CN114421999B

CN114421999B - 基于hplc双模无线系统的信道估计方法、装置、电子设备及存储介质

Info

Publication number: CN114421999B
Application number: CN202111678316.2A
Authority: CN
Inventors: 任江涛; 胡雅娜; 邓敬贤; 温小军; 胡剑锋; 张国松
Original assignee: Core Semiconductor Technology Beijing Co ltd
Current assignee: Core Semiconductor Technology Beijing Co ltd
Priority date: 2021-12-31
Filing date: 2021-12-31
Publication date: 2022-11-15
Anticipated expiration: 2041-12-31
Also published as: CN114421999A

Abstract

本发明实施例公开了一种基于HPLC双模无线系统的信道估计方法、装置和电子设备。本发明实施例通过获取长训练域LTF的第一信道响应，所述第一信道响应包括所述LTF中每个OFDM符号中有效频域数据对应的信道响应；根据所述第一信道响应确定信号SIG的至少一个第二信道响应，其中，所述信号SIG占据第一数量个OFDM符号，所述第二信道响应包括所述SIG中每个OFDM符号中有效频域数据对应的信道响应；对所述信号SIG进行译码，确定物理层帧头PHR占据第二数量个OFDM符号；根据所述第一数量个OFDM符号与所述第二数量个OFDM符号对所述PHR进行信道估计，确定所述PHR对应的至少一个第三信道响应。通过上述方法，可以准确的对SIG和PHR进行准确的信道估计，确定准确的信道响应。

Description

基于HPLC双模无线系统的信道估计方法、装置、电子设备及存储介质

技术领域

本发明涉及计算机技术领域，具体涉及一种基于HPLC双模无线系统的信道估计方法、装置和电子设备。

背景技术

随着科技的发展，物联网、智能家居、智能电表、远程监控等越来越广泛的深入到人们的日常生活中，上述应用在使用过程中都需要进行数据传输，常用的数据传输的方式包括高速电力线载波(High-speed Power Line Carrier，HPLC)。

现有技术中，高速电力线载波也称为宽带电力线载波，是在低压电力线上进行数据传输的宽带电力线载波技术，宽带电力线载波通信网络则是以电力线作为通信媒介，实现低压电力用户用电信息汇聚、传输、交互的通信网络，宽带电力线载波主要采用了正交频分复用(OFDM) 技术，频段使用2MHz～12MHz；但是上述方式无法实现就无线空间中的数据传输，因此现有技术中提出了HPLC双模系统，即采用高速电力线载波和高速无线通信技术两种方式进行数据传输的通信模块或通信设备。在HPLC双模系统中的高速无线通信技术(以下称为HPLC双模无线系统)，是对高速电力线载波技术的补充，是一种在无线空间中进行数据传输的宽带载波技术，同样采用正交频分复用(OFDM)技术，通信频段支持470MHz～510MHz。所述HPLC双模无线系统中的信号包括长训练域(long training field，LTF)、信号(signal，SIG)、物理层帧头(Physical Layer Frame Header，PHR)，还可能包括物理层业务数据单元(Physical Service Data Unit，PSDU)，接收终端需要对上述LTF、SIG、PHR以及PSDU进行信道估计，现有技术中对LTF进行信道估计的方式是公知的，但是现有技术中对SIG、PHR以及PSDU进行信道估计时，由于导频Pilot 的分布特性，在一个OFDM符号上，只有固定数量的Pilot出现，且相同Pilot位置上出现两次Pilot符号，需要间隔3或4个OFDM符号，使整体信道估计延迟3或4个符号的时间，导致SIG、PHR以及PSDU的信道估计不准确。

综上所述，接收终端如何对上述SIG、PHR以及PSDU进行准确的信道估计是目前需要解决的问题。

发明内容

有鉴于此，本发明实施例提供了一种基于HPLC双模无线系统的信道估计方法、装置和电子设备，可以准确的对SIG、PHR以及PSDU进行准确的信道估计。

第一方面，本发明实施例提供了一种基于HPLC双模无线系统的信道估计方法，该方法包括：

获取长训练域LTF的第一信道响应，其中，所述第一信道响应包括所述LTF中每个OFDM符号中有效频域数据对应的信道响应；

根据所述第一信道响应确定信号SIG的至少一个第二信道响应，其中，所述信号SIG占据第一数量的OFDM符号，所述第二信道响应包括所述SIG中每个OFDM符号中有效频域数据对应的信道响应；

对所述信号SIG进行译码，确定物理层帧头PHR占据的第二数量 OFDM符号；

根据所述第一数量的OFDM符号与所述第二数量OFDM符号对所述PHR进行信道估计，确定所述PHR对应的至少一个第三信道响应，其中，所述第三信道响应包括所述PHR中每个OFDM符号中有效频域数据对应的信道响应。

可选的，该方法还包括：

对所述PHR进行译码，响应于所述帧类型指示为非选择确认帧时，确定PSDU占据第三数量个OFDM符号；

根据所述第二数量个OFDM符号与所述第三数量个OFDM符号对所述PSDU进行信道估计，确定所述PSDU对应的至少一个第四信道响应，其中，所述第四信道响应包括所述PSDU中每个OFDM符号中有效频域数据对应的信道响应。

