TW201939905A - 載波頻偏估計裝置及載波頻偏估計方法 - Google Patents

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Abstract

本發明提供一載波頻偏估計裝置。一接收信號與一段參考信號被施以差分相關計算以產生多個計算結果，且其中振幅最大的M個峰值被找出。每次該M個峰值中的一個峰值做為一候選峰值被輸出。資料擷取電路自接收信號中擷取出對應於候選峰值的資料區段，做為一候選資料區段。快速傅立葉轉換電路對候選資料區段與參考資料之共軛信號的乘積施以快速傅立葉轉換，以得出一候選轉換結果。選擇電路根據候選轉換結果之最高振幅判斷是否選擇該候選轉換結果為一目標轉換結果。載波頻偏計算電路根據該目標轉換結果之最高振幅對應的頻率決定載波頻偏估計值。

Description

載波頻偏估計裝置及載波頻偏估計方法
本發明與通訊系統相關，並且尤其與通訊系統中用於估計載波頻偏（carrier frequency offset, CFO）的技術相關。
隨著電子領域中相關技術的進步，各類型的通訊系統愈來愈普及。通訊系統的傳送端與接收端都各自配備有至少一個振盪信號源（例如石英振盪器），用以提供時脈信號，做為其電路運作的參考依據。在運作過程中，傳送端與接收端的時脈頻率須有相當程度的一致性，接收端始能正確解讀傳送端發出的信號。
若接收端進行降頻轉換（down-conversion）時採用的本地時脈信號頻率不同於傳送端實際加諸於信號的載波頻率，一般稱為存在載波頻偏。載波頻偏可能會導致載波間干擾（inter-carrier interference）等問題，嚴重時甚至會使得接收端無法判讀其輸入信號。載波頻偏的成因通常是傳送端與接收端的振盪器互不匹配。實務上，傳送端與接收端可能是由不同廠商製造、採用不同規格的硬體配件，要令兩端的振盪器完全匹配極為困難。許多接收端因此針對載波頻偏設有補償機制。顯然，必須先正確估計出載波頻偏的大小，始能有效進行補償。
傳送端令其輸出信號包含一些具有特定內容的資料，供接收端進行通道估測與載波頻偏估計。以目前中國大陸地區採行的數位地面多媒體廣播（digital terrestrial multimedia broadcast, DTMB）標準為例，其信號由一連串交錯出現的資料框標頭（frame header）與資料框本體（frame body）組成，每個資料框標頭中各自包含一段二進制序列（binary sequence）。在不同的傳輸模式下，該二進制序列的長度及內容各不相同。只要得知目前的傳輸模式，接收端便能知道該二進制序列的長度及原始內容。接收端在進行載波頻偏估計之前的重要工作之一是找出該二進制序列在接收信號中的位置。
圖一(A)呈現一個現行DTMB接收端中之載波頻偏估計裝置的功能方塊圖。連貫相關器（coherent correlator）110、時域峰值尋找電路120與資料擷取電路130自接收信號中找出上述二進制序列的所在位置，且擷取出該二進制序列。接著，快速傅立葉轉換（fast Fourier transform, FFT）電路140、頻域峰值尋找電路150以及載波頻偏計算電路160負責根據該二進制序列進行載波頻偏估計，詳述如下。
連貫相關器110的輸入信號包含一接收信號（以下用符號r 表示）以及接收端已知的二進制序列原始內容（以下用符號c 表示），其運算工作可被表示為下列運算式：，(式一) 其中符號n 代表一時間指標，符號代表接收信號r 對應於時間點n 的資料內容，符號L 代表二進制序列c 的長度，符號i 為一整數指標，符號代表二進制序列c 中的第i 筆資料，而符號為該第i 筆資料的共軛信號；符號代表連貫相關器110對應於時間點n 的計算結果。
