JP3429747B2 - 多重搬送波システムにおける周波数粗同期 - Google Patents
多重搬送波システムにおける周波数粗同期Info
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Description
【０００１】［発明の分野］
本発明は、復調システムにおける発振器周波数からの搬
送波周波数偏差を補償する周波数粗同期を行うための方
法および装置に関する。特に、本発明は、少なくとも１
つの有用なシンボルと、参照シンボルとを含むフレーム
構造を有する多重搬送波変調（ＭＣＭ）信号についての
復調システムにおけるかかる方法および装置に関する。
送波周波数偏差を補償する周波数粗同期を行うための方
法および装置に関する。特に、本発明は、少なくとも１
つの有用なシンボルと、参照シンボルとを含むフレーム
構造を有する多重搬送波変調（ＭＣＭ）信号についての
復調システムにおけるかかる方法および装置に関する。
【０００２】本発明は特に、デジタル放送に直交周波数
分割多重変調方式（ＯＦＤＭ）を使用するＭＣＭ伝送シ
ステムにおいて有用である。
分割多重変調方式（ＯＦＤＭ）を使用するＭＣＭ伝送シ
ステムにおいて有用である。
【０００３】［発明の背景］
多重搬送波伝送システム（ＭＣＭ、ＯＦＤＭ）では、搬
送波周波数オフセットの影響が、単一搬送波伝送システ
ムよりも実質的にはるかに顕著である。ＭＣＭは、位相
雑音と、振幅歪みおよびインターキャリア干渉（ＩＣ
Ｉ）として生じる周波数オフセットに対してより敏感で
ある。インターキャリア干渉は、副搬送波が互いに関し
てもはや直交しなくなるという影響を有する。周波数オ
フセットは、電源投入後、またはその後にもベースバン
ドへのダウンコンバートに使用される発振器の周波数偏
差により生じる。自走発振器の周波数に典型的な精度
は、搬送波周波数±約５０ｐｐｍである。例えば、搬送
波周波数が２．３４ＧＨｚのＳバンドにある場合に、１
００ＫＨｚを越える極大発振器（ＬＯ）周波数偏差（１
１７．２５ＫＨｚ）がある。上記作用により、周波数オ
フセット修正に用いるアルゴリズムに対する要件が高く
なる。
送波周波数オフセットの影響が、単一搬送波伝送システ
ムよりも実質的にはるかに顕著である。ＭＣＭは、位相
雑音と、振幅歪みおよびインターキャリア干渉（ＩＣ
Ｉ）として生じる周波数オフセットに対してより敏感で
ある。インターキャリア干渉は、副搬送波が互いに関し
てもはや直交しなくなるという影響を有する。周波数オ
フセットは、電源投入後、またはその後にもベースバン
ドへのダウンコンバートに使用される発振器の周波数偏
差により生じる。自走発振器の周波数に典型的な精度
は、搬送波周波数±約５０ｐｐｍである。例えば、搬送
波周波数が２．３４ＧＨｚのＳバンドにある場合に、１
００ＫＨｚを越える極大発振器（ＬＯ）周波数偏差（１
１７．２５ＫＨｚ）がある。上記作用により、周波数オ
フセット修正に用いるアルゴリズムに対する要件が高く
なる。
【０００４】［従来技術の説明］
周波数同期についての従来技術によるアルゴリズムは殆
ど、周波数修正を２つの段階に分けている。第１段階に
おいて、粗同期が行われる。第２段階において、精細な
修正を達成することができる。搬送波周波数の粗同期に
ついての周波数使用アルゴリズムは、周波数領域におい
て特殊なスペクトルパターンを持つ同期シンボルを使用
する。このような同期シンボルは、例えばＣＡＺＡＣ
（ＣＡＺＡＣ＝Constant Amplitude Zero Autocorrelat
ion）シーケンスである。受信信号のパワースペクトル
と、伝送信号のパワースペクトルとの比較、すなわち相
関を通して、周波数搬送波オフセットを大まかに推定す
ることができる。これらの従来技術によるアルゴリズム
はすべて、周波数領域において機能する。例えば、Ferd
inand Clasen, Heinrich Meyrの「Synchronization Alg
orithms for an OFDMSystem for Mobile Communicatio
n」（ITG-Fachtagung 130, Codierung fur Quelle, Kan
al und Ubertragung, pp.105-113, Oct. 26-28, 199
4）、およびTimothy M. Schmidl, Donald C. Coxの「Lo
w-Overhead, Low-Complexity [Burst] Synchronization
for OFDM」（IEEE International Conference on Comm
unication ICC 1996議事録、pp.1301-1306(1996)）を参
照されたい。
ど、周波数修正を２つの段階に分けている。第１段階に
おいて、粗同期が行われる。第２段階において、精細な
修正を達成することができる。搬送波周波数の粗同期に
ついての周波数使用アルゴリズムは、周波数領域におい
て特殊なスペクトルパターンを持つ同期シンボルを使用
する。このような同期シンボルは、例えばＣＡＺＡＣ
（ＣＡＺＡＣ＝Constant Amplitude Zero Autocorrelat
ion）シーケンスである。受信信号のパワースペクトル
と、伝送信号のパワースペクトルとの比較、すなわち相
関を通して、周波数搬送波オフセットを大まかに推定す
ることができる。これらの従来技術によるアルゴリズム
はすべて、周波数領域において機能する。例えば、Ferd
inand Clasen, Heinrich Meyrの「Synchronization Alg
orithms for an OFDMSystem for Mobile Communicatio
n」（ITG-Fachtagung 130, Codierung fur Quelle, Kan
al und Ubertragung, pp.105-113, Oct. 26-28, 199
4）、およびTimothy M. Schmidl, Donald C. Coxの「Lo
w-Overhead, Low-Complexity [Burst] Synchronization
for OFDM」（IEEE International Conference on Comm
unication ICC 1996議事録、pp.1301-1306(1996)）を参
照されたい。
【０００５】搬送波周波数の粗同期について、Paul H.
Mooseの「A Technique for Orthogonal Frequency Divi
sion Multiplexing Frequency Offset Correction」（I
EEETransaction On Communications, Vol. 42, No. 10,
１９９４年１０月）は、副搬送波の距離が、受信した
搬送波と、伝送した搬送波の間の最大周波数差分よりも
大きくなるように、副搬送波間の間隔を増大することを
提案している。副搬送波の距離は、高速フーリエ変換に
より変換されるサンプル値の数を低減することで、増大
される。これは、高速フーリエ変換により変換されるサ
ンプル値の数が低減することに対応する。
Mooseの「A Technique for Orthogonal Frequency Divi
sion Multiplexing Frequency Offset Correction」（I
EEETransaction On Communications, Vol. 42, No. 10,
１９９４年１０月）は、副搬送波の距離が、受信した
搬送波と、伝送した搬送波の間の最大周波数差分よりも
大きくなるように、副搬送波間の間隔を増大することを
提案している。副搬送波の距離は、高速フーリエ変換に
より変換されるサンプル値の数を低減することで、増大
される。これは、高速フーリエ変換により変換されるサ
ンプル値の数が低減することに対応する。
【０００６】ＷＯ９８００９４６Ａは、ＯＦＤＭ信号の
タイミングおよび周波数同期についてのシステムに関す
る。ＯＦＤＭトレーニングシンボルは、２データフレー
ム未満で完全な同期を得るために使用される。ＯＦＤＭ
トレーニングシンボルは、好ましくはフレーム毎に少な
くとも一度、ＯＦＤＭ信号に配置される。第１のＯＦＤ
Ｍトレーニングシンボルは、偶数番号のＯＦＤＭ副搬送
波を変調する一方で、奇数番号のＯＦＤＭ副搬送波を抑
制することにより生成される。したがって、第１のＯＦ
ＤＭトレーニングシンボルは、第１の所定の疑似雑音シ
ーケンスでこのシンボルの偶数番号の搬送波を変調する
ことによって生成される。この結果、偶数番号の副搬送
波周波数はそれぞれシンボル間隔の半分毎に繰り返され
るため、２つの同一の半分を有する時間領域ＯＦＤＭシ
ンボルになる。搬送波周波数オフセットが副搬送波帯域
幅よりも大きくない場合、搬送波周波数オフセットは、
第１のＯＦＤＭトレーニングシンボルの２つの半分間の
位相差を用いて、決定することができる。搬送波周波数
オフセットが副搬送波帯域幅よりも大きくなりえる場合
には、第２の所定の疑似雑音シーケンスを使用して、こ