可选的，所述根据所述第一信道响应确定信号SIG的至少一个第二信道响应，具体包括：

将所述第一信道响应直接确定为所述SIG的至少一个第二信道响应。

可选的，所述根据所述第一信道响应确定信号SIG的至少一个第二信道响应，具体还包括：

响应于所述信号SIG包括一个OFDM符号；

将所述第一信道响应与相位偏差的乘积确定为所述SIG中第一个 OFDM符号的第二信道响应。

响应于所述信号SIG包括两个OFDM符号；

将所述第一信道响应与相位偏差的乘积确定为所述SIG中第一个 OFDM符号的第二信道响应；

将所述第一信道响应与相位偏差的平方的乘积确定为所述SIG中第二个OFDM符号的第二信道响应。

可选的，所述根据所述第一数量个OFDM符号与所述第二数量个 OFDM符号对所述PHR进行信道估计，确定所述PHR对应的至少一个第三信道响应，具体包括：

对所述第一数量个OFDM符号与所述第二数量个OFDM符号中每个OFDM符号进行信道估计，确定所述PHR对应的至少一个第三信道响应。

可选的，所述对所述第一数量个OFDM符号与所述第二数量个 OFDM符号中每个OFDM符号进行信道估计，具体包括：

获取每个OFDM符号中的导频位置；

对所述导频位置上的导频进行信道估计，确定所述导频的信道响应；

根据所述导频的信道响应，通过插值算法确定与所述导频位置对应的时域方向上的第一数据的信道响应，其中，所述第一数据为除最后三个OFDM符号之外的非导频数据。

可选的，该方法还包括：

按照设定规则，确定第二数据的信道响应，其中，所述第二数据为最后三个OFDM符号内的非导频数据。

可选的，所述按照设定规则，确定第二数据的信道响应，具体包括：

在时域方向，响应于最后三个OFDM符号内未出现导频，将所述最后三个OFDM符号之前最后一次导频位置上的信道响应作为所述第二数据的信道响应。

在时域方向，响应于最后三个OFDM符号内倒数第三个OFDM符号出现导频，将所述倒数第三个OFDM符号出现导频的信道响应作为所述第二数据的信道响应。

在时域方向，响应于最后三个OFDM符号内倒数第二个OFDM符号出现导频，将所述倒数第二个OFDM符号出现导频的信道响应作为最后一个OFDM符号对应的所述第二数据的信道响应；

通过所述最后三个OFDM符号之前最后一次导频位置上的信道响应与所述倒数第二个OFDM符号出现导频的信道响应进行插值运算，将插值运算得到的数值作为倒数第三个OFDM符号对应的所述第二数据的信道响应。

在时域方向，响应于最后三个OFDM符号内倒数第一个OFDM符号出现导频，通过所述最后三个OFDM符号之前最后一次导频位置上的信道响应与所述倒数第一个OFDM符号出现导频的信道响应进行插值运算，将插值运算得到的数值作为倒数第二个和倒数第三个OFDM符号对应的所述第二数据的信道响应。

可选的，所述插值运算的系数通过预先生成的插值系数表查询获取。

可选的，该方法还包括：

确定所述长训练域LTF的第一信道响应。

可选的，所述确定所述长训练域LTF的第一信道响应，具体包括：

确定所述LTF的有效频域数据；

将所述LTF的有效频域数据与所述LTF的频域序列的共轭的乘积确定为所述第一信道响应。

第二方面，本发明实施例提供了一种基于HPLC双模无线系统的信道估计装置，该装置包括：

获取单元，用于获取长训练域LTF的第一信道响应，其中，所述第一信道响应包括所述LTF中每个OFDM符号中有效频域数据对应的信道响应；

确定单元，用于根据所述第一信道响应确定信号SIG的至少一个第二信道响应，其中，所述信号SIG占据第一数量的OFDM符号，所述第二信道响应包括所述SIG中每个OFDM符号中有效频域数据对应的信道响应；

所述确定单元还用于，对所述信号SIG进行译码，确定物理层帧头 PHR占据第二数量个OFDM符号；

所述确定单元还用于，根据所述第一数量个OFDM符号与所述第二数量个OFDM符号对所述PHR进行信道估计，确定所述PHR对应的至少一个第三信道响应，其中，所述第三信道响应包括所述PHR中每个 OFDM符号中有效频域数据对应的信道响应。

可选的，所述确定单元还用于：

可选的，所述确定单元具体用于：

可选的，所述确定单元具体还用于：

响应于所述信号SIG包括一个OFDM符号；

响应于所述信号SIG包括两个OFDM符号；

可选的，所述确定单元具体用于：

对所述第一数量的OFDM符号与所述第二数量OFDM符号中每个 OFDM符号进行信道估计，确定所述PHR对应的至少一个第三信道响应。

可选的，所述确定单元具体用于：

获取每个OFDM符号中的导频位置；

可选的，所述确定单元还用于：

可选的，所述确定单元具体用于：

可选的，所述确定单元还用于：

确定所述长训练域LTF的第一信道响应。

可选的，所述确定单元具体用于：

确定所述LTF的有效频域数据；

第三方面，本发明实施例提供了一种电子设备，包括存储器和处理器，所述存储器用于存储一条或多条计算机指令，其中，所述一条或多条计算机指令被处理器执行以实现如第一方面或第一方面任一种可能中任一项所述的方法。

第四方面，本发明实施例提供了一种计算机可读存储介质，其上存储有计算机程序，该程序被处理器执行以实现如第一方面或第一方面任一种可能中任一项所述的方法。

本发明实施例通过获取长训练域LTF的第一信道响应，其中，所述第一信道响应包括所述LTF中每个OFDM符号中有效频域数据对应的信道响应；根据所述第一信道响应确定信号SIG的至少一个第二信道响应，其中，所述信号SIG占据第一数量个OFDM符号，所述第二信道响应包括所述SIG中每个OFDM符号中有效频域数据对应的信道响应；对所述信号SIG进行译码，确定物理层帧头PHR占据第二数量个OFDM 符号；根据所述第一数量个OFDM符号与所述第二数量个OFDM符号对所述PHR进行信道估计，确定所述PHR对应的至少一个第三信道响应，其中，所述第三信道响应包括所述PHR中每个OFDM符号中有效频域数据对应的信道响应。通过上述方法，直接将LTF的第一信道响应确定为SIG的第二信道响应，可以快速对SIG进行译码，确定PHR占据的OFDM符号数量，在此基础上，可以对PHR进行准确的信道估计。