連貫相關器110會針對多個時間點n 各自找出相對應的計算結果。理論上，計算結果的絕對值愈大，表示接收信號r 中以時間點n 為終點且長度為L 的那一段資料與二進制序列c 愈相似。因此，時域峰值尋找電路120負責收集多個計算結果，並自其中找出振幅（亦即計算結果之絕對值平方）最大的一個計算結果。
假設時域峰值尋找電路120判定對應於時間點n1 的振幅最大，資料擷取電路130便會自接收信號r 中擷取出對應於時間點n1 的L 筆資料：，做為提供給快速傅立葉轉換電路140的一個目標資料區段。
接著，快速傅立葉轉換電路140負責計算目標資料區段y 與二進制序列c 之共軛信號的乘積，並對該乘積施以快速傅立葉轉換，其運算工作可被表示為下列運算式：，(式二) 其中符號N代表該快速傅立葉轉換之解析度（亦即頻率點數總值），符號k 為範圍在0到(N-1)之間的一個整數指標（以下稱頻率指標k ）。
快速傅立葉轉換電路140總共會產生對應於N種頻率的N個轉換結果。頻域峰值尋找電路150負責找出該N個轉換結果中振幅最大的一個轉換結果，並取得該最大振幅所對應的頻率指標k （以符號表示）：。(式三)
隨後，載波頻偏計算電路160會將頻率指標除以數值N，再乘上接收端施加於接收信號r 的取樣頻率fs ，得出載波頻偏估計值ξ。
圖一(A)所示之載波頻偏估計裝置的缺點在於，受限於連貫相關器110本身進行之運算的特性，｢絕對值平方愈大，以時間點n 為終點且長度為L 的那一段資料與二進制序列c 愈相似｣之特徵，只在載波頻偏較小的情況下成立。當載波頻偏較大時，時域峰值尋找電路120找出的峰值可能並非對應於真正的二進制序列c ，進而導致載波頻偏計算電路160計算出錯誤的載波頻偏估計值ξ。
為解決上述問題，目前有一種利用多個差分相關器（differential correlator）取代連貫相關器的做法。請參閱圖一(B)。在這個載波頻偏估計裝置中，圖一(A)的連貫相關器110被替換為四個差分相關器171~174以及一加總電路175。一階（first-order）差分相關器171負責進行下列一階差分相關計算：。(式四)
二階差分相關器172負責進行下列二階差分相關計算：。(式五)
三階差分相關器173負責進行下列三階差分相關計算：。(式六)
四階差分相關器174負責進行下列四階差分相關計算：。(式七)
加總電路175負責將差分相關器171~174的計算結果加總：。(式八)
相似於連貫相關器110根據式一產生的運算結果，式八得出的計算結果愈大，亦表示接收信號r 中以時間點n 為終點且長度為L 的那一段資料與二進制序列c 愈相似。同樣地，時域峰值尋找電路120會收集多個計算結果、自其中找出振幅最大的一個計算結果，而資料擷取電路130會自接收信號r 中擷取出相對應的目標資料區段，做為後續電路產生載波頻偏估計值ξ的依據。
在實際通訊環境中，接收信號r 很可能是通過多重路徑（multi-path）傳遞至接收端。若存在多重路徑的情況，單一階數的差分相關計算結果中會同時包含有多個振幅相近的峰值，但其中只有一個峰值是對應於真正的傳播路徑。並且，在不同階數的計算結果中，對應於實際傳播路徑的峰值會出現在相同的時間點，而並非對應於實際傳播路徑的峰值會出現在不同的時間點。因此，加總電路175負責將多個階數的差分相關計算結果加總，藉此將對應於實際傳播路徑的峰值凸顯出來。
由以上說明可知，為了確保資料擷取電路130能找出正確的目標資料區段，將多個差分相關器的計算結果納入考慮是必要的。雖然在面對較大的載波頻偏時，圖一(B)所示之載波頻偏估計裝置仍能夠找出正確的載波頻偏估計值ξ，但差分相關器171~174的運算程序相當複雜，會耗用大量運算資源與時間。
為解決上述問題，本發明提出一種新的載波頻偏估計裝置及載波頻偏估計方法。