のシンボルの偶数番号の周波数を変調することで、かつ
第３の所定の疑似雑音シーケンスを使用してこのシンボ
ルの奇数番号の搬送波を変調することで形成される第２
のＯＦＤＭトレーニングシンボルが用いられる。この第
２のＯＦＤＭトレーニングシンボルは、搬送波周波数オ
フセットの整数部分を決定するために使用される。この
整数部分と、第１のＯＦＤＭトレーニングシンボルから
決定される正または負の分数部分とは、周波数粗同期を
行うために使用される。搬送波周波数オフセットの整数
部分を決定するためには、２つのトレーニングシンボル
を高速フーリエ変換する必要がある。
タイミングおよび周波数同期についてのシステムに関す
る。ＯＦＤＭトレーニングシンボルは、２データフレー
ム未満で完全な同期を得るために使用される。ＯＦＤＭ
トレーニングシンボルは、好ましくはフレーム毎に少な
くとも一度、ＯＦＤＭ信号に配置される。第１のＯＦＤ
Ｍトレーニングシンボルは、偶数番号のＯＦＤＭ副搬送
波を変調する一方で、奇数番号のＯＦＤＭ副搬送波を抑
制することにより生成される。したがって、第１のＯＦ
ＤＭトレーニングシンボルは、第１の所定の疑似雑音シ
ーケンスでこのシンボルの偶数番号の搬送波を変調する
ことによって生成される。この結果、偶数番号の副搬送
波周波数はそれぞれシンボル間隔の半分毎に繰り返され
るため、２つの同一の半分を有する時間領域ＯＦＤＭシ
ンボルになる。搬送波周波数オフセットが副搬送波帯域
幅よりも大きくない場合、搬送波周波数オフセットは、
第１のＯＦＤＭトレーニングシンボルの２つの半分間の
位相差を用いて、決定することができる。搬送波周波数
オフセットが副搬送波帯域幅よりも大きくなりえる場合
には、第２の所定の疑似雑音シーケンスを使用して、こ
のシンボルの偶数番号の周波数を変調することで、かつ
第３の所定の疑似雑音シーケンスを使用してこのシンボ
ルの奇数番号の搬送波を変調することで形成される第２
のＯＦＤＭトレーニングシンボルが用いられる。この第
２のＯＦＤＭトレーニングシンボルは、搬送波周波数オ
フセットの整数部分を決定するために使用される。この
整数部分と、第１のＯＦＤＭトレーニングシンボルから
決定される正または負の分数部分とは、周波数粗同期を
行うために使用される。搬送波周波数オフセットの整数
部分を決定するためには、２つのトレーニングシンボル
を高速フーリエ変換する必要がある。
【０００７】［発明の概要］
本発明の目的は、ＭＣＭ信号における副搬送波距離の複
数に対応する周波数オフセットの場合であっても、周波
数粗同期を行うための方法および装置を提供することに
ある。
数に対応する周波数オフセットの場合であっても、周波
数粗同期を行うための方法および装置を提供することに
ある。
【０００８】第１の態様によれば、本発明は、少なくと
も１つの有用なシンボルと、振幅変調ビットシーケンス
である参照シンボルとを含むフレーム構造を有する信号
を復調可能な復調システムにおける発振器周波数からの
搬送波周波数偏差を補償する周波数粗同期を行う方法で
あって、前記信号を受信するステップと、該受信した信
号をダウンコンバートするステップと、該ダウンコンバ
ートした信号の振幅復調を行い、エンベロープを生成す
るステップと、該エンベロープを所定の参照パターンと
相関させて、前記搬送波周波数偏差を決定するステップ
と、該搬送波周波数偏差に基づいて、前記発振器周波数
を制御するステップと、を含む方法を提供する。
も１つの有用なシンボルと、振幅変調ビットシーケンス
である参照シンボルとを含むフレーム構造を有する信号
を復調可能な復調システムにおける発振器周波数からの
搬送波周波数偏差を補償する周波数粗同期を行う方法で
あって、前記信号を受信するステップと、該受信した信
号をダウンコンバートするステップと、該ダウンコンバ
ートした信号の振幅復調を行い、エンベロープを生成す
るステップと、該エンベロープを所定の参照パターンと
相関させて、前記搬送波周波数偏差を決定するステップ
と、該搬送波周波数偏差に基づいて、前記発振器周波数
を制御するステップと、を含む方法を提供する。
【０００９】第２の態様によれば、本発明は、少なくと
も１つの有用なシンボルと、２つの同一シーケンスを含
む、振幅変調ビットシーケンスである参照シンボルとを
含むフレーム構造を有する信号を復調可能な復調システ
ムにおける発振器周波数からの搬送波周波数偏差を補償
する周波数粗同期を行う方法であって、前記信号を受信
するステップと、該受信した信号をダウンコンバートす
るステップと、該ダウンコンバートした信号の振幅復調
を行い、エンベロープを生成するステップであって、該
エンベロープは前記同一シーケンスに基づく２つの部分
を有するステップと、該エンベロープの前記部分の一方
を前記部分の他方と相関させて、前記搬送波周波数偏差
を決定するステップと、該搬送波周波数偏差に基づい
て、前記発振器周波数を制御するステップと、を含む方
法を提供する。
も１つの有用なシンボルと、２つの同一シーケンスを含
む、振幅変調ビットシーケンスである参照シンボルとを
含むフレーム構造を有する信号を復調可能な復調システ
ムにおける発振器周波数からの搬送波周波数偏差を補償
する周波数粗同期を行う方法であって、前記信号を受信
するステップと、該受信した信号をダウンコンバートす
るステップと、該ダウンコンバートした信号の振幅復調
を行い、エンベロープを生成するステップであって、該
エンベロープは前記同一シーケンスに基づく２つの部分
を有するステップと、該エンベロープの前記部分の一方
を前記部分の他方と相関させて、前記搬送波周波数偏差
を決定するステップと、該搬送波周波数偏差に基づい
て、前記発振器周波数を制御するステップと、を含む方
法を提供する。
【００１０】第３の態様によれば、本発明は、少なくと
も１つの有用なシンボルと、振幅変調ビットシーケンス
である参照シンボルとを含むフレーム構造を有する信号
を復調可能な復調システムにおける発振器周波数からの
搬送波周波数偏差を補償する周波数粗同期を行う装置で
あって、前記信号を受信する受信手段と、該受信した信
号をダウンコンバートするダウンコンバータと、該ダウ
ンコンバートした信号の振幅復調を行い、エンベロープ
を生成する振幅復調器と、該エンベロープを所定の参照
パターンと相関させて、前記搬送波周波数偏差を決定す
る相関器と、該搬送波周波数偏差に基づいて、前記発振
器周波数を制御する手段と、を備える装置を提供する。
も１つの有用なシンボルと、振幅変調ビットシーケンス
である参照シンボルとを含むフレーム構造を有する信号
を復調可能な復調システムにおける発振器周波数からの
搬送波周波数偏差を補償する周波数粗同期を行う装置で
あって、前記信号を受信する受信手段と、該受信した信
号をダウンコンバートするダウンコンバータと、該ダウ
ンコンバートした信号の振幅復調を行い、エンベロープ
を生成する振幅復調器と、該エンベロープを所定の参照
パターンと相関させて、前記搬送波周波数偏差を決定す
る相関器と、該搬送波周波数偏差に基づいて、前記発振
器周波数を制御する手段と、を備える装置を提供する。
【００１１】第４の態様によれば、本発明は、少なくと
も１つの有用なシンボルと、２つの同一シーケンスを含
む、振幅変調ビットシーケンスである参照シンボルとを
含むフレーム構造を有する信号を復調可能な復調システ
ムにおける発振器周波数からの搬送波周波数偏差を補償
する周波数粗同期を行う装置であって、前記信号を受信
する受信手段と、該受信した信号をダウンコンバートす
るダウンコンバータと、該ダウンコンバートした信号の
振幅復調を行い、エンベロープを生成する振幅復調器で
あって、該エンベロープは前記同一シーケンスに基づく
２つの部分を有する振幅復調器と、該エンベロープの前
記部分の一方を前記部分の他方と相関させて、前記搬送
波周波数偏差を決定する相関器と、該搬送波周波数偏差
に基づいて、前記発振器周波数を制御する手段と、を備
える装置を提供する。
も１つの有用なシンボルと、２つの同一シーケンスを含
む、振幅変調ビットシーケンスである参照シンボルとを
含むフレーム構造を有する信号を復調可能な復調システ
ムにおける発振器周波数からの搬送波周波数偏差を補償
する周波数粗同期を行う装置であって、前記信号を受信
する受信手段と、該受信した信号をダウンコンバートす
るダウンコンバータと、該ダウンコンバートした信号の
振幅復調を行い、エンベロープを生成する振幅復調器で
あって、該エンベロープは前記同一シーケンスに基づく
２つの部分を有する振幅復調器と、該エンベロープの前
記部分の一方を前記部分の他方と相関させて、前記搬送
波周波数偏差を決定する相関器と、該搬送波周波数偏差
に基づいて、前記発振器周波数を制御する手段と、を備
える装置を提供する。
【００１２】本発明は、特にＭＣＭシステムにおける、
周波数粗同期について新しい方式を提供する。本発明は
特に、差分符号化および周波数軸に沿ったマッピングを
用いるシステムにおいて有用である。本発明によれば、
周波数粗同期のアルゴリズムは、振幅変調シーケンスに
より形成される参照シンボルに基づく。この振幅変調シ