附图说明

通过以下参照附图对本发明实施例的描述，本发明的上述以及其它目的、特征和优点将更为清楚，在附图中：

图1是现有技术中一种HPLC双模无线系统的物理层帧结构示意图；

图2是现有技术中一种时域STF信号的帧格式示意图；

图3是现有技术中一种STF基础层信号的时域帧格式示意图；

图4是现有技术中一种时域STF信号的帧格式示意图；

图5是现有技术中一种LTF基础符号示意图；

图6是本发明实施例中一种基于HPLC双模无线系统的信道估计方法流程图；

图7是本发明实施例中另一种基于HPLC双模无线系统的信道估计方法流程图；

图8是本发明实施例中再一种基于HPLC双模无线系统的信道估计方法流程图；

图9是本发明实施例中一种基于HPLC双模无线系统的信道估计装置示意图；

图10是本发明实施例的一种电子设备的示意图。

具体实施方式

以下基于实施例对本发明公开进行描述，但是本发明公开并不仅仅限于这些实施例。在下文对本发明公开的细节描述中，详尽描述了一些特定的细节部分。对本领域技术人员来说没有这些细节部分的描述也可以完全理解本发明公开。为了避免混淆本发明公开的实质，公知的方法、过程、流程、元件和电路并没有详细叙述。

此外，本领域普通技术人员应当理解，在此提供的附图都是为了说明的目的，并且附图不一定是按比例绘制的。

除非上下文明确要求，否则整个申请文件中的“包括”、“包含”等类似词语应当解释为包含的含义而不是排他或穷举的含义；也就是说，是“包括但不限于”的含义。

在本发明公开的描述中，需要理解的是，术语“第一”、“第二”等仅用于描述目的，而不能理解为指示或暗示相对重要性。此外，在本发明公开的描述中，除非另有说明，“多个”的含义是两个或两个以上。

现有技术中的宽带电力线载波High-speed Power Line Carrier，HPLC) 主要采用了正交频分复用(OFDM)技术，频段使用2MHz～12MHz；但是上述方式无法实现在无线空间中的数据传输，因此现有技术中提出了 HPLC双模系统，即采用高速电力线载波和高速无线通信技术两种方式进行数据传输的通信模块或通信设备。在HPLC双模系统中的高速无线通信技术(以下称为HPLC双模无线系统)，是对高速电力线载波技术的补充，是一种在无线空间中进行数据传输的宽带载波技术，同样采用正交频分复用(OFDM)技术，通信频段支持470MHz～510MHz。HPLC 双模无线系统是个突发信号系统，在任何时间都有发送信号的可能，与所述HPLC双模无线系统对应的终端，在工作状态下需要一直监测突发信号的到来。具体的，HPLC双模无线系统是一个突发信号系统，所述突发信号的物理层帧结构如图1所示，包括前导信号的短训练域(short training field，STF)、长训练域(long trainingfield，LTF)，其中，所述前导信号为所述突发信号的前导部分；所述突发信号还包括信号(signal，SIG)、物理层帧头(Physical Layer Frame Header，PHR)以及物理层业务数据单元(Physical Service Data Unit，PSDU)。具体的，所述STF可用于终端检测帧头的位置和小数倍频偏，所述LTF可用于终端检测整数倍频偏和频域信道估计，通过所述信道估计确定信道响应，在此之后，接收终端也需要对SIG、PHR以及PSDU进行准确的信道估计，确定SIG、PHR以及PSDU的信道响应。

在一种可能的实现方式中，所述短训练域STF为时域STF信号，所述时域STF信号的帧格式如图2所示，包括10个序号不同的S序列，分别为-S、-S、-S、-S、+S、+S、-S、-S、-S、+S；具体的，生成所述时域STF信号的具体过程如下，所述时域STF信号由基础层信号和绕码层序列通过点乘得到，其中，基础层信号由STF的频域序列经过IFFT 变化得到，IFFT变化的公式一如下：

所述f(n)即所述S序列，所述F(k)为下表1中载波的取值，载波在不同的模式下，采样率不同，获取的载波取值的数据量不同，假设载波模式为模式3，此模式下STF的频域序列配置如下表1所示：

表1

在一种可能的实现方式中，所述STF基础层信号的时域帧格式如图 3所示，STF序列共由5个重复的STF-OFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplexing，正交频分复用技术)符号，其中，每个STF-OFDM 符号包含2个S序列。

在一种可能的实现方式中，所述绕码层是由一个10比特的Mask序列构成，所述Mask序列为{-1、-1、-1、-1、+1、+1、-1、-1、-1、+1}，具体的，所述Mask序列根据协议设定，本发明对其不做限定，此处仅仅为示例性说明。将所述图3与所述绕码层进行点乘后得到时域STF信号的帧格式，具体如图4所示，所述图4与图2实际上是相同的帧格式，图4只是对图2更详细的表示。

在一种可能的实现方式中，时域LTF序列包含2个连续的LTF基础符号，以及在2个OFDM符号前加1/2个符号长度的LTF基础符号的循环前缀CP，具体如图5所述，每个LTF基础符号也可以用T-FFT表示，具体的，所述1/2个符号长度的LTF基础符号的循环前缀CP是根据协议设置的。

在一种可能的实现方式中，LTF中每个OFDM符号转换为频域后包括多个有效子载波，每个有效子载波对应一个导频，假设，在采样率为 256*Sc，其中，所述Sc为子载波带宽，等于8.138kHz，每个OFDM符号中包括256个数据，其中，不同的OFDM模式下对应的有效的LTF子载波LTF_N_valid的数量是不同的，模式Option1下，有效的LTF子载波LTF_N_valid的数量为104，模式Option2下，有效的LTF子载波 LTF_N_valid的数量为52，模式Option3下，有效的LTF子载波 LTF_N_valid的数量为20；但是对于SIG、PHR以及PSDU来说，不需要每个有效子载波都对应导频，所述SIG、PHR以及PSDU的每个OFDM 符号中使用1组导频即可，其他有效子载波上传输的是数据，不同OFDM 模式下的导频参数如表2所述，具体如下：

