보호대역 전력 검출을 이용한 광폭 주파수 동기의 추정 주파수 옵셋 계산 방법은 다음 <수학식 5>에 의해 계산된다.

상기 i는 슬라이딩 윈도우(Sliding Window)의 크기이고, K_MIN및 K_MAX는 FFT의 최소, 최대 부반송파수이다. 여기서 상기 Z_l은 심볼을 의미한다.

두 번째로 소폭 주파수 동기 방법에 대해 설명하면, 가드 인터벌/반송파 추출기 166은 상기 아날로그/디지탈 컨버터 162에서 출력된 OFDM 프레임을 입력받아 가드 인터벌과 복사 데이터를 추출하여 상관값 검출기 167로 출력한다. 상관값 검출기 167은 상기 가드 인터발/반송파 추출기 166으로부터 보호구간과 복사 데이터를 입력받고, 상기 이동 인덱스 165로부터 샘플 데이터 길이의 1/10 간격의 이동 인덱스를 입력받아 상기 검출된 보호구간의 샘플 데이터와 상기 샘플 데이터와 동일한 복사 데이터의 샘플 데이터를 1/10 폭으로 이동시키면서 상관값을 검출하여 출력한다. Min/Max 검출기 168은 제어부 195로부터 소폭 지연신호를 입력받아 상기 상관값 검출기 167에서 검출되는 상관값 중 최대 전력을 갖는 상관값을 검출하고, 이때의 주파수를 소폭 추정 주파수 옵셋인 소폭 추정 신호로 출력한다. 소폭 주파수 동기에 따른 추정 주파수 옵셋은 다음 <수학식 6>에 의해 계산된다.

여기서 f_trial은 강제 시험 보정 주파수로써 그 범위는 0보다 크고 1보다는 작은 값이다. 일단 강제 시험 보정 주파수의 간격을 선택하면, 단위 간격으로 증가시키면서 소폭 주파수 옵셋량을 결정한다. 상기 Z는 보호구간의 샘플 데이터이고, X는 상기 복사 데이터이다.

상기 광폭 주파수 옵셋과 소폭 주파수 옵셋이 추정되면 MIN/MAX 검출기 168은 상기 광폭 추정 신호와 소폭 추정신호를 출력한다. 가산기 169는 상기 광폭 추정신호와 소폭 추정신호를 가산하여 상기 주파수 정정부 161로 출력한다. 이하 상기 광폭 추정신호와 소폭 추정신호를 가산한 신호를 제1 주파수 정정신호라 한다.

세 번째로 미세 주파수 동기 방법을 설명하면, 가드 인터벌/반송파 추출기 166은 아날로그/디지탈 컨버터 162에서 출력된 OFDM 프레임을 입력받고, 상기 OFDM 프레임으로부터 보호구간과 복사 데이터를 추출하여 주파수 검출기 170으로 출력한다. 미세 주파수 동기 방법은 광폭 및 소폭 주파수 동기가 이루어진 후에 수행되며, 상기 도4에서 설명한 GIB 방법을 사용하였다. 즉, 주파수 검출기 170은 상기 제어부 195의 제어를 받아 상기 가드 인터벌/반송파 추출기 166에서 출력되는 보호구간의 샘플 데이터와 상기 샘플 데이터와 동일한 복사 데이터의 샘플 데이터를 입력받아 두 샘플 데이터의 위상차를 검출하고, 이를 미세 주파수 옵셋으로 결정하여 저역 여파기 171을 통해 전압제어발진기 172로 출력한다. 상기 저역 여파기 171과 전압제어발진기 172는 제어부 195의 제어를 받아 동작한다. 상기 전압제어발진기 172는 상기 미세 주파수 옵셋을 입력받아 제2주파수 정정 신호를 발생하여 상기 주파수 정정부 161로 출력한다. 상기 미세 주파수 옵셋을 계산하기 위한 수학식은 이하 <수학식 7>에 의해 계산된다.

이때 주파수 정정부 161은 상기 제어부 195의 제어를 받아 상기 가산기 169에서 출력된 제1주파수 정정 신호와 전압 제어 발진기 172에서 출력되는 제2주파수 정정 신호를 입력받아 수신 신호의 주파수 옵셋을 정정한다.

상기한 바와 같이 본 발명은 OFDM 전송을 수행하므로 잡음 특성에 강하고, 광폭, 소폭 및 미세의 세 단계로 주파수 동기를 시간 영역에서 수행하여 주파수 영역에서의 부반송파 간격의 1/2 부근의 주파수 동기를 맞출 수 있으므로 보다 정확한 동기를 보장할 수 있으므로 수신기의 성능을 향상시킬 수 있는 이점이 있다.