ーケンスシンボルの長さは、有用なシンボルの長さ未満
でありうる。本発明によるアルゴリズムは、時間領域ま
たは周波数領域において使用することが可能である。周
波数オフセットを決定するために、受信したＭＣＭシン
ボルと所定の参照パターンとの相関が、本発明の第１の
実施形態に従って行われる。本発明の第２の実施形態に
よれば、参照シンボルは、２つの同一な振幅変調シーケ
ンスを少なくとも含み、周波数オフセットは、これらの
同一シーケンスに対応する復調部分間の相関に基づい
て、決定される。
周波数粗同期について新しい方式を提供する。本発明は
特に、差分符号化および周波数軸に沿ったマッピングを
用いるシステムにおいて有用である。本発明によれば、
周波数粗同期のアルゴリズムは、振幅変調シーケンスに
より形成される参照シンボルに基づく。この振幅変調シ
ーケンスシンボルの長さは、有用なシンボルの長さ未満
でありうる。本発明によるアルゴリズムは、時間領域ま
たは周波数領域において使用することが可能である。周
波数オフセットを決定するために、受信したＭＣＭシン
ボルと所定の参照パターンとの相関が、本発明の第１の
実施形態に従って行われる。本発明の第２の実施形態に
よれば、参照シンボルは、２つの同一な振幅変調シーケ
ンスを少なくとも含み、周波数オフセットは、これらの
同一シーケンスに対応する復調部分間の相関に基づい
て、決定される。
【００１３】参照シンボルの平均振幅は、残りの信号の
平均振幅と同一となるよう選択する、すなわち、振幅範
囲の中間にある復調された振幅変調シーケンスのサンプ
ルすべてを選択することが好ましい。自動利得制御（Ａ
ＧＣ：Automatic Gain Control）の時間定数について
は、参照シンボルの強信号部分が過度に自動利得制御信
号に影響を及ぼさないよう十分に長いものを選択するよ
うに、注意すべきである。そうでなければ、振幅変調シ
ーケンス後に発生する信号がひどく減衰されてしまう。
平均振幅と同一となるよう選択する、すなわち、振幅範
囲の中間にある復調された振幅変調シーケンスのサンプ
ルすべてを選択することが好ましい。自動利得制御（Ａ
ＧＣ：Automatic Gain Control）の時間定数について
は、参照シンボルの強信号部分が過度に自動利得制御信
号に影響を及ぼさないよう十分に長いものを選択するよ
うに、注意すべきである。そうでなければ、振幅変調シ
ーケンス後に発生する信号がひどく減衰されてしまう。
【００１４】本発明の好ましい実施形態によれば、参照
シンボルの振幅変調シーケンスは、疑似ランダムビット
シーケンス（ＰＲＢＳ：Pseudo Random Bit Sequence）
となるよう選択される。これは、かかるシーケンスが、
可能な限り広くあるべきである相関信号において明瞭な
相関最大を持ち、良好な自己相関特性を有するためであ
る。
シンボルの振幅変調シーケンスは、疑似ランダムビット
シーケンス（ＰＲＢＳ：Pseudo Random Bit Sequence）
となるよう選択される。これは、かかるシーケンスが、
可能な限り広くあるべきである相関信号において明瞭な
相関最大を持ち、良好な自己相関特性を有するためであ
る。
【００１５】本発明の好ましい実施形態によれば、周波
数粗同期を、ＭＣＭ信号のフレーム同期を達成した後
に、振幅変調シーケンスを用いて行うことができる。本
発明のアルゴリズムは、時間領域および周波数領域の双
方において機能する。副搬送波間隔の±１０倍までの周
波数オフセットを修正することが可能である。
数粗同期を、ＭＣＭ信号のフレーム同期を達成した後
に、振幅変調シーケンスを用いて行うことができる。本
発明のアルゴリズムは、時間領域および周波数領域の双
方において機能する。副搬送波間隔の±１０倍までの周
波数オフセットを修正することが可能である。
【００１６】以下に、本発明の好ましい実施形態につい
て、添付図面を基にして詳細に説明する。
て、添付図面を基にして詳細に説明する。
【００１７】［好ましい実施形態の詳細な説明］
本発明を詳細に考察する前に、ＭＣＭ伝送システムの動
作モードについて、図１を参照しながら説明する。本発
明について、図１に示すようなＭＣＭシステムを参照し
ながら説明するが、伝送信号が有用なシンボルと、参照
シンボルとを含む限り、本発明を異なる信号伝送と組み
合わせて使用することができることは明白である。
作モードについて、図１を参照しながら説明する。本発
明について、図１に示すようなＭＣＭシステムを参照し
ながら説明するが、伝送信号が有用なシンボルと、参照
シンボルとを含む限り、本発明を異なる信号伝送と組み
合わせて使用することができることは明白である。
【００１８】図１を参照して、従来技術によるＭＣＭ送
信器に略対応するＭＣＭ送信器が１００に図示される。
かかるＭＣＭ送信器の説明は、例えば、William Y. Zo
u, Yiyan Wuの「COFDM: An OVERVIEW」(IEEE Transacti
ons on Broadcasting, vol. 41, No. 1,１９９５年３
月)において見つけることができる。
信器に略対応するＭＣＭ送信器が１００に図示される。
かかるＭＣＭ送信器の説明は、例えば、William Y. Zo
u, Yiyan Wuの「COFDM: An OVERVIEW」(IEEE Transacti
ons on Broadcasting, vol. 41, No. 1,１９９５年３
月)において見つけることができる。
【００１９】データソース１０２は、シリアルビットス
トリーム１０４をＭＣＭ送信器に提供する。入力された
シリアルビットストリーム１０４は、この入力されたシ
リアルビットストリーム１０４からスペクトル１０８の
シーケンスを生成するビット搬送波マッパ１０６に供給
される。逆高速フーリエ変換（ＩＦＦＴ）１１０が、ス
ペクトル１０８のシーケンスに対して行われ、ＭＣＭ時
間領域信号１１２を生成する。ＭＣＭ時間領域信号は、
ＭＣＭ時間信号の有用なＭＣＭ信号を形成する。多重通
路歪みに起因するシンボル間干渉（ＩＳＩ）を防ぐため
に、ユニット１１４が、時を違えず隣接したＭＣＭシン
ボル間に固定長のガード間隔を挿入するために設けられ
る。本発明の好ましい実施形態によれば、有用なＭＣＭ
信号の最後の部分は、同じものを有用なシンボルの前に
配置することで、ガード間隔として用いられる。結果得
られるＭＣＭシンボルは、図１において１１５で示さ
れ、図４に示すＭＣＭシンボル１６０に相当する。
トリーム１０４をＭＣＭ送信器に提供する。入力された
シリアルビットストリーム１０４は、この入力されたシ
リアルビットストリーム１０４からスペクトル１０８の
シーケンスを生成するビット搬送波マッパ１０６に供給
される。逆高速フーリエ変換（ＩＦＦＴ）１１０が、ス
ペクトル１０８のシーケンスに対して行われ、ＭＣＭ時
間領域信号１１２を生成する。ＭＣＭ時間領域信号は、
ＭＣＭ時間信号の有用なＭＣＭ信号を形成する。多重通
路歪みに起因するシンボル間干渉（ＩＳＩ）を防ぐため
に、ユニット１１４が、時を違えず隣接したＭＣＭシン
ボル間に固定長のガード間隔を挿入するために設けられ
る。本発明の好ましい実施形態によれば、有用なＭＣＭ
信号の最後の部分は、同じものを有用なシンボルの前に
配置することで、ガード間隔として用いられる。結果得
られるＭＣＭシンボルは、図１において１１５で示さ
れ、図４に示すＭＣＭシンボル１６０に相当する。
【００２０】図４は、フレーム構造を有する典型的なＭ
ＣＭ信号の構造を示す。ＭＣＭ時間信号の１つのフレー
ムは、複数のＭＣＭシンボル１６０から構成される。各
ＭＣＭシンボル１６０は、有用なシンボル１６２と、そ
れに関連するガード間隔１６４とによって形成される。
図４に示すように、各フレームは、１つの参照シンボル
１６６を含む。本発明は、このようなＭＣＭ信号と有利
に併用可能であるが、しかし、このような信号構造は、
伝送された信号が有用な部分と、少なくとも１つの参照
シンボルとを含む限り、本発明の実施に必ずしも必要な
ものではない。
ＣＭ信号の構造を示す。ＭＣＭ時間信号の１つのフレー
ムは、複数のＭＣＭシンボル１６０から構成される。各
ＭＣＭシンボル１６０は、有用なシンボル１６２と、そ
れに関連するガード間隔１６４とによって形成される。
図４に示すように、各フレームは、１つの参照シンボル
１６６を含む。本発明は、このようなＭＣＭ信号と有利
に併用可能であるが、しかし、このような信号構造は、
伝送された信号が有用な部分と、少なくとも１つの参照
シンボルとを含む限り、本発明の実施に必ずしも必要な
ものではない。
【００２１】図４に示す最終的なフレーム構造を得るた
めに、所定数のＭＣＭシンボルそれぞれに１つの参照シ
ンボルを付加するためのユニット１１６が設けられる。
めに、所定数のＭＣＭシンボルそれぞれに１つの参照シ
ンボルを付加するためのユニット１１６が設けられる。
【００２２】本発明によれば、参照シンボルは、振幅変
調ビットシーケンスである。したがって、ビットシーケ
ンスの振幅変調は、振幅変調ビットシーケンスのエンベ
ロープが、参照シンボルの参照パターンを定義するよう