表2

具体的，在OFDM Option 1下，每个OFDM的可用载波数(即有效载波数)为104，其中，只有8个是导频载波，其余数据载波数为96，每7个OFDM作为一个周期，即对应7个导频组，每个导频组中的子载波索引是不同的，其中，OFDM Option 1的子载波索引如表3所示：

表3

具体的，每个OFDM符号对应一个导频组，在OFDM Option1下每个OFDM符号中有8个固定的位置放置导频，例如，导频组1(Pilot set1) 中有8个固定的导频，子载波索引分别为-52、-38、-22、-10、2、14、 30和42；导频组2(Pilot set2)中有8个固定的导频，子载波索引分别为-49、-34、-18、-6、18、26、34和46；导频组3(Pilot set3)中有8 个固定的导频，子载波索引分别为-46、-30、-14、-2、6、22、38和49；导频组4(Pilot set4)中有8个固定的导频，子载波索引分别为-52、-42、 -26、-10、10、26、42和52；导频组5(Pilot set5)中有8个固定的导频，子载波索引分别为-49、-38、-22、-6、2、14、30和46；导频组6 (Pilot set6)中有8个固定的导频，子载波索引分别为-46、-34、-26、 -18、6、18、34和49；导频组7(Pilot set7)中有8个固定的导频，子载波索引分别为-42、-30、-14、-2、10、22、38和52。

在OFDM Option2下，每个OFDM的可用载波数(即有效载波数) 为52，其中，只有4个是导频载波，其余48个为数据载波，每7个OFDM 作为一个周期，即对应7个导频组，每个导频组中的子载波索引是不同的，其中，OFDM Option 2的子载波索引如表4所示：

表4

具体的，每个OFDM符号对应一个导频组，每个OFDM符号中有 4个固定的位置放置导频，例如，导频组1(Pilot set1)中有4个固定的导频，子载波索引分别为-26、-6、2和22；导频组2(Pilot set2)中有4 个固定的导频，子载波索引分别为-18、-10、10和18；导频组3(Pilot set3) 中有4个固定的导频，子载波索引分别为-22、-2、6和26；导频组4(Pilotset4)中有4个固定的导频，子载波索引分别为-14、-6、14和22；导频组5(Pilot set5)中有4个固定的导频，子载波索引分别为-26、-18、2 和10；导频组6(Pilot set6)中有4个固定的导频，子载波索引分别为 -10、-2、18和26；导频组7(Pilot set7)中有4个固定的导频，子载波索引分别为-22、-14、6和14。

在OFDM Option3下，每个OFDM的可用载波数(即有效载波数) 为20，其中，只有2个是导频载波，其余18个为数据载波，每3个OFDM 作为一个周期，即对应3个导频组，每个导频组中的子载波索引是不同的，其中，OFDM Option 3的子载波索引如表5所示：

表5

Pilot Tone	#1	#2
			Pilot set1	-10	2
Pilot set2	-2	10
			Pilot set3	-6	6

具体的，每个OFDM符号对应一个导频组，每个OFDM符号中有 2个固定的位置放置导频，例如，导频组1(Pilot set1)中有2个固定的位置放置导频，子载波索引分别为-10和2；导频组2(Pilot set2)中有 2个固定的导频，子载波索引分别为-2和10；导频组3(Pilotset3)中有2个固定的导频，子载波索引分别为-6和6。

在一种可能的实现方式中，上述导频位置上放置的导频数据由初始值全是1的PN10(伪随机10)序列产生的，具体的，PN10序列的第1 个输出比特放在分组1、Pilot Tone为#1所对应的导频子载波上，后续比特依次放置于#2，…，#End对应的导频子载波上，所述导频子载波统一采用二进制相移键控BPSK调制方式，PN10序列生成公式： S(x)＝x^10+x^3+1。

现有技术中，在估计出LTF信道响应之后，继续对SIG、PHR以及 PSDU的OFDM符号进行信道估计，具体方式如下：每接收到一个OFDM 符号，先对该OFDM符号上#N个导频(Pilot)位置的符号做信道估计，获得信道响应，然后通过该Pilot位置在时域方向上该Pilot位置前一次的信道响应进行插值处理，获取时域方向上两者之间数据的信道响应，然后再对该OFDM符号在频域方向上进行插值处理，从而获得该OFDM 符号上所有符号的信道响应估计值；由Pilot分布特性可知，在一个 OFDM符号上，只有固定#N个Pilot出现，且相同Pilot位置上出现两次 Pilot，需要间隔3个或4个OFDM符号，导致整体信道估计延迟3或4 个符号的时间；并且，由于PHR的控制参数由SIG信号决定，PSDU的控制参数由PHR信号决定，所以在译码出SIG之前，未知PHR占据 OFDM符号的数量，在译码出PHR之前，也未知PUSD占据OFDM符号的数量或者是否携带PSDU信号；如果提前预收并利用了不存在的 OFDM的导频位置上的Pilot，则会导致SIG和或PHR译码错误，影响性能。

本发明实施例中，为了对SIG、PHR以及PSDU进行准确的信道进行准确的估计，提出了一种基于HPLC双模无线系统的信道估计方法方法，具体如图6所示，图6是本发明实施例的一种基于HPLC双模无线系统的信道估计方法流程图，具体包括如下步骤：

步骤S600、获取长训练域LTF的第一信道响应，其中，所述第一信道响应包括所述LTF中每个OFDM符号中有效频域数据对应的信道响应。

在一种可能的实现方式中，在获取所述LTF的第一信道响应之前，需要先确定所述第一信道响应，具体包括：确定所述LTF的有效频域数据；将所述LTF的有效频域数据与所述LTF的频域序列的共轭的乘积确定为所述第一信道响应。