根據本發明之一實施例為一種載波頻偏估計裝置，其中包含一差分相關器、一時域峰值尋找電路、一資料擷取電路、一快速傅立葉轉換電路、一頻域峰值尋找電路、一選擇電路，以及一載波頻偏計算電路。該差分相關器係用以對一接收信號與一段參考信號施以一差分相關計算，以產生對應於複數個時間點之複數個差分相關計算結果。該時域峰值尋找電路係用以找出該複數個差分相關計算結果中振幅最大的M個峰值，並且每次輸出該M個峰值中的一個峰值，做為一候選峰值，其中M為大於一之正整數。該資料擷取電路係用以自該接收信號中擷取出對應於該候選峰值之一資料區段，做為一候選資料區段。該快速傅立葉轉換電路係用以對該候選資料區段與該段參考資料之共軛信號的乘積施以快速傅立葉轉換，以得出一候選轉換結果。該頻域峰值尋找電路係用以找出該候選轉換結果中之一最高振幅。該選擇電路係用以根據該候選轉換結果之該最高振幅判斷是否選擇該候選轉換結果做為一目標轉換結果。該載波頻偏計算電路係用以根據該目標轉換結果之該最高振幅所對應的頻率決定一載波頻偏估計值。
根據本發明之另一實施例為一種載波頻偏估計方法。首先，一接收信號與一段參考信號被施以一差分相關計算，以產生對應於複數個時間點之複數個差分相關計算結果。接著，該複數個差分相關計算結果中振幅最大的M個峰值被找出，其中M為大於一之正整數。每次該M個峰值中的一個峰值被選出，做為一候選峰值。在選出一個候選峰值後，對應於該候選峰值之一資料區段自該接收信號中被擷取出來，做為一候選資料區段。隨後，該候選資料區段與該段參考資料之共軛信號的乘積被施以快速傅立葉轉換，以得出一候選轉換結果。該候選轉換結果中之一最高振幅接著被找出。根據該候選轉換結果之該最高振幅，是否選擇該候選轉換結果做為一目標轉換結果被判定。在選出目標轉換結果後，一載波頻偏估計值根據該目標轉換結果之該最高振幅所對應的頻率被決定。
關於本發明的優點與精神可以藉由以下發明詳述及所附圖式得到進一步的瞭解。
根據本發明之一實施例為一種載波頻偏估計裝置，其功能方塊圖係繪示於圖二。實務上，該載波頻偏估計裝置可被整合在各種需要利用接收信號中的一段參考資料來進行載波頻偏估計之通訊系統中，例如但不限於數位地面多媒體廣播（DTMB）接收器。如圖二所示，載波頻偏估計裝置200包含一差分相關器210、一時域峰值尋找電路220、一資料擷取電路230、一快速傅立葉轉換電路240、一頻域峰值尋找電路250、一選擇電路260以及一載波頻偏計算電路270。
載波頻偏估計裝置200的輸入信號包含一接收信號r 以及一段參考資料c 。理論上接收信號r 會包含參考資料c ，且參考資料c 的內容、格式及長度L 皆被規範於通訊協定中，為已知資料。須說明的是，參考資料c 可為二進制序列但不以二進制序列為限，例如亦可能為一段八進制序列或十進制序列。概略地說，差分相關器210、時域峰值尋找電路220與資料擷取電路230負責找出接收信號r 中多個可能是參考資料c 的區段，做為候選資料區段。隨後，快速傅立葉轉換電路240、頻域峰值尋找電路250以及選擇電路260會負責從該等候選資料區段中找出最可能對應於實際載波頻偏的一個資料區段，做為載波頻偏計算電路270產生載波頻偏估計值的依據。以下分述各電路的詳細運作方式。
差分相關器210係用以根據長度L 及參考資料c 對接收信號r 施以一差分相關計算，以產生對應於複數個時間點的複數個差分相關計算結果。舉例而言，若已知一個完整的資料框標頭與資料框本體之長度係對應於接收信號r 中的五千個取樣結果，由於多重路徑的長度不會超過上述長度，因此差分相關器210被設定為產生連續五千個時間點所對應的差分相關計算結果。於一實施例中，差分相關器210被設計為根據下列運算式進行一階差分相關計算：，(式九) 其中符號n 代表一時間指標，此例中n 的數量有五千個；符號代表於時間點n 接收信號r 的資料內容，符號i 為一整數指標，符號代表參考資料c 中的第i 筆資料，而符號為資料的共軛信號；符號代表差分相關器210對應於時間點n 的計算結果。須說明的是，本發明的範疇並未限定於差分相關器210進行的運算為一個一階差分相關計算。舉例而言，差分相關器210亦可被設計為透過一個二階差分相關計算來產生其差分相關計算結果。差分相關器210不需要如圖一(B)中的先前技術進行多種不同階數的差分相關計算，載波頻偏估計裝置200亦不需包含圖一(B)中的加總電路175，詳述如下。