に、行われる。振幅変調ビットシーケンスのエンベロー
プによって定義されるこの参照パターンは、ＭＣＭ受信
器でのＭＣＭ信号受信時に検出されなければならない。
本発明の好ましい実施形態では、良好な自己相関特性を
有する疑似ランダムビットシーケンスが、振幅変調のた
めのビットシーケンスとして用いられる。
調ビットシーケンスである。したがって、ビットシーケ
ンスの振幅変調は、振幅変調ビットシーケンスのエンベ
ロープが、参照シンボルの参照パターンを定義するよう
に、行われる。振幅変調ビットシーケンスのエンベロー
プによって定義されるこの参照パターンは、ＭＣＭ受信
器でのＭＣＭ信号受信時に検出されなければならない。
本発明の好ましい実施形態では、良好な自己相関特性を
有する疑似ランダムビットシーケンスが、振幅変調のた
めのビットシーケンスとして用いられる。
【００２３】参照シンボルの長さおよび反復率の選択
は、ＭＣＭ信号が伝送されるチャネルの特性、例えば、
チャネルのコヒーレント時間により左右される。さら
に、参照シンボルの反復率および長さ、換言すれば、各
フレームにおける有用なシンボルの数は、初期同期の平
均時間と、チャネルフェージングに起因する同期損失後
の再同期の平均時間とを考慮した受信器要件によって決
まる。
は、ＭＣＭ信号が伝送されるチャネルの特性、例えば、
チャネルのコヒーレント時間により左右される。さら
に、参照シンボルの反復率および長さ、換言すれば、各
フレームにおける有用なシンボルの数は、初期同期の平
均時間と、チャネルフェージングに起因する同期損失後
の再同期の平均時間とを考慮した受信器要件によって決
まる。
【００２４】図１において１１８で示す構造を有する、
結果得られるＭＣＭ信号は、送信器フロントエンド１２
０に加えられる。大まかに言えば、送信器フロントエン
ド１２０において、ＭＣＭ信号のデジタル／アナログ変
換およびアップコンバートが行われる。その後、ＭＣＭ
信号は、チャネル１２２を介して伝送される。
結果得られるＭＣＭ信号は、送信器フロントエンド１２
０に加えられる。大まかに言えば、送信器フロントエン
ド１２０において、ＭＣＭ信号のデジタル／アナログ変
換およびアップコンバートが行われる。その後、ＭＣＭ
信号は、チャネル１２２を介して伝送される。
【００２５】続いて、ＭＣＭ受信器１３０の動作モード
について、図１を参照しながら手短に説明する。ＭＣＭ
信号は、受信器フロントエンド１３２で受信される。受
信器フロントエンド１３２において、ＭＣＭ信号はダウ
ンコンバートされ、さらに、ダウンコンバートされた信
号のアナログ／デジタル変換が行われる。
について、図１を参照しながら手短に説明する。ＭＣＭ
信号は、受信器フロントエンド１３２で受信される。受
信器フロントエンド１３２において、ＭＣＭ信号はダウ
ンコンバートされ、さらに、ダウンコンバートされた信
号のアナログ／デジタル変換が行われる。
【００２６】ダウンコンバートしたＭＣＭ信号は、シン
ボルフレーム／搬送波周波数同期ユニット１３４に提供
される。
ボルフレーム／搬送波周波数同期ユニット１３４に提供
される。
【００２７】シンボルフレーム／搬送波周波数同期ユニ
ットの第１の目的は、振幅変調した参照シンボルに基づ
いて、フレーム同期を行うことである。このフレーム同
期は、振幅変調参照シンボルと、ＭＣＭ受信器に格納さ
れた所定の参照パターンの間の相関を基にして行われ
る。
ットの第１の目的は、振幅変調した参照シンボルに基づ
いて、フレーム同期を行うことである。このフレーム同
期は、振幅変調参照シンボルと、ＭＣＭ受信器に格納さ
れた所定の参照パターンの間の相関を基にして行われ
る。
【００２８】シンボルフレーム／搬送波周波数同期ユニ
ットの第２の目的は、ＭＣＭ信号の周波数粗同期を行う
ことである。このために、シンボルフレーム／搬送波周
波数同期ユニット１３４は、例えば、送信器の局所発振
器と受信器の局所発振器の間の周波数差に起因する搬送
波周波数の、大まかな周波数オフセットを決定する周波
数粗同期ユニットとして機能する。決定された周波数
は、周波数粗修正を行うために用いられる。周波数粗同
期ユニットの動作モードについては、図２および図３を
参照して以下に詳細に説明する。
ットの第２の目的は、ＭＣＭ信号の周波数粗同期を行う
ことである。このために、シンボルフレーム／搬送波周
波数同期ユニット１３４は、例えば、送信器の局所発振
器と受信器の局所発振器の間の周波数差に起因する搬送
波周波数の、大まかな周波数オフセットを決定する周波
数粗同期ユニットとして機能する。決定された周波数
は、周波数粗修正を行うために用いられる。周波数粗同
期ユニットの動作モードについては、図２および図３を
参照して以下に詳細に説明する。
【００２９】上述したように、フレーム同期ユニット１
３４は、ＭＣＭ信号における参照シンボルのロケーショ
ンを決定する。フレーム同期ユニット１３４の決定を基
にして、参照シンボル抽出ユニット１３６が、受信器フ
ロントエンド１３２から来たＭＣＭ信号から、フレーム
化情報、すなわち参照シンボルを抽出する。参照シンボ
ルの抽出後、ＭＣＭ信号は、ガード間隔除去ユニット１
３８に加えられる。ＭＣＭ受信器においてこれまで行わ
れてきた信号処理の結果、有用なＭＣＭシンボルが得ら
れる。
３４は、ＭＣＭ信号における参照シンボルのロケーショ
ンを決定する。フレーム同期ユニット１３４の決定を基
にして、参照シンボル抽出ユニット１３６が、受信器フ
ロントエンド１３２から来たＭＣＭ信号から、フレーム
化情報、すなわち参照シンボルを抽出する。参照シンボ
ルの抽出後、ＭＣＭ信号は、ガード間隔除去ユニット１
３８に加えられる。ＭＣＭ受信器においてこれまで行わ
れてきた信号処理の結果、有用なＭＣＭシンボルが得ら
れる。
【００３０】ガード間隔除去ユニット１３８から出力さ
れる有用なＭＣＭシンボルは、高速フーリエ変換ユニッ
ト１４０に提供されて、有用なシンボルからのスペクト
ルシーケンスを提供する。その後、スペクトルシーケン
スは、搬送波ビットマッパ１４２に提供され、ここで、
シリアルビットストリームが回復される。このシリアル
ビットストリームは、データシンク１４４に提供され
る。
れる有用なＭＣＭシンボルは、高速フーリエ変換ユニッ
ト１４０に提供されて、有用なシンボルからのスペクト
ルシーケンスを提供する。その後、スペクトルシーケン
スは、搬送波ビットマッパ１４２に提供され、ここで、
シリアルビットストリームが回復される。このシリアル
ビットストリームは、データシンク１４４に提供され
る。
【００３１】続いて、周波数粗同期ユニットの動作モー
ドについて、図２および図３を参照しながら詳細に説明
する。図２に示すように、受信器フロントエンド１３２
の出力は、アナログ／デジタルコンバータ２００に接続
される。ダウンコンバートされたＭＣＭ信号は、アナロ
グ／デジタルコンバータ２００の出力においてサンプリ
ングされて、フレーム／タイミング同期ユニット２０２
に加えられる。好ましい実施形態では、高速のチャネル
変動をなくすために、フレーム／タイミング同期ユニッ
トに先立って、高速実行自動利得制御（ＡＧＣ）（図示
せず）が提供される。高速ＡＧＣは、チャネルインパル
ス応答が長く、かつ周波数が選択的にフェージングする
多重通路チャネルを介した伝送の場合に、単一経路での
通常の低速なＡＧＣに加えて、用いられる。高速ＡＧＣ
は、信号の平均振幅範囲を、参照シンボルの既知の平均
振幅に調整する。
ドについて、図２および図３を参照しながら詳細に説明
する。図２に示すように、受信器フロントエンド１３２
の出力は、アナログ／デジタルコンバータ２００に接続
される。ダウンコンバートされたＭＣＭ信号は、アナロ
グ／デジタルコンバータ２００の出力においてサンプリ
ングされて、フレーム／タイミング同期ユニット２０２
に加えられる。好ましい実施形態では、高速のチャネル
変動をなくすために、フレーム／タイミング同期ユニッ
トに先立って、高速実行自動利得制御（ＡＧＣ）（図示
せず）が提供される。高速ＡＧＣは、チャネルインパル
ス応答が長く、かつ周波数が選択的にフェージングする
多重通路チャネルを介した伝送の場合に、単一経路での
通常の低速なＡＧＣに加えて、用いられる。高速ＡＧＣ
は、信号の平均振幅範囲を、参照シンボルの既知の平均
振幅に調整する。
【００３２】上述したように、フレーム／タイミング同
期ユニットは、受信した信号における振幅変調シーケン
スを用いて、ＭＣＭ信号からフレーム化情報を抽出し、
さらに、そこからガード間隔を除去する。フレーム／タ
イミング同期ユニット２０２の後、周波数粗同期ユニッ
ト２０４に続き、これが、ＭＣＭ信号の参照シンボルの
振幅変調シーケンスに基づいて大まかな周波数オフセッ
トを推定する。周波数粗同期ユニット２０４において、
ＭＣＭ受信器における発振器周波数に対する、搬送波周
波数の周波数オフセットが決定されて、ブロック２０６
において周波数オフセット修正を行う。このブロック２
０６における周波数オフセット修正は、複雑な乗算によ
って行われる。周波数オフセット修正ブロック２０６の
出力は、図１に示す高速フーリエ変換器１４０と、搬送