举例说明，在长训练域LTF的循环前缀CP时间段内，根据所述小数倍频偏对长训练域LTF进行补偿，获取小数倍频偏补偿后的所述LTF 中的两个LTF时域数据，其中，每个所述LTF时域数据经过快速傅里叶变化FFT(Fast Fourier Transformation)可得到一个完整的LTF OFDM符号。在LTF的CP时间段内，对接收的时域信号补偿小数倍频偏△ f_fraction，使得补偿后的两个LTF时域数据剩余频偏只有整数倍频偏，整数倍数记为Fo_int，取值0，±1，±2，±3...；一种可能的小数倍频偏△f_fraction∈(-Sc,+Sc)，整数倍频偏基准为2*Sc。两个LTF时域数据即为两个OFDM符号长度的时域数据，分别记为OFDM1和OFDM2，分别进行时频变换，也可以称为FFT变换，变化后两个LTF OFDM频域数据分别记为LTF_FFT1和LTF_FFT2；两个LTF OFDM频域数据的频域均值数据记为LTF_FFT_avg＝(LTF_FFT1+LTF_FFT2)/2；由频偏的整数部Fo_int可从频域符号LTF_FFT_avg中取出LTF有效的频域数据记为LTF_FFT_valid，有效的频域子载波个数记为LTF_N_valid，则LTF 有效的频域数据在FFT中的索引记为ltf_index＝[(128-LTF_N_valid/2): (129+LTF_N_valid/2)]+Fo_int*2；即LTF_FFT_valid＝LTF_FFT_avg (ltf_index)；取得LTF有效的频域数据后，即可对LTF进行信道估计，得到的信道响应表示为：

LTF_CHAN＝LTF_FFT_valid*conj(LTF_freq_seq)。

其中，LTF_freq_seq为LTF的频域序列，例如，Option3模式的LTF 的频域序列如表1所示。

举例说明，假设在Option1模式，LTF_CHAN的子载波索引如下表 6所示，每个子载波索引对应的信道响应的数值是根据上述 LTF_CHAN＝LTF_FFT_valid*conj(LTF_freq_seq)求取的，此处不进行具体填写，根据实际使用数据确定。

表6

步骤S601、根据所述第一信道响应确定信号SIG的至少一个第二信道响应，其中，所述信号SIG占据第一数量个OFDM符号，所述第二信道响应包括所述SIG中每个OFDM符号中有效频域数据对应的信道响应。

具体的，所述根据所述第一信道响应确定信号SIG的至少一个第二信道响应，具体包括：将所述第一信道响应直接确定为所述SIG的至少一个第二信道响应。

在一种可能的实现方式中，由于SIG占据的OFDM符号个数为1 或者2，记为N_symbol_sig，在同一Pilot位置的有效子载波上，SIG范围内不会出现2次pilot符号，并且由于PHR的控制参数由SIG决定，在译码出SIG之前，未知PHR占据OFDM符号的数量，不能直接提前接收3-5个OFDM符号对SIG进行插值计算，因此，在收到LTF符号并完成频偏估计和信道估计后，直接利用LTF的信道响应作为SIG的信道响应，可以快速解码SIG，得到PHR的控制参数并计算出PHR占据的 OFDM符号个数；并且在利用LTF的信道响应作为SIG的信道响应前，对LTF的信道进行相位补偿，可以进一步提高SIG信道估计的精度，提高其译码的性能。

具体的，假设SIG包括一个OFDM符号，将所述第一信道响应与相位偏差的乘积确定为所述SIG中第一个OFDM符号的第二信道响应。

举例说明，相位偏差为Phase1，SIG1_CHAN＝LTF_CHAN*Phase1；

具体的，假设包括两个OFDM符号，将所述第一信道响应与相位偏差的乘积确定为所述SIG中第一个OFDM符号的第二信道响应；将所述第一信道响应与相位偏差的平方的乘积确定为所述SIG中第二个OFDM 符号的第二信道响应。

举例说明，相位偏差为Phase1，SIG1_CHAN＝LTF_CHAN*Phase1；相位偏差的平方为Phase1²，SIG2_CHAN＝LTF_CHAN*Phase1²。

在一种可能的实现方式中，所述

所述

具体的获取方法包括：

由接收数据的频偏，可以得知采样时钟偏差δ；接收数据的中心频率F_rf，模数转换(ADC)的采样频率为F_adc，接收数据估计的总频偏为Fo＝Fo_fra+Fo_int*2*Sc，则由晶振的偏差关系，Fo/F_rf＝δ/F_adc 可以得到：估计的采样时钟偏差δ＝Fo*F_adc/F_rf；采样时钟偏差对频域信号的影响：

其中，Rx(k)表示在没有采样时钟偏差的情况下，即在σ＝0时，对 rx(n)进行FFT变换的结果，rx(n)是在存在采样时钟偏差的情况下， OFDM符号对应的时域接收信号，rx(n+mN)对于时间偏移长度mN点后的接收信号，Rx(k)和Rx(k,m)分别表示时域上距离m*N个采样点，在存在采样时钟偏差下，频域子载波k对应的信号。

对比LTF和SIG可知，SIG1和或SIG2相对于LTF符号会存在一个相位偏差Phase1和Phase1²。

步骤S602、对所述信号SIG进行译码，确定物理层帧头PHR占据第二数量个OFDM符号。

具体的，译码SIG得到PHR的控制参数，计算出PHR占据的OFDM 符号个数N_symbol_phr，SIG的占据的OFDM符号个数为N_symbol_sig，在SIG和PHR的范围内，总OFDM符号个数记为N_symbol_1＝N_symbol _sig+N_symbol_phr，对PHR进行信道估计时可以利用SIG的N_symbol _sig个OFDM符号内的pilot作为信道参考。

步骤S603、根据所述第一数量个OFDM符号与所述第二数量个 OFDM符号对所述PHR进行信道估计，确定所述PHR对应的至少一个第三信道响应，其中，所述第三信道响应包括所述PHR中每个OFDM 符号中有效频域数据对应的信道响应。