時域峰值尋找電路220負責找出該複數個（例如上述之五千個）差分相關計算結果中振幅（亦即絕對值平方）最大的M個峰值，這M個峰值所屬的時間點最可能是參考資料c 結束（資料框標頭所在）的位置。每次輸出該M個峰值中的一個峰值，做為一候選峰值PCAN ，其中M為大於一之正整數。實務上，數值M可由電路設計者根據經驗來設定。舉例而言，若根據實務經驗得知，對應於實際載波頻偏的差分相關計算結果一定會出現在振幅最大的前六十四個峰值內，則數值M可被設定為六十四。
資料擷取電路230係用以自接收信號r 中擷取出對應於候選峰值PCAN 的資料區段，做為一候選資料區段。如先前所述，接收信號r 中可能是該段參考資料c 的區段被視為候選資料區段。更詳細地說，候選峰值PCAN 在時間軸上的出現位置會對應於一個時間點（以符號nCAN 表示）。由於參考資料c 的長度為L ，因此資料擷取電路230係自接收信號r 中擷取出以時間點nCAN 為終點的連續L筆資料：，做為提供給快速傅立葉轉換電路240的候選資料區段。
快速傅立葉轉換電路240係用以計算候選資料區段與參考資料c 之共軛信號的乘積，並分別對該乘積施以快速傅立葉轉換，以得出一候選轉換結果：，(式十) 其中的符號代表該快速傅立葉轉換的解析度（也就是取樣頻點的個數），符號k 代表範圍在0到()之間的一個整數指標（以下稱頻率指標k ）。換句話說，快速傅立葉轉換電路240總共會產生對應於個頻率的個轉換結果）。於頻域上表示的此等轉換結果代表此候選資料區段與參考資料c 的相關程度。
接著，為了判斷個轉換結果中與參考資料c 相關性最大的轉換結果，頻域峰值尋找電路250找出哪一個頻率指標k （）所對應的絕對值平方最大，做為候選轉換結果中的最高振幅：。(式十一)
選擇電路260根據該候選轉換結果的最高振幅MAXCAN 判斷是否選擇該候選轉換結果做為一目標轉換結果。圖三呈現選擇電路260的一種詳細實施例，其中包含一門檻值提供電路261、一比較電路262以及一輸出電路263。門檻值提供電路261負責提供一振幅門檻值T。比較電路262負責比較振幅門檻值T與候選轉換結果的最高振幅，以產生一比較結果。若該比較結果顯示最高振幅高於振幅門檻值T，輸出電路263即選擇該候選轉換結果做為目標轉換結果。相對地，若最高振幅低於振幅門檻值T，輸出電路263會請求時域峰值尋找電路220提供未曾被選為候選峰值的另一個峰值，做為一個新的候選峰值PCAN ，交給資料擷取電路230及其後續電路重新進行上述檢驗程序。
於一實施例中，門檻值提供電路261係根據接收信號r 之傳播路徑數量或參考資料c 的長度L 決定上述振幅門檻值T。更具體地說，如果接收信號r 係經過多重傳播路徑送達載波頻偏估計裝置200所屬的接收端，在傳播路徑數量愈多的情況下，分散至各個路徑的信號能量通常愈低，因此應採用比較低的振幅門檻值T。另一方面，理論上，參考資料c 的長度L 愈大，目標轉換結果的最高振幅會愈大；在這個情況下應採用比較高的振幅門檻值T。
於載波頻偏估計裝置200中，選擇電路260在找出一個目標轉換結果後便不再請求時域峰值尋找電路220提供新的候選峰值PCAN 給資料擷取電路230。於另一實施例中，選擇電路260可令時域峰值尋找電路220找出的M個峰值被逐一設定為候選峰值PCAN 、逐一找出其候選轉換結果，並選出其中具有之最高振幅最大的一個，做為目標轉換結果。
實務上，選擇電路260可利用多種控制和處理平台實現，包含固定式的和可程式化的邏輯電路，例如可程式化邏輯閘陣列、針對特定應用的積體電路、微控制器、微處理器、數位信號處理器。此外，選擇電路260亦可被設計為透過執行一記憶體（未繪示）中所儲存之處理器指令，來完成其任務。