波ビットマッパ１４２とで形成されるＭＣＭ復調器２０
８に加えられる。
期ユニットは、受信した信号における振幅変調シーケン
スを用いて、ＭＣＭ信号からフレーム化情報を抽出し、
さらに、そこからガード間隔を除去する。フレーム／タ
イミング同期ユニット２０２の後、周波数粗同期ユニッ
ト２０４に続き、これが、ＭＣＭ信号の参照シンボルの
振幅変調シーケンスに基づいて大まかな周波数オフセッ
トを推定する。周波数粗同期ユニット２０４において、
ＭＣＭ受信器における発振器周波数に対する、搬送波周
波数の周波数オフセットが決定されて、ブロック２０６
において周波数オフセット修正を行う。このブロック２
０６における周波数オフセット修正は、複雑な乗算によ
って行われる。周波数オフセット修正ブロック２０６の
出力は、図１に示す高速フーリエ変換器１４０と、搬送
波ビットマッパ１４２とで形成されるＭＣＭ復調器２０
８に加えられる。
【００３３】本発明の周波数粗同期を行うために、いず
れの場合でも、振幅復調を事前処理済みのＭＣＭ信号に
対して行う必要がある。事前処理は、例えば、ＭＣＭ信
号のダウンコンバートおよびアナログ／デジタル変換と
することができる。事前処理済みＭＣＭ信号を振幅復調
すると、結果としてＭＣＭ信号の振幅を表すエンベロー
プが得られる。
れの場合でも、振幅復調を事前処理済みのＭＣＭ信号に
対して行う必要がある。事前処理は、例えば、ＭＣＭ信
号のダウンコンバートおよびアナログ／デジタル変換と
することができる。事前処理済みＭＣＭ信号を振幅復調
すると、結果としてＭＣＭ信号の振幅を表すエンベロー
プが得られる。
【００３４】振幅復調には、単純なアルファmax+ベータ
min-法を用いることができる。この方法は、例えば、Pa
lacherla A. の「DSP-μP Routine Computes Magnitud
e」（EDN １９８９年１０月２６日）、およびAdams, W.
T. およびBradley, J. の「Magnitude Approximations
for Microprocessor Implementation」（IEEE Microvo
l. 3, No. 5, １９８３年１０月）に記載されている。
min-法を用いることができる。この方法は、例えば、Pa
lacherla A. の「DSP-μP Routine Computes Magnitud
e」（EDN １９８９年１０月２６日）、およびAdams, W.
T. およびBradley, J. の「Magnitude Approximations
for Microprocessor Implementation」（IEEE Microvo
l. 3, No. 5, １９８３年１０月）に記載されている。
【００３５】上記アルファmax+ベータmin-法とは異なる
振幅決定法を使用してもよいことは明白である。簡略化
のために、振幅計算を現在の振幅が平均振幅よりも上に
あるか下にあるかについての検出に軽減することが可能
である。そうすると、出力信号は、相関を行うことによ
り、大まかな周波数オフセットを決定するために用いる
ことのできる−１／＋１シーケンスからなる。この相関
は、単純な集積回路（ＩＣ）を用いて容易に行うことが
できる。
振幅決定法を使用してもよいことは明白である。簡略化
のために、振幅計算を現在の振幅が平均振幅よりも上に
あるか下にあるかについての検出に軽減することが可能
である。そうすると、出力信号は、相関を行うことによ
り、大まかな周波数オフセットを決定するために用いる
ことのできる−１／＋１シーケンスからなる。この相関
は、単純な集積回路（ＩＣ）を用いて容易に行うことが
できる。
【００３６】さらに、ＲＦフロントエンドで受信した信
号のオーバーサンプリングを行うことができる。例え
ば、受信した信号を、２回オーバーサンプリングして表
現することが可能である。
号のオーバーサンプリングを行うことができる。例え
ば、受信した信号を、２回オーバーサンプリングして表
現することが可能である。
【００３７】本発明の第１の態様によれば、上述した振
幅復調を行って得たエンベロープを、所定の参照パター
ンと相関させることにより、ＭＣＭ受信器における発振
器周波数からの、ＭＣＭ信号の搬送波周波数オフセット
を決定する。
幅復調を行って得たエンベロープを、所定の参照パター
ンと相関させることにより、ＭＣＭ受信器における発振
器周波数からの、ＭＣＭ信号の搬送波周波数オフセット
を決定する。
【００３８】周波数オフセットがない場合には、受信し
た参照シンボルｒ（ｋ）は、次のようなものである。
た参照シンボルｒ（ｋ）は、次のようなものである。
【００３９】
【数７】
式中、ｎ（ｋ）は「相加性ガウス雑音」を示し、ＳAMは
送信されたＡＭシーケンスを表す。計算を単純化するた
めに、相加性ガウス雑音を無視することも可能である。
そうすると、以下のようになる。
送信されたＡＭシーケンスを表す。計算を単純化するた
めに、相加性ガウス雑音を無視することも可能である。
そうすると、以下のようになる。
【００４０】
【数８】
【００４１】一定の周波数オフセットΔｆが存在する場
合には、受信信号は、以下のようになる。
合には、受信信号は、以下のようになる。
【００４２】
【数９】
【００４３】周波数オフセットに関する情報は、受信信
号ｒ（ｋ）と、受信器において既知であるＡＭシーケン
スＳAMとの相関から導出される。
号ｒ（ｋ）と、受信器において既知であるＡＭシーケン
スＳAMとの相関から導出される。
【００４４】
【数１０】
【００４５】従って、周波数オフセットは、次のように
なる。
なる。
【００４６】
【数１１】
【００４７】独立変数|ＳAM（ｋ）|2はゼロであるた
め、周波数オフセットは次のようになる。
め、周波数オフセットは次のようになる。
【００４８】
【数１２】
【００４９】本発明による周波数粗同期アルゴリズムの
第２の実施形態によれば、図３に示すように少なくとも
２つの同一シーケンス３００を含む参照シンボルが使用
される。図３は、長さがそれぞれＬ／２である２つの同
一シーケンス３００を有するＭＣＭ信号の参照シンボル
を示している。Ｌは、参照シンボルの２つのシーケンス
３００の値の数を表している。
第２の実施形態によれば、図３に示すように少なくとも
２つの同一シーケンス３００を含む参照シンボルが使用
される。図３は、長さがそれぞれＬ／２である２つの同
一シーケンス３００を有するＭＣＭ信号の参照シンボル
を示している。Ｌは、参照シンボルの２つのシーケンス
３００の値の数を表している。
【００５０】図３に示すように、振幅変調シーケンス内
には、周波数粗同期にあてられる少なくとも２つの同一
セクションがある。このような２つのセクションは、そ
れぞれＬ／２個のサンプルを含み、図３の振幅変調シー
ケンスの終端に図示されている。振幅変調シーケンス
は、多数のサンプルを含む。位相の明瞭な観察には、２
πの位相回転を含むのに十分なサンプルのみを用いるべ
きである。この数は、図３ではＬ／２として定義され
る。
には、周波数粗同期にあてられる少なくとも２つの同一
セクションがある。このような２つのセクションは、そ
れぞれＬ／２個のサンプルを含み、図３の振幅変調シー
ケンスの終端に図示されている。振幅変調シーケンス
は、多数のサンプルを含む。位相の明瞭な観察には、２
πの位相回転を含むのに十分なサンプルのみを用いるべ
きである。この数は、図３ではＬ／２として定義され
る。
【００５１】続いて、搬送波周波数偏差決定の数学的展
開が提示される。図３によれば、次の式が２つの同一シ
ーケンス３００に適用される。
開が提示される。図３によれば、次の式が２つの同一シ
ーケンス３００に適用される。
【００５２】
【数１３】
【００５３】周波数オフセットが存在しない場合には、
次の式８が、受信信号により満たされることになる。
次の式８が、受信信号により満たされることになる。
【００５４】
【数１４】
【００５５】ｒ（ｋ）は、同一シーケンスの値を表す。
ｋは、各サンプルの１からＬ／２のインデックスであ
る。
ｋは、各サンプルの１からＬ／２のインデックスであ
る。
【００５６】例えばΔｆという周波数オフセットがある
場合には、受信信号は、次のようになる。
場合には、受信信号は、次のようになる。
【００５７】
【数１５】
【数１６】
【００５８】ｒ〜（ｋ）は、同一シーケンスに基づく、
受信した部分のサンプル値を表す。周波数オフセットに
関する情報は、受信信号ｒ〜（ｋ＋Ｌ／２）の受信信号
ｒ〜（ｋ）との相関から導出される。この相関は、次の
式によって与えられる。
受信した部分のサンプル値を表す。周波数オフセットに
関する情報は、受信信号ｒ〜（ｋ＋Ｌ／２）の受信信号
ｒ〜（ｋ）との相関から導出される。この相関は、次の
式によって与えられる。
【００５９】
【数１７】
ｒ*〜は、上記部分のサンプル値の複素共役を表す。
【００６０】したがって、周波数オフセットは次のよう
になる。
になる。
【００６１】
【数１８】
【００６２】独立変数|ｒ（ｋ）|2はゼロに等しいた
め、周波数オフセットは次のようになる。
め、周波数オフセットは次のようになる。