具体的，对所述第一数量个OFDM符号与所述第二数量个OFDM 符号中每个OFDM符号进行信道估计，确定所述PHR对应的至少一个第三信道响应。

在一种可能的实现方式中，所述对所述第一数量的OFDM符号与所述第二数量OFDM符号中每个OFDM符号进行信道估计，具体流程如图7所示，包括如下步骤：

步骤S700、获取每个OFDM符号中的导频位置。

步骤S701、对所述导频位置上的导频进行信道估计，确定所述导频的信道响应。

步骤S702、根据所述导频的信道响应，通过插值算法确定与所述导频位置对应的时域方向上的第一数据的信道响应，其中，所述第一数据为除最后三个OFDM符号之外的非导频数据。

举例说明，Pilot位置在OFDM符号中固定地且周期性地出现，以 Option2的Pilot位置为例，在1个完整的pilot周期中的位置如下表7中第2列至第8列所示，每一列对应一个OFDM符号，7个OFDM符号为一个周期。

表7

-26	-26	0	0	0	-26	0	0	-26	0	0	0	-26	0	0
															-22	0	0	-22	0	0	0	-22	0	0	-22	0	0	0	-22
-18	0	-18	0	0	-18	0	0	0	-18	0	0	-18	0	0
															-14	0	0	0	-14	0	0	-14	0	0	0	-14	0	0	-14
-10	0	-10	0	0	0	-10	0	0	-10	0	0	0	-10	0
															-6	-6	0	0	-6	0	0	0	-6	0	0	-6	0	0	0
-2	0	0	-2	0	0	-2	0	0	0	-2	0	0	-2	0
															2	2	0	0	0	2	0	0	2	0	0	0	2	0	0
6	0	0	6	0	0	0	6	0	0	6	0	0	0	6
															10	0	10	0	0	10	0	0	0	10	0	0	10	0	0
14	0	0	0	14	0	0	14	0	0	0	14	0	0	14
															18	0	18	0	0	0	18	0	0	18	0	0	0	18	0
22	22	0	0	22	0	0	0	22	0	0	22	0	0	0
															26	0	0	26	0	0	26	0	0	0	26	0	0	26	0

其中，上表7的第1列表示Option2下，每个周期对应14个不同的 Pilot位置，同理，Option1下，每个周期对应28个不同的Pilot位置， Option3下，每个周期对应6个不同的Pilot位置；根据所述导频的信道响应，通过插值算法确定与所述导频位置对应的时域方向上的第一数据的信道响应，其中，所述第一数据为除最后三个OFDM符号之外的非导频数，具体算法与常用的算法相似，此处不再赘述，区别在于如何计算所述第二数据，即最后三个OFDM符号内的非导频数据的信道响应。

在一种可能的实现方式中，按照设定规则，确定第二数据的信道响应，其中，所述第二数据为最后三个OFDM符号内的非导频数据。

具体的，所述按照设定规则，确定第二数据的信道响应，包括四种情况：

情况一、

举例说明，如表8所示，假设7个OFDM符号为一个周期，Ha3、 Hp3、Hc3和Hd3为所述7个OFDM符号倒数第三个OFDM符号对应的数据，其中，Hp3为导频位置，Ha2、Hp2、Hc2和Hd2为所述7个 OFDM符号倒数第二个OFDM符号对应的数据，其中，Hp2为导频位置， Ha1、Hp1、Hc1和Hd1为所述7个OFDM符号倒数第一个OFDM符号对应的数据，其中，Hp1为导频位置，Ha，Hb，Hc和Hd分别表示倒数第3个OFDM之前最后一次Pilot位置上的信道响应。

表8

Ha	Ha3	Ha2	Ha1
				Hb	Hp3	Hb2	Hb1
Hc	Hc3	Hp2	Hc1
				Hd	Hd3	Hd2	Hp1

在一种可能的实现方式中，假设Ha3、Ha2和Ha1中未出现导频，则将其子载波上最后3个符号的信道响应直接复制为Ha，即Ha3＝Ha2 ＝Ha1＝Ha。

情况二、

在一种可能的实现方式中，如表8所示，假设Hp3、Hb2和Hb1中 Hp3出现导频，则将其子载波上最后2个符号的信道响应直接复制为Hp3，即Hb2＝Hb1＝Hp3。

情况三、

在时域方向，响应于最后三个OFDM符号内倒数第二个OFDM符号出现导频，将所述倒数第二个OFDM符号出现导频的信道响应作为最后一个OFDM符号对应的所述第二数据的信道响应；通过所述最后三个 OFDM符号之前最后一次导频位置上的信道响应与所述倒数第二个 OFDM符号出现导频的信道响应进行插值运算，将插值运算得到的数值作为倒数第三个OFDM符号对应的所述第二数据的信道响应。

在一种可能的实现方式中，如表8所示，假设Hc3、Hp2和Hc1中 Hp2出现导频，倒数第三个符号Hc3的信道响应为Hc和Hp2之间的线性插值，插值系数由Hc3在前后2个pilot位置之间的位置决定，也可以直接查询预先生成的插值系数表获取，Hc3＝Hc*alpha_L1+Hp2*alpha_R1，最后一个符号的信道为Hp2的直接复制，即Hc1＝Hp2，所述alpha_L1 和alpha_R1为一组插值系数。

情况四、

在一种可能的实现方式中，如表8所示，假设Hd3、Hd2和Hp1中Hp1 出现导频，最后一个符号的信道为pilot位置的信道响应为Hp1，倒数第三个和倒数第二个符号的信道均为Hd和Hp1之间的线性插值，插值系数由Hc3在前后2个pilot位置之间的位置决定，也可以直接查询预先生成的插值系数表获取，即Hd3＝Hd*alpha_L2+Hp1*alpha_R2， Hd2＝Hd*alpha_L3+Hp1*alpha_R3，所述alpha_L2和alpha_R2，以及 alpha_L3和alpha_R3为两组插值系数。