Claims (9)

1. 소정 개수의 샘플 데이터로 이루어지는 오·에프·디·엠 심볼과 상기 심볼간 간섭을 방지하기 위해 해당 심볼의 앞단에 삽입되는 보호구간으로 구성되는 오·에프·디·엠 프레임으로 데이터를 송수신하는 직교주파수분할/부호분할다중접속 통신시스템의 주파수 동기 장치에 있어서,

   소정의 주파수 정정신호를 입력받아 수신되는 아날로그 수신데이터의 주파수 옵셋을 보상하여 출력하는 주파수 정정부와,

   상기 수신데이터를 상기 오·에프·디·엠 프레임으로 변환하는 아날로그/디지털 컨버터와,

   상기 오·에프·디·엠 프레임으로부터 상기 보호구간과 상기 보호구간을 생성하기 위해 사용되고 상기 오·에프·디·엠 심볼 중 일부 샘플 데이터로 구성되는 복사 데이터들을 검출하여 광폭, 소폭, 미세 순으로 주파수 옵셋을 추정하고 상기 추정된 각 주파수 옵셋에 대한 주파수 정정 신호를 상기 주파수 정정부로 출력하는 주파수 동기부로 이루어짐을 특징으로 하는 직교주파수분할다중/부호분할다중접속 통신시스템의 주파수 동기 장치.
2. 제1항에 있어서, 상기 광폭, 소폭, 미세 순으로 주파수 동기를 수행하도록 제어신호를 출력하는 제어부를 더 구비함을 특징으로 하는 직교주파수분할다중/부호분할다중 접속 통신시스템의 주파수 동기장치.
3. 제2항에 있어서, 상기 주파수 동기부가,

   상기 오·에프·디·엠 프레임을 입력받아 보호구간과 상기 복사 데이터를 추출하는 가드 인터벌/반송파 추출기와,

   상기 제어신호에 따라 정수 또는 1/10 소수 이동 인덱스를 출력하는 이동 인덱스 생성부와,

   상기 보호구간의 제1샘플 데이터와 복사 데이터의 제2샘플 데이터를 입력받고, 상기 이동 인덱스에 따라 상기 제1 또는 제2 샘플 데이터를 이동시키면서 상기 제1 및 제2 샘플 데이터의 상관값을 검출하여 제1주파수 정정 신호를 상기 주파수 저정부로 출력하는 대략적 주파수 동기부와,

   상기 대략적 주파수 동기 수행 후, 상기 제1샘플 데이터와 제2샘플 데이터를 입력받아 위상동기루프를 수행하여 제2주파수 정정신호를 상기 주파수 정정부로 출력하는 미세 주파수 동기부로 이루어짐을 특징으로 하는 직교주파수분할다중/부호분할다중 접속 통신시스템의 주파수 동기장치.
4. 제3항에 있어서, 상기 대략적 주파수 동기부가,

   상기 이동 인덱스 값에 따라 상기 제1 샘플 데이터들과 제2샘플 데이터들을이동시키면서 상관값을 검출하여 출력하는 상관값 검출기와,

   상기 제어신호가 광폭 제어신호이면 상기 샘플 데이터 수만큼의 상관값들 중 최소값을 검출하여 광폭 추정신호를 출력하고, 상기 제어신호가 소폭 제어신호이면 상기 상관값들 중 최대값을 검출하여 소폭 추정 신호를 출력하는 최대/최소 검출기와,

   상기 광폭 추정신호와 소폭 추정신호를 입력받아 가산하여 제1주파수 정정신호를 상기 주파수 정정부로 출력하는 가산기로 이루어짐을 특징으로 하는 직교주파수분할다중/부호분할다중 접속 통신시스템의 주파수 동기장치.
5. 제4항에 있어서, 상기 광폭 추정 주파수가 하기 수학식 8에 의해 계산되어짐을 특징으로 하는 다중 반송파 무선 비동기전송모드 시스템의 주파수 동기 장치.
6. 제4항에 있어서, 상기 소폭 추정 주파수가 하기 수학식 9에 의해 계산되어짐을 특징으로 하는 다중 반송파 무선 비동기전송모드 시스템의 주파수 동기 장치.
7. 제2항에 있어서, 상기 미세 주파수 동기부가,

   상기 가드 인터벌/반송파 추출기에서 출력되는 반송파의 파일럿 신호를 검출하는 주파수 검출부와,

   상기 주파수 검출부에서 검출된 파일럿 신호를 저역 필터링 하는 저역 여파기와,

   상기 저역 여파기에서 출력되는 파일럿 신호를 받아 제2 주파수 정정 신호를 출력하여 미세 주파수 옵셋을 정정시키는 전압제어발전기로 이루어짐을 특징으로 하는 다중 반송파 무선 비동기전송모드 시스템의 주파수 동기 장치.
8. 제7항에 있어서, 상기 제2주파수 정정 신호가 미세 추정 옵셋 주파수임을 특징으로 하는 다중 반송파 무선 비동기 전송모드 시스템의 주파수 동기 장치.
9. 제8항에 있어서, 상기 미세 추정 옵셋 주파수는 하기 수학식 10에 의해 계산됨을 특징으로 하는 다중 반송파 무선 비동기전송모드 시스템의 주파수 동기 장치.