【００６３】
【数１９】
【００６４】したがって、上記双方の実施形態におい
て、結果得られる相関出力の最大の周波数部分が、オフ
セット搬送波の推定値を決定することは明白である。さ
らに、図２にも示すように、修正はフィードフォワード
構造で行われる。
て、結果得られる相関出力の最大の周波数部分が、オフ
セット搬送波の推定値を決定することは明白である。さ
らに、図２にも示すように、修正はフィードフォワード
構造で行われる。
【００６５】上述したそれぞれ長さＬ／２の２つの同一
セクションを有する参照シンボルを用いて、周波数粗同
期を行う装置を、図５に示す。
セクションを有する参照シンボルを用いて、周波数粗同
期を行う装置を、図５に示す。
【００６６】また、図５には、フレーム／タイミング同
期ユニット２０２も図示する。図５からわかるように、
高速自動利得制御（時間定数＜ＭＣＭシンボル持続期
間）を行うユニット４００は、フレーム／タイミング同
期ユニットの前に設けることができる。フレーム／タイ
ミング同期ユニット２０２の出力は、抽出ユニット４０
２に接続され、該抽出ユニット４０２は、最後のＬ個の
サンプルを参照シンボルから抽出するよう動作可能であ
る。抽出ユニット４０２の出力は、デマルチプレクサ４
０４に接続され、これは、Ｌ個のサンプルから、それぞ
れＬ／２の長さを有する２つの同一セクションを回復す
る。同一セクションは、相関器４０６に加えられ、該相
関器４０６が上述したように相関を行う。
期ユニット２０２も図示する。図５からわかるように、
高速自動利得制御（時間定数＜ＭＣＭシンボル持続期
間）を行うユニット４００は、フレーム／タイミング同
期ユニットの前に設けることができる。フレーム／タイ
ミング同期ユニット２０２の出力は、抽出ユニット４０
２に接続され、該抽出ユニット４０２は、最後のＬ個の
サンプルを参照シンボルから抽出するよう動作可能であ
る。抽出ユニット４０２の出力は、デマルチプレクサ４
０４に接続され、これは、Ｌ個のサンプルから、それぞ
れＬ／２の長さを有する２つの同一セクションを回復す
る。同一セクションは、相関器４０６に加えられ、該相
関器４０６が上述したように相関を行う。
【００６７】相関器４０６の出力は、演算ユニット４０
８に接続され、ここで相関器４０６の出力信号に対して
独立変数演算が行われる。演算ユニット４０８の出力
は、この出力を１／２π（Ｌ／２）ＴMCM）で乗算する
乗算器４１０に接続される。ｅ-j(πΔfT MCM /L)演算を
行うさらなる演算ユニット４１２が設けられて、Ｌの長
さを有する部分、すなわち図３に示す同一セクション３
００について決定された周波数シフトから、ＭＣＭシン
ボル全体の周波数シフトを導出する。
８に接続され、ここで相関器４０６の出力信号に対して
独立変数演算が行われる。演算ユニット４０８の出力
は、この出力を１／２π（Ｌ／２）ＴMCM）で乗算する
乗算器４１０に接続される。ｅ-j(πΔfT MCM /L)演算を
行うさらなる演算ユニット４１２が設けられて、Ｌの長
さを有する部分、すなわち図３に示す同一セクション３
００について決定された周波数シフトから、ＭＣＭシン
ボル全体の周波数シフトを導出する。
【００６８】例えば建造物密度が高いことから、反射の
強いチャネルの場合、上述した相関は、適した周波数粗
同期を得るには不十分であることがある。したがって、
本発明の第３の実施形態によれば、第２の実施形態によ
り相関された２つの部分の対応する値を、参照シンボル
の前記２つの同一シーケンスに対応する格納された所定
の参照パターンの対応する値で重み付けすることができ
る。この重み付けにより、周波数オフセットを正確に決
定する確率を最大化することができる。この重み付けの
数学的表現は、次のようなものである。
強いチャネルの場合、上述した相関は、適した周波数粗
同期を得るには不十分であることがある。したがって、
本発明の第３の実施形態によれば、第２の実施形態によ
り相関された２つの部分の対応する値を、参照シンボル
の前記２つの同一シーケンスに対応する格納された所定
の参照パターンの対応する値で重み付けすることができ
る。この重み付けにより、周波数オフセットを正確に決
定する確率を最大化することができる。この重み付けの
数学的表現は、次のようなものである。
【００６９】
【数２０】
ＳAMは、受信器において既知の振幅変調シーケンスを表
し、Ｓ* AMは、その複素共役を表す。
し、Ｓ* AMは、その複素共役を表す。
【００７０】上記相関は、周波数領域において計算さ
れ、独立変数ではなく、むしろ、
れ、独立変数ではなく、むしろ、
【数２１】
の量が使用される。この量は、周波数修正の関数として
最大となる。最大の位置は、周波数偏差の推定値を決定
する。上述したように、修正は、フィードフォワード構
造で行われる。
最大となる。最大の位置は、周波数偏差の推定値を決定
する。上述したように、修正は、フィードフォワード構
造で行われる。
【００７１】本発明による第３の実施形態に従って周波
数粗同期を行う装置のブロック図を、図６に示す。
数粗同期を行う装置のブロック図を、図６に示す。
【００７２】図６の左側の分岐に示すブロック４００、
２０２、４０２、４０４、および４０６は、図５の各ブ
ロックに対応する。図６の右側の分岐には、既知のＡＭ
シーケンスの準備が示されている。既知のＡＭシーケン
スは、メモリ４２０から読み出されて抽出ユニット４２
２に加えられ、抽出ユニット４２２がそこから最後のＬ
個のサンプルを抽出する。抽出ユニット４２２の出力
は、１つの入力と２つの出力とを有するデマルチプレク
サ４２４に接続されて、それぞれＬ／２の長さを有する
同一セクションを回復する。デマルチプレクサの双方の
出力は、相関器４２６に接続され、これが２つの同一セ
クション間の相関を行う。
２０２、４０２、４０４、および４０６は、図５の各ブ
ロックに対応する。図６の右側の分岐には、既知のＡＭ
シーケンスの準備が示されている。既知のＡＭシーケン
スは、メモリ４２０から読み出されて抽出ユニット４２
２に加えられ、抽出ユニット４２２がそこから最後のＬ
個のサンプルを抽出する。抽出ユニット４２２の出力
は、１つの入力と２つの出力とを有するデマルチプレク
サ４２４に接続されて、それぞれＬ／２の長さを有する
同一セクションを回復する。デマルチプレクサの双方の
出力は、相関器４２６に接続され、これが２つの同一セ
クション間の相関を行う。
【００７３】相関器４０６の出力を相関器４２６の出力
で乗算する乗算器４２８が設けられる。乗算器４２８の
出力は、独立変数演算ユニット４０８に接続される。乗
算器の出力は、独立変数演算ユニット４０８、乗算器４
１０、および演算ユニット４１２に順に加えられる。こ
れらユニットの動作モードは、図５に示す対応ユニット
の動作モードに対応する。
で乗算する乗算器４２８が設けられる。乗算器４２８の
出力は、独立変数演算ユニット４０８に接続される。乗
算器の出力は、独立変数演算ユニット４０８、乗算器４
１０、および演算ユニット４１２に順に加えられる。こ
れらユニットの動作モードは、図５に示す対応ユニット
の動作モードに対応する。
【００７４】周波数領域において、本発明の第３の実施
形態による周波数粗同期を行う装置の代替構造を図７に
示す。図７に示すように、高速フーリエ変換器４４０
が、デマルチプレクサ４０４と相関器４４２の間に設け
られると共に、高速フーリエ変換器４４４が、デマルチ
プレクサ４２４と相関器４２６の間に設けられる。相関
器４４２および４４６の出力は、乗算器４４５に接続さ
れる。乗算器４４５の出力は、最大検索ユニット４４７
に接続される。最後に、ｅ-j(πΔfT MCM /L)演算を行う
ユニット４４８が設けられる。このユニット４４８の出
力は、周波数粗同期装置の出力を表す。
形態による周波数粗同期を行う装置の代替構造を図７に
示す。図７に示すように、高速フーリエ変換器４４０
が、デマルチプレクサ４０４と相関器４４２の間に設け
られると共に、高速フーリエ変換器４４４が、デマルチ
プレクサ４２４と相関器４２６の間に設けられる。相関
器４４２および４４６の出力は、乗算器４４５に接続さ
れる。乗算器４４５の出力は、最大検索ユニット４４７
に接続される。最後に、ｅ-j(πΔfT MCM /L)演算を行う
ユニット４４８が設けられる。このユニット４４８の出
力は、周波数粗同期装置の出力を表す。
【００７５】周波数領域で周波数粗同期を行う場合、追
加の高速フーリエ変換器を設けるのではなく、周波数粗
同期の検出の開始時に既存のＦＦＴを利用することが可
能である。
加の高速フーリエ変換器を設けるのではなく、周波数粗
同期の検出の開始時に既存のＦＦＴを利用することが可
能である。
【００７６】精細な周波数同期が有用である場合等で
は、上述した周波数粗同期に続いて、精細な周波数同期
を行うことが可能である。 ［図面の簡単な説明］
は、上述した周波数粗同期に続いて、精細な周波数同期
を行うことが可能である。 ［図面の簡単な説明］
【図１】本発明による周波数粗同期ユニットを備えるＭ
ＣＭ伝送システムの概略的な概観を示す。