在決定目標轉換結果後，選擇電路260會取得其最高振幅所對應的頻率指標k （以下用符號表示）：。(式十二)
接著，載波頻偏計算電路270會根據該頻率指標決定一載波頻偏估計值ξ。於一實施例中，載波頻偏計算電路270係根據頻率指標、數值（亦即快速傅立葉轉換電路240所進行之快速傅立葉轉換的解析度），以及接收端施加於接收信號r 的取樣頻率fs 來計算載波頻偏估計值ξ：。(式十三)
由以上說明可看出，載波頻偏估計裝置200係藉由檢驗候選轉換結果之最高振幅的高低來判斷峰值的真偽（是否對應真正的參考資料c ）。由於並非依據多個階數的差分相關計算結果之加總值來判斷峰值的真偽，差分相關器210不需要如圖一(B)中的先前技術進行多種不同階數的差分相關計算，載波頻偏估計裝置200亦不需包含圖一(B)中的加總電路175。此外，不同於圖一(A)中採用連貫相關器的先前技術，即使面對較大的載波頻偏，載波頻偏估計裝置200仍能夠找出正確的載波頻偏估計值ξ。
圖四為根據本發明之另一實施例中的載波頻偏估計裝置之功能方塊圖。除了圖二中的電路，載波頻偏估計裝置400進一步包含一補償電路281、一連貫相關器282、一精細資料擷取電路283、一離散傅立葉轉換（discrete Fourier transform, DFT）電路284以及一精細載波頻偏計算電路285。以下分述各電路的詳細運作方式。
補償電路281係用以根據載波頻偏計算電路270產生的載波頻偏估計值ξ對接收信號r 施以一載波頻偏補償程序，以產生一補償後信號。實務上，補償電路281可以利用一個混波器來實現。值得注意的是，在經過補償電路281之後，補償後信號中很可能只剩下微量的載波頻偏。
為了進一步找出剩餘的微量載波頻偏，連貫相關器282與精細資料擷取電路283被用來在補償後信號中更精確地尋找參考資料c 的所在位置。具體地說，連貫相關器282負責根據長度L 及參考資料c 對補償後信號施以一連貫相關計算，以產生對應於複數個時間點之複數個連貫相關計算結果：。(式十四)
舉例而言，若已知一個完整的資料框標頭與資料框本體之長度係對應於補償後信號中的五千個取樣結果，則連貫相關器282可被設定為產生連續五千個時間點所對應的連貫相關計算結果。
隨後，精細資料擷取電路283會找出該複數個連貫相關計算結果中振幅最大的一個連貫相關計算結果，並自補償後信號中擷取出相對應且長度為L 之一精細目標資料區段。
離散傅立葉轉換電路284係用以計算精細目標資料區段與參考資料c 之共軛信號的乘積，並對該乘積施以離散傅立葉轉換，以產生一轉換結果：，(式十五) 其中的符號代表該離散傅立葉轉換的解析度，符號k 代表範圍在0到()之間的一個整數指標。
接著，精細載波頻偏計算電路285會選出轉換結果中之一最高振幅，並根據該最高振幅所對應的頻率指標k （以下用符號表示）產生一精細載波頻偏估計值：。(式十六)
如先前所述，補償後信號中很可能只剩下微量的載波頻偏。也就是說，轉換結果中具有最高振幅的轉換結果，理論上會出現在零頻附近。因此，於一實施例中，離散傅立葉轉換電路284被設定為僅針對零頻附近的複數個頻率進行該離散傅立葉轉換。這種做法的好處在於可以減少運算量。舉例來說，若該離散傅立葉轉換的解析度為數值8192，離散傅立葉轉換電路284不需要對8192個頻率指標k 都進行離散傅立葉轉換，而是只針對範圍在-5到5之間的十一個頻率指標k 進行離散傅立葉轉換即可。在這個情況下，精細載波頻偏估計值為：。(式十七)
於一實施例中，解析度被設定為高於快速傅立葉轉換電路230所進行之快速傅立葉轉換的解析度，也就是用更高的解析度來尋找精細載波頻偏估計值。另一方面，解析度可以根據一後續電路的載波頻偏容忍度來設定。舉例而言，假設後續電路的載波頻偏容忍度為2千赫（kilohertz），也就是能容忍2千赫以下的載波頻偏造成的誤差，則解析度可被設定為讓頻率間隔低於2千赫。