在一种可能的实现方式中，将信道响应的值填入表7，生成表9，具体如下：

表9

在一种可能的实现方式中，根据寄存器Reg_N_pilot中的数值确定倒数三列OFDM符号中出现导频的位置，其中，在Option1，2，3模式下，N_pilot个数分别为(28，14，6)，N_pilot个数为寄存器Reg_N_pilot 的长度，寄存器的初始值为0；具体的，初始值0表示最后3个OFDM 符号没有出现pilot；3表示倒数第三列出现导频的位置，在寄存器相应的位置标3；2表示倒数第二列出现导频的位置，在寄存器相应的位置标 2；1表示倒数第一列出现导频的位置，在寄存器相应的位置标1。

在一种可能的实现方式中，在收集完N_symbol_1个符号，对pilot 位置进行信道估计且标记好寄存器Reg_N_pilot中的值后，集中对最后3 个OFDM符号做Pilot位置子载波上的时域信道插值处理。上表7中， Hp3、Hp2和Hp1对应的寄存器Reg_N_pilot的索引标记值为(3，2，1)。

在一种可能的实现方式中，所述插值运算的系数通过预先生成的插值系数表查询获取。

具体的，生成插值系数表的过程包括用L_based2＝[1，2/3，1/3，0， 3/4，2/4，1/4]和R_based2＝[0，1/3，2/3，1，1/4，2/4，3/4]表示option 模式2下的一组基准的插值系数列表；在一个周期的7个OFDM符号中，子载波-26的插值系数L列表相对于L_based的循环移位offset＝3，L_1＝[0， 3/4，2/4，1/4，1，2/3，1/3]。子载波-22的插值系数L列表相对于L_based 的循环移位offset＝1，L_2＝[2/3，1/3，0，3/4，2/4，1/4，1]；依次类推，可以观察推出各个子载波上的插值系数L_index相对于L_based循环移位的数目offset2_index值。

在Option2下，N_pilot＝14个pilot位置上的插值系数L_index相对于L_based2循环移位的数目offset2_index＝[3，1，6，4，2，0，5，3， 1，6，4，2，0，5]。同理，可以推出Option1和Option3下的L_based1 和L_based3，以及各自对应的offset1_index和offset3_index值，从而通过查表即可得到在各种Option模式下的每个symbol和pilot位置的子载波上，时域插值的系数值。在Option2模式，符号索引symbol_index＝3，子载波索引pilot_index＝-26，则该符号上的时域插值的系数值记为 L_(pilot_index，symbol_index)和R_(pilot_index，symbol_index)，先由 pilot_index＝-26查出该子载波的插值系数列表相对于基准插值列表的循环移位数目offset＝offset2_index(1)＝3，进而得到该子载波上的周期插值系数列表为L_1＝circleshift(L_base2,offset)＝[0，3/4，2/4，1/4，1，2/3，1/3]，再由symbol_index＝3得到该符号上的时域插值的系数值，记为 L_(-26，3)＝L_1(symbol_index+1)＝1/4，R_(-26，3)＝R_1(symbol_index +1)＝3/4。

具体的，所述symbol_index从0开始，所述符号circleshift表示循环移位。

在一种可能的实现方式中，在步骤S603之后，还包括如下步骤，具体如图8所述，包括：

步骤S604、对所述PHR进行译码，响应于所述帧类型指示为非选择确认帧时，确定PSDU占据第三数量个OFDM符号。

步骤S605、根据所述第二数量个OFDM符号与所述第三数量个 OFDM符号对所述PSDU进行信道估计，确定所述PSDU对应的至少一个第四信道响应，其中，所述第四信道响应包括所述PSDU中每个OFDM 符号中有效频域数据对应的信道响应。

具体的，译码PHR得到PSDU的控制参数和帧类型指示，当帧类型指示为选择确认帧时，则该帧信号不携带PSDU符号，直接结束本帧信号的接收；否则，计算出PHR占据的OFDM符号个数N_symbol_psdu，继续PSDU符号的信道估计。PSDU符号的信道估计方法同上述PHR符号的信道估计方法，本发明实施例再此不再赘述。

图9是本发明实施例的一种基于HPLC双模无线系统的频偏估计装置示意图。如图9所示，本实施例的装置包括获取单元901和确定单元 902。

其中，获取单元901，用于获取长训练域LTF的第一信道响应，其中，所述第一信道响应包括所述LTF中每个OFDM符号中有效频域数据对应的信道响应；确定单元902，用于根据所述第一信道响应确定信号SIG的至少一个第二信道响应，其中，所述信号SIG占据第一数量的 OFDM符号，所述第二信道响应包括所述SIG中每个OFDM符号中有效频域数据对应的信道响应；所述确定单元902还用于，对所述信号SIG 进行译码，确定物理层帧头PHR占据第二数量个OFDM符号；所述确定单元902还用于，根据所述第一数量个OFDM符号与所述第二数量个 OFDM符号对所述PHR进行信道估计，确定所述PHR对应的至少一个第三信道响应，其中，所述第三信道响应包括所述PHR中每个OFDM 符号中有效频域数据对应的信道响应。

通过上述方法，直接将LTF的第一信道响应确定为SIG的第二信道响应，可以快速对SIG进行译码，确定PHR占据的OFDM符号数量，在此基础上，可以对PHR进行准确的信道估计。

可选的，所述确定单元还用于：

对所述PHR进行译码，响应于所述帧类型指示为非选择确认帧时，确定PSDU占据的第三数量OFDM符号；

根据所述第二数量的OFDM符号与所述第三数量OFDM符号对所述PSDU进行信道估计，确定所述PSDU对应的至少一个第四信道响应，其中，所述第四信道响应包括所述PSDU中每个OFDM符号中有效频域数据对应的信道响应。