ＣＭ伝送システムの概略的な概観を示す。
【図２】本発明による周波数粗同期を例示するための、
概略ブロック図を示す。
概略ブロック図を示す。
【図３】２つの同一シーケンスを含む参照シンボルの模
式図を示す。
式図を示す。
【図４】フレーム構造を有する典型的なＭＣＭ信号の模
式図を示す。
式図を示す。
【図５】周波数粗同期ユニットの実施形態のブロック図
を示す。
を示す。
【図６】周波数粗同期ユニットの別の実施形態のブロッ
ク図を示す。
ク図を示す。
【図７】周波数粗同期ユニットのさらに別の実施形態の
ブロック図を示す。
ブロック図を示す。
フロントページの続き
(72)発明者 バドリ，サバー
ドイツ，エルランゲン ディー−91058,
ゼバルドゥシュトラーセ ８
(72)発明者 リップ，シュテファン
ドイツ，エルランゲン ディー−91058,
シュテインヴェク ９ エー
(72)発明者 ブッフホルツ，シュテファン
ドイツ，ミュンヘン ディー−81447,
ケルシュラッシャー シュトラーセ ８
(72)発明者 ヒューバーガー，アルベルト
ドイツ，エルランゲン ディー−91056,
ハウゼッカーヴェク 18
(72)発明者 ゲルホイザー，ハインツ
ドイツ，ヴァイシェンフェルト ディー
−91344，ザウゲンドルフ 17
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変調方式の同期系に関する検討，電子情
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人電子情報通信学会，1998年12月 ３
日，Ｖｏｌ．97 Ｎｏ．489，ｐ．137−
142
Ｔｉｍｏｔｈｙ Ｍ．Ｓｃｈｍｉｄ
ｌ，Ｄｏｎａｌｄ Ｃ．Ｃｏｘ，Ｌｏｗ
−Ｏｖｅｒｈｅａｄ，Ｌｏｗ−Ｃｏｍｐ
ｌｅｘｉｔｙ［Ｂｕｒｓｔ］Ｓｙｎｃｈ
ｒｏｎｉｚａｔｉｏｎ ｆｏｒ ＯＦＤ
Ｍ，Ｐｒｏｃ．ｏｆ ＩＣＣ’96，1996
年，ｐ．1301−1306
(58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名)
H04J 11/00
Claims (22)
- 【請求項１】 少なくとも１つの有用なシンボルと、振
幅変調ビットシーケンスである参照シンボル（１６６）
とを含むフレーム構造を有する信号を復調可能な復調シ
ステムにおける発振器周波数からの搬送波周波数偏差を
補償する周波数粗同期を行う方法であって、 前記信号を受信するステップと、 該受信した信号をダウンコンバートするステップと、 該ダウンコンバートした信号の振幅復調を行い、エンベ
ロープを生成するステップと、 該エンベロープを所定の参照パターンと相関させて、前
記搬送波周波数偏差を決定するステップと、 該搬送波周波数偏差に基づいて、前記発振器周波数を制
御するステップと、を含む、方法。 - 【請求項２】 前記搬送波周波数偏差は、次のように決
定され、 【数１】 式中、ｒ〜は、前記受信信号の前記エンベロープの値を
表し、 Ｓ* AMは、前記所定の参照パターンの値の複素共役を表
し、 ＴMCMは、前記有用なシンボルの持続期間を表し、 ｋは、インデックスを表し、 Ｌ／２は、前記周波数粗同期に使用されるシーケンスの
長さの半分を表す、請求項１記載の方法。 - 【請求項３】 少なくとも１つの有用なシンボルと、２
つの同一シーケンスを含む、振幅変調ビットシーケンス
である参照シンボルとを含むフレーム構造を有する信号
を復調可能な復調システムにおける発振器周波数からの
搬送波周波数偏差を補償する周波数粗同期を行う方法で
あって、 前記信号を受信するステップと、 該受信した信号をダウンコンバートするステップと、 該ダウンコンバートした信号の振幅復調を行い、エンベ
ロープを生成するステップであって、該エンベロープは
前記同一シーケンスに基づく２つの部分を有する、ステ
ップと、 該エンベロープの前記部分の一方を前記部分の他方と相
関させて、前記搬送波周波数偏差を決定するステップ
と、 該搬送波周波数偏差に基づいて、前記発振器周波数を制
御するステップと、を含む、方法。 - 【請求項４】 前記相関するステップはさらに、前記２
つの部分の対応する値を、前記２つのシーケンスの対応
する値で重み付けすることを含む、請求項３記載の方
法。 - 【請求項５】 前記搬送波周波数偏差は、次のように決
定され、 【数２】 式中、ｒ〜は前記部分の値を表し、 ｒ*〜は、前記部分の前記値の複素共役を表し、 ＴMCMは、前記有用なシンボルの持続期間を表し、 ｋは、インデックスを表し、 Ｌは、前記参照シンボルの前記２つのシーケンスの値の
数を表す、請求項３記載の方法。 - 【請求項６】 前記搬送波周波数偏差は、次のように決
定され、 【数３】 式中、ｒ〜は前記部分の値を表し、 ｒ*〜は、前記部分の前記値の複素共役を表し、 ＴMCMは、前記有用なシンボルの持続期間を表し、 ｋは、インデックスを表し、 Ｌは、前記参照シンボルの前記２つのシーケンスの値の
数を表し、 ＳAMは、前記同一シーケンスの値を表し、 Ｓ* AM前記同一シーケンスの前記値の複素共役を表す、
請求項４記載の方法。 - 【請求項７】 前記信号は、直交周波数分割多重信号で
ある、請求項１記載の方法。 - 【請求項８】 前記振幅復調を行うステップに先だっ
て、前記受信したダウンコンバート済み信号の高速自動
利得制御を行うステップをさらに含む、請求項１記載の
方法。 - 【請求項９】 前記振幅復調を行うステップは、アルフ
ァmax+ベータmin-法を用いて前記信号の振幅を計算する
ステップを含む、請求項１記載の方法。 - 【請求項１０】 前記受信したダウンコンバート済み信
号の各振幅をサンプリングするステップと、該サンプリ
ングした振幅を、所定の閾値と比較して、前記振幅復調
を行うために、ビットシーケンスを生成するステップ
と、をさらに含む、請求項１記載の方法。 - 【請求項１１】 前記受信したダウンコンバート済み信
号の各振幅をサンプリングするステップはさらに、前記
受信したダウンコンバート済み信号のオーバーサンプリ
ングを行うステップを含む、請求項１０記載の方法。 - 【請求項１２】 少なくとも１つの有用なシンボルと、
振幅変調ビットシーケンスである参照シンボルとを含む
フレーム構造を有する信号を復調可能な復調システムに
おける発振器周波数からの搬送波周波数偏差を補償する
周波数粗同期を行う装置であって、 前記信号を受信する受信手段と、 該受信した信号をダウンコンバートするダウンコンバー
タと、 該ダウンコンバートした信号の振幅復調を行い、エンベ
ロープを生成する振幅復調器と、 該エンベロープを所定の参照パターンと相関させて、前
記搬送波周波数偏差を決定する相関器と、 該搬送波周波数偏差に基づいて、前記発振器周波数を制
御する手段と、を備える、装置。 - 【請求項１３】 前記搬送波周波数偏差は、次のように
決定され、 【数４】 式中、ｒ〜は、前記部分の前記エンベロープの値を表
し、 Ｓ* AMは、前記同一シーケンスの値の複素共役を表し、 ＴMCMは、前記有用なシンボルの持続期間を表し、 ｋは、インデックスを表し、 Ｌ／２は、前記参照パターンの値の数を表す、請求項１
２記載の装置。 - 【請求項１４】 少なくとも１つの有用なシンボルと、
２つの同一シーケンスを含む、振幅変調ビットシーケン
スである参照シンボルとを含むフレーム構造を有する信
号を復調可能な復調システムにおける発振器周波数から
の搬送波周波数偏差を補償する周波数粗同期を行う装置
であって、 前記信号を受信する受信手段と、 該受信した信号をダウンコンバートするダウンコンバー
タと、 該ダウンコンバートした信号の振幅復調を行い、エンベ
ロープを生成する振幅復調器であって、該エンベロープ
は前記同一シーケンスに基づく２つの部分を有する、振
幅復調器と、 該エンベロープの前記部分の一方を前記部分の他方と相
関させて、前記搬送波周波数偏差を決定する相関器と、 該搬送波周波数偏差に基づいて、前記発振器周波数を制
御する手段と、を備える、装置。 - 【請求項１５】 前記相関器は、前記２つの部分の対応
する値を、前記２つのシーケンスの対応する値で重み付
ける手段を備える、請求項１４記載の装置。 - 【請求項１６】 前記搬送波周波数偏差は、次のように
決定され、 【数５】 式中、ｒ〜は前記部分の値を表し、 ｒ*〜は、前記部分の前記値の複素共役を表し、 ＴMCMは、前記有用なシンボルの持続期間を表し、 ｋは、インデックスを表し、 Ｌは、前記参照シンボルの前記２つのシーケンスの値の
数を表す、請求項１３記載の装置。 - 【請求項１７】 前記搬送波周波数偏差は、次のように
決定され、 【数６】 式中、ｒ〜は前記部分の値を表し、 ｒ*〜は、前記部分の前記値の複素共役を表し、 ＴMCMは、前記有用なシンボルの持続期間を表し、 ｋは、インデックスを表し、 Ｌは、前記参照シンボルの前記２つのシーケンスの値の
数を表し、 ＳAMは、前記同一シーケンスの値を表し、 Ｓ* AMは前記同一シーケンスの前記値の複素共役を表
す、請求項１５記載の装置。 - 【請求項１８】 前記信号は、直交周波数分割多重信号
である、請求項１３記載の装置。 - 【請求項１９】 前記振幅復調器の前に、前記受信した