圖五為根據本發明之另一實施例中的載波頻偏估計裝置之功能方塊圖。除了圖四中的電路，載波頻偏估計裝置500進一步包含一控制器291、一記憶體292以及一加權電路293。以下分述各電路的詳細運作方式。
控制器291係用以控制連貫相關器282、精細資料擷取電路283、離散傅立葉轉換電路284與精細載波頻偏計算電路285，針對補償後信號中的K筆信號內容各自產生一精細載波頻偏估計值，其中K為大於一之一正整數。舉例而言，該K筆信號內容可以是K個資料框內各自最可能為參考資料c 的資料區段。
記憶體292係用以暫存精細載波頻偏計算電路285每次算出的精細載波頻偏估計值。在K個精細載波頻偏估計值都產生之後，控制器291便控制加權電路293自記憶體292取出該K個精細載波頻偏估計值，並對該K個精細載波頻偏估計值施以加權後加總，以產生一加權後載波頻偏估計值。以數值K被設定為五的情況為例，加權電路293可以令每個權重都等於0.2，亦即計算五個精細載波頻偏估計值的平均值。藉由增加參考資料的數量，加權後載波頻偏估計值能具有更高的可信度。
根據本發明之另一實施例為一種載波頻偏估計方法，其流程圖係繪示於圖六。首先，步驟S601為對一接收信號施以一差分相關計算，以產生對應於複數個時間點之複數個差分相關計算結果。接著，步驟S602為找出該複數個差分相關計算結果中振幅最大的M個峰值，其中M為大於一之正整數。隨後，步驟S603為選擇該M個峰值中未曾被選為候選峰值的一個峰值，做為一候選峰值。步驟S604為自該接收信號中擷取出對應於該候選峰值之一資料區段，做為一候選資料區段。步驟S605則是對該候選資料區段與一段參考資料之乘積施以快速傅立葉轉換，以得出一候選轉換結果。步驟S606為找出該候選轉換結果中之一最高振幅。接著，步驟S607為根據該候選轉換結果之該最高振幅判斷是否選擇該候選轉換結果做為一目標轉換結果。若步驟S607的判斷結果為是，則步驟S608將被執行，亦即根據該目標轉換結果之該最高振幅所對應的頻率決定一載波頻偏估計值。若步驟S607的判斷結果為否，則步驟S603~S607被重新執行。
本發明所屬技術領域中具有通常知識者可理解，先前在介紹載波頻偏估計裝置200、400、500時描述的各種操作變化亦可應用至圖六中的載波頻偏估計方法，其細節不再贅述。
藉由以上實施例之詳述，係希望能更加清楚描述本發明之特徵與精神，而並非以上述所揭露的實施例來對本發明之範疇加以限制。相反地，其目的是希望能涵蓋各種改變及具相等性的安排於本發明所欲申請之專利範圍的範疇內。本發明所屬技術領域中具有通常知識者可理解，另有多種電路組態和元件可在不背離本發明精神的情況下實現本發明的概念。此外，本揭露書中的數學表示式係用以說明與本發明之實施例相關的原理和邏輯，除非有特別指明的情況，否則不對本發明之範疇構成限制。本發明所屬技術領域中具有通常知識者可理解，有多種技術可實現該等數學式所對應的物理表現形式。
110‧‧‧連貫相關器
120‧‧‧時域峰值尋找電路
130‧‧‧資料擷取電路
140‧‧‧快速傅立葉轉換電路
150‧‧‧頻域峰值尋找電路
160‧‧‧載波頻偏計算電路
171‧‧‧一階差分相關器
172‧‧‧二階差分相關器
173‧‧‧三階差分相關器
174‧‧‧四階差分相關器
175‧‧‧加總電路
200‧‧‧載波頻偏估計裝置
210‧‧‧差分相關器
220‧‧‧時域峰值尋找電路
230‧‧‧資料擷取電路
240‧‧‧快速傅立葉轉換電路
250‧‧‧頻域峰值尋找電路
260‧‧‧選擇電路
261‧‧‧門檻值提供電路
262‧‧‧比較電路
263‧‧‧輸出電路
270‧‧‧載波頻偏計算電路
281‧‧‧補償電路
282‧‧‧連貫相關器
283‧‧‧精細資料擷取電路
284‧‧‧離散傅立葉轉換電路
285‧‧‧精細載波頻偏計算電路