ダウンコンバート済み信号の高速自動利得制御を行う手
段をさらに備える、請求項１３記載の装置。 - 【請求項２０】 前記振幅復調器は、アルファmax+ベー
タmin-法を用いて前記信号の振幅を計算する手段を備え
る、請求項１３記載の装置。 - 【請求項２１】 前記受信したダウンコンバート済み信
号の各振幅をサンプリングする手段をさらに備え、前記
振幅復調器は、前記サンプリングした振幅を所定の閾値
と比較して、ビットシーケンスを生成する手段を備え
る、請求項１３記載の装置。 - 【請求項２２】 前記サンプリング手段は、前記受信し
たダウンコンバート済み信号をオーバーサンプリングす
る手段を備える、請求項２１記載の装置。
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| PCT/EP1998/002170 WO1999053666A1 (en) | 1998-04-14 | 1998-04-14 | Coarse frequency synchronisation in multicarrier systems |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2002511710A JP2002511710A (ja) | 2002-04-16 |
| JP3429747B2 true JP3429747B2 (ja) | 2003-07-22 |
Family
ID=8166939
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2000544108A Expired - Fee Related JP3429747B2 (ja) | 1998-04-14 | 1998-04-14 | 多重搬送波システムにおける周波数粗同期 |
Country Status (19)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US6993094B1 (ja) |
| EP (1) | EP1072137B1 (ja) |
| JP (1) | JP3429747B2 (ja) |
| KR (1) | KR100347965B1 (ja) |
| CN (1) | CN1112794C (ja) |
| AP (1) | AP2000001928A0 (ja) |
| AT (1) | ATE207681T1 (ja) |
| AU (1) | AU749787B2 (ja) |
| BR (1) | BR9815806A (ja) |
| CA (1) | CA2328169C (ja) |
| DE (1) | DE69802212T2 (ja) |
| DK (1) | DK1072137T3 (ja) |
| EA (1) | EA002529B1 (ja) |
| ES (1) | ES2166161T3 (ja) |
| HK (1) | HK1036710A1 (ja) |
| PT (1) | PT1072137E (ja) |
| TW (1) | TW417370B (ja) |
| WO (1) | WO1999053666A1 (ja) |
| ZA (1) | ZA983645B (ja) |
Families Citing this family (16)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
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- 1998-04-14 US US09/673,265 patent/US6993094B1/en not_active Expired - Lifetime
- 1998-04-14 AP APAP/P/2000/001928A patent/AP2000001928A0/en unknown
- 1998-04-14 AU AU73350/98A patent/AU749787B2/en not_active Ceased
- 1998-04-14 KR KR1020007011426A patent/KR100347965B1/ko not_active IP Right Cessation
- 1998-04-14 CN CN98814040A patent/CN1112794C/zh not_active Expired - Lifetime
- 1998-04-14 AT AT98920519T patent/ATE207681T1/de not_active IP Right Cessation
- 1998-04-14 BR BR9815806-6A patent/BR9815806A/pt not_active IP Right Cessation
- 1998-04-14 WO PCT/EP1998/002170 patent/WO1999053666A1/en active IP Right Grant
- 1998-04-14 ES ES98920519T patent/ES2166161T3/es not_active Expired - Lifetime
- 1998-04-14 PT PT98920519T patent/PT1072137E/pt unknown
- 1998-04-14 DE DE69802212T patent/DE69802212T2/de not_active Expired - Fee Related
- 1998-04-14 DK DK98920519T patent/DK1072137T3/da active
- 1998-04-14 EP EP98920519A patent/EP1072137B1/en not_active Expired - Lifetime
- 1998-04-14 CA CA002328169A patent/CA2328169C/en not_active Expired - Fee Related
- 1998-04-14 EA EA200001067A patent/EA002529B1/ru not_active IP Right Cessation
- 1998-04-14 JP JP2000544108A patent/JP3429747B2/ja not_active Expired - Fee Related
- 1998-04-30 ZA ZA983645A patent/ZA983645B/xx unknown
- 1998-08-05 TW TW087112879A patent/TW417370B/zh not_active IP Right Cessation
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| DK1072137T3 (da) | 2002-02-11 |
| AP2000001928A0 (en) | 2000-09-30 |
| US6993094B1 (en) | 2006-01-31 |
| WO1999053666A8 (en) | 2000-08-10 |
| PT1072137E (pt) | 2002-04-29 |
| ATE207681T1 (de) | 2001-11-15 |
| CA2328169A1 (en) | 1999-10-21 |
| WO1999053666A1 (en) | 1999-10-21 |
| TW417370B (en) | 2001-01-01 |
| HK1036710A1 (en) | 2002-01-11 |
| CN1292963A (zh) | 2001-04-25 |
| ES2166161T3 (es) | 2002-04-01 |
| EP1072137A1 (en) | 2001-01-31 |
| EA002529B1 (ru) | 2002-06-27 |
| DE69802212D1 (de) | 2001-11-29 |
| KR20010042707A (ko) | 2001-05-25 |
| KR100347965B1 (ko) | 2002-08-09 |
| EP1072137B1 (en) | 2001-10-24 |
| BR9815806A (pt) | 2000-11-28 |
| AU7335098A (en) | 1999-11-01 |
| CN1112794C (zh) | 2003-06-25 |
| EA200001067A1 (ru) | 2001-06-25 |
| JP2002511710A (ja) | 2002-04-16 |
| DE69802212T2 (de) | 2002-06-27 |
| CA2328169C (en) | 2003-08-12 |
| ZA983645B (en) | 1998-11-04 |
| AU749787B2 (en) | 2002-07-04 |
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