291‧‧‧控制器
292‧‧‧記憶體
293‧‧‧加權電路
400‧‧‧載波頻偏估計裝置
500‧‧‧載波頻偏估計裝置
S601~S608‧‧‧流程步驟
圖一(A)呈現一個現行運用連貫相關器之載波頻偏估計裝置的功能方塊圖。
圖一(B)呈現一個現行運用差分相關器之載波頻偏估計裝置的功能方塊圖。
圖二為根據本發明之一實施例中的載波頻偏估計裝置之功能方塊圖。
圖三呈現根據本發明之一實施例中的選擇電路之詳細實施例。
圖四為根據本發明之另一實施例中的載波頻偏估計裝置之功能方塊圖。
圖五為根據本發明之又一實施例中的載波頻偏估計裝置之功能方塊圖。
圖六為根據本發明之一實施例中的載波頻偏估計方法之流程圖。
須說明的是，本發明的圖式包含呈現多種彼此關聯之功能性模組的功能方塊圖。該等圖式並非細部電路圖，且其中的連接線僅用以表示信號流。功能性元件及/或程序間的多種互動關係不一定要透過直接的電性連結始能達成。此外，個別元件的功能不一定要如圖式中繪示的方式分配，且分散式的區塊不一定要以分散式的電子元件實現。

Claims (18)

  1. 一種載波頻偏估計裝置，包含： 一差分相關器，用以對一接收信號與一段參考資料施以一差分相關計算，以產生對應於複數個時間點之複數個差分相關計算結果； 一時域峰值尋找電路，用以找出該複數個差分相關計算結果中振幅最大的M個峰值，並且每次輸出該M個峰值中的一個峰值，做為一候選峰值，其中M為大於一之正整數； 一資料擷取電路，用以自該接收信號中擷取出對應於該候選峰值之一資料區段，做為一候選資料區段； 一快速傅立葉轉換電路，用以對該候選資料區段與該段參考資料之共軛信號的乘積施以快速傅立葉轉換，以得出一候選轉換結果； 一頻域峰值尋找電路，用以找出該候選轉換結果中之一最高振幅； 一選擇電路，用以根據該候選轉換結果之該最高振幅判斷是否選擇該候選轉換結果做為一目標轉換結果；以及 一載波頻偏計算電路，用以根據該目標轉換結果之該最高振幅所對應的一頻率決定一載波頻偏估計值。
  2. 如申請專利範圍第1項所述之載波頻偏估計裝置，其中該差分相關器係對該接收信號施以一一階差分相關計算以產生該複數個差分相關計算結果。
  3. 如申請專利範圍第1項所述之載波頻偏估計裝置，其中該選擇電路包含： 一門檻值提供電路，用以提供一振幅門檻值； 一比較電路，用以比較該振幅門檻值與該候選轉換結果之該最高振幅，以產生一比較結果；以及 一輸出電路，若該比較結果顯示該最高振幅高於該振幅門檻值，該輸出電路即選擇該候選轉換結果做為輸出給該載波頻偏計算電路之該目標轉換結果；若該比較結果顯示該最高振幅低於該振幅門檻值，該輸出電路即請求該時域峰值尋找電路提供一個新的候選峰值給該資料擷取電路。
  4. 如申請專利範圍第3項所述之載波頻偏估計裝置，其中該門檻值提供電路係根據該接收信號之傳播路徑數量或該接收信號中之一已知資料長度決定該比較電路採用之該門檻值。
  5. 如申請專利範圍第1項所述之載波頻偏估計裝置，進一步包含： 一補償電路，用以根據該載波頻偏估計值對該接收信號施以一載波頻偏補償程序，以產生一補償後信號； 一連貫相關器，用以對該補償後信號施以一連貫相關計算，以產生對應於複數個時間點之複數個連貫相關計算結果； 一精細資料擷取電路，用以找出該複數個連貫相關計算結果中振幅最大的一個連貫相關計算結果，並自該補償後信號中擷取出相對應之一精細目標資料區段； 一離散傅立葉轉換電路，用以計算該精細目標資料區段與該段參考資料之共軛信號的乘積，並對該乘積施以離散傅立葉轉換，以產生一轉換結果；以及 一精細載波頻偏計算電路，用以選出該轉換結果中之一最高振幅，並根據對應於該最高振幅之一頻率產生一精細載波頻偏估計值。
  6. 如申請專利範圍第5項所述之載波頻偏估計裝置，其中該離散傅立葉轉換電路僅針對零頻附近的複數個頻率進行該離散傅立葉轉換。
  7. 如申請專利範圍第5項所述之載波頻偏估計裝置，其中該離散傅立葉轉換之一解析度係根據一後續電路之一載波頻偏容忍度來設定。
  8. 如申請專利範圍第5項所述之載波頻偏估計裝置，其中該離散傅立葉轉換之一解析度被設定為高於該快速傅立葉轉換電路所進行之該快速傅立葉轉換的解析度。
  9. 如申請專利範圍第5項所述之載波頻偏估計裝置，進一步包含： 一控制器，用以控制該連貫相關器、該精細資料擷取電路、該離散傅立葉轉換電路與該精細載波頻偏計算電路，針對該補償後信號中的K筆信號內容各自產生一精細載波頻偏估計值，其中K為大於一之一正整數； 一記憶體，用以暫存該K個精細載波頻偏估計值；以及 一加權電路，用以對該K個精細載波頻偏估計值施以加權後加總，以產生一加權後載波頻偏估計值。
  10. 一種載波頻偏估計方法，包含： (a)對一接收信號與一段參考資料施以一差分相關計算，以產生對應於複數個時間點之複數個差分相關計算結果； (b)找出該複數個差分相關計算結果中振幅最大的M個峰值，其中M為大於一之正整數； (c)每次選擇該M個峰值中的一個峰值，做為一候選峰值，並且； (c1)自該接收信號中擷取出對應於該候選峰值之一資料區段，做為一候選資料區段； (c2)對該候選資料區段與一段參考資料之共軛信號的乘積施以快速傅立葉轉換，以得出一候選轉換結果； (c3)找出該候選轉換結果中之一最高振幅；以及 (c4)根據該候選轉換結果之該最高振幅，判斷是否選擇該候選轉換結果做為一目標轉換結果；以及 (d)根據該目標轉換結果之該最高振幅所對應的一頻率決定一載波頻偏估計值。
  11. 如申請專利範圍第10項所述之載波頻偏估計方法，其中步驟(a)為對該接收信號施以一一階差分相關計算以產生該複數個差分相關計算結果。
  12. 如申請專利範圍第10項所述之載波頻偏估計方法，其中步驟(c4)包含： 比較一振幅門檻值與該最高振幅，以產生一比較結果； 若該比較結果顯示該最高振幅高於該振幅門檻值，選擇該候選轉換結果做為該目標轉換結果；以及 若該比較結果顯示該最高振幅低於該振幅門檻值，請求針對一個新的候選峰值重新執行步驟(c)。
  13. 如申請專利範圍第12項所述之載波頻偏估計方法，其中該振幅門檻值係根據該接收信號之傳播路徑數量或該接收信號中之一已知資料長度決定。
  14. 如申請專利範圍第10項所述之載波頻偏估計方法，進一步包含： (e)根據該載波頻偏估計值對該接收信號施以一載波頻偏補償程序，以產生一補償後信號； (f)對該補償後信號施以一連貫相關計算，以產生對應於複數個時間點之複數個連貫相關計算結果； (g)找出該複數個連貫相關計算結果中振幅最大的一個連貫相關計算結果，並自該補償後信號中擷取出相對應之一精細目標資料區段； (h)計算該精細目標資料區段與該段參考資料之共軛信號的乘積，並對該乘積施以離散傅立葉轉換，以產生一轉換結果；以及 (i)選出該轉換結果中之一最高振幅，並根據對應於該最高振幅之一頻率產生一精細載波頻偏估計值。
  15. 如申請專利範圍第14項所述之載波頻偏估計方法，其中步驟(h)包含僅針對零頻附近的複數個頻率進行該離散傅立葉轉換。
  16. 如申請專利範圍第14項所述之載波頻偏估計方法，其中步驟(h)中該離散傅立葉轉換之一解析度係根據一後續電路之一載波頻偏容忍度來設定。
  17. 如申請專利範圍第14項所述之載波頻偏估計方法，其中步驟(h)中該離散傅立葉轉換之一解析度被設定為高於步驟(c2)中該快速傅立葉轉換的解析度。
  18. 如申請專利範圍第14項所述之載波頻偏估計方法，進一步包含： 分別針對該補償後信號中的K筆信號內容執行步驟(f)~步驟(i)，各自產生一精細載波頻偏估計值，其中K為大於一之一正整數；以及 對該K個精細載波頻偏估計值施以加權後加總，以產生一加權後載波頻偏估計值。
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