可选的，所述确定单元具体用于：

可选的，所述确定单元具体还用于：

响应于所述信号SIG包括一个OFDM符号；

响应于所述信号SIG包括两个OFDM符号；

可选的，所述确定单元具体用于：

获取每个OFDM符号中的导频位置；

可选的，所述确定单元还用于：

可选的，所述确定单元具体用于：

可选的，所述确定单元还用于：

确定所述长训练域LTF的第一信道响应。

可选的，所述确定单元具体用于：

确定所述LTF的有效频域数据；

图10是本发明实施例的电子设备的示意图。图10所示的电子设备为通用信号检测装置，其包括通用的计算机硬件结构，其至少包括处理器1001和存储器1002。处理器1001和存储器1002通过总线1003连接。存储器1002适于存储处理器1001可执行的指令或程序。处理器1001 可以是独立的微处理器，也可以是一个或者多个微处理器集合。由此，处理器1001通过执行存储器1002所存储的指令，从而执行如上所述的本发明实施例的方法流程实现对于数据的处理和对于其它装置的控制。总线1003将上述多个组件连接在一起，同时将上述组件连接到显示控制器1004和显示装置以及输入/输出(I/O)装置1005。输入/输出(I/O) 装置1005可以是鼠标、键盘、调制解调器、网络接口、触控输入装置、体感输入装置、打印机以及本领域公知的其他装置。典型地，输入/输出装置1005通过输入/输出(I/O)控制器1006与系统相连。

如本领域技术人员将意识到的，本发明实施例的各个方面可以被实现为系统、方法或计算机程序产品。因此，本发明实施例的各个方面可以采取如下形式：完全硬件实施方式、完全软件实施方式(包括固件、常驻软件、微代码等)或者在本文中通常可以都称为“电路”、“模块”或“系统”的将软件方面与硬件方面相结合的实施方式。此外，本发明实施例的各个方面可以采取如下形式：在一个或多个计算机可读介质中实现的计算机程序产品，计算机可读介质具有在其上实现的计算机可读程序代码。

可以利用一个或多个计算机可读介质的任意组合。计算机可读介质可以是计算机可读信号介质或计算机可读存储介质。计算机可读存储介质可以是如(但不限于)电子的、磁的、光学的、电磁的、红外的或半导体系统、设备或装置，或者前述的任意适当的组合。计算机可读存储介质的更具体的示例(非穷尽列举)将包括以下各项：具有一根或多根电线的电气连接、便携式计算机软盘、硬盘、随机存取存储器(RAM)、只读存储器(ROM)、可擦除可编程只读存储器(EPROM或闪速存储器)、光纤、便携式光盘只读存储器(CD-ROM)、光存储装置、磁存储装置或前述的任意适当的组合。在本发明实施例的上下文中，计算机可读存储介质可以为能够包含或存储由指令执行系统、设备或装置使用的程序或结合指令执行系统、设备或装置使用的程序的任意有形介质。

计算机可读信号介质可以包括传播的数据信号，所述传播的数据信号具有在其中如在基带中或作为载波的一部分实现的计算机可读程序代码。这样的传播的信号可以采用多种形式中的任何形式，包括但不限于：电磁的、光学的或其任何适当的组合。计算机可读信号介质可以是以下任意计算机可读介质：不是计算机可读存储介质，并且可以对由指令执行系统、设备或装置使用的或结合指令执行系统、设备或装置使用的程序进行通信、传播或传输。

可以使用包括但不限于无线、有线、光纤电缆、RF等或前述的任意适当组合的任意合适的介质来传送实现在计算机可读介质上的程序代码。

用于执行针对本发明实施例各方面的操作的计算机程序代码可以以一种或多种编程语言的任意组合来编写，所述编程语言包括：面向对象的编程语言如Java、Smalltalk、C++等；以及常规过程编程语言如“C”编程语言或类似的编程语言。程序代码可以作为独立软件包完全地在用户计算机上、部分地在用户计算机上执行；部分地在用户计算机上且部分地在远程计算机上执行；或者完全地在远程计算机或服务器上执行。在后一种情况下，可以将远程计算机通过包括局域网(LAN)或广域网 (WAN)的任意类型的网络连接至用户计算机，或者可以与外部计算机进行连接(例如通过使用因特网服务供应商的因特网)。

上述根据本发明实施例的方法、设备(系统)和计算机程序产品的流程图图例和/或框图描述了本发明实施例的各个方面。将要理解的是，流程图图例和/或框图的每个块以及流程图图例和/或框图中的块的组合可以由计算机程序指令来实现。这些计算机程序指令可以被提供至通用计算机、专用计算机或其它可编程数据处理设备的处理器，以产生机器，使得(经由计算机或其它可编程数据处理设备的处理器执行的)指令创建用于实现流程图和/或框图块或块中指定的功能/动作的装置。

还可以将这些计算机程序指令存储在可以指导计算机、其它可编程数据处理设备或其它装置以特定方式运行的计算机可读介质中，使得在计算机可读介质中存储的指令产生包括实现在流程图和/或框图块或块中指定的功能/动作的指令的制品。

计算机程序指令还可以被加载至计算机、其它可编程数据处理设备或其它装置上，以使在计算机、其它可编程设备或其它装置上执行一系列可操作步骤来产生计算机实现的过程，使得在计算机或其它可编程设备上执行的指令提供用于实现在流程图和/或框图块或块中指定的功能/ 动作的过程。

以上所述仅为本发明的优选实施例，并不用于限制本发明，对于本领域技术人员而言，本发明可以有各种改动和变化。凡在本发明的精神和原理之内所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。

Claims

1.一种基于HPLC双模无线系统的信道估计方法，其特征在于，该方法包括：

获取长训练域(LTF)的第一信道响应，其中，所述第一信道响应包括LTF中每个正交频分复用(OFDM)符号中有效频域数据对应的信道响应；

根据所述第一信道响应确定信号(SIG)的至少一个第二信道响应，其中，SIG占据第一数量个OFDM符号，所述第二信道响应包括SIG中每个OFDM符号中有效频域数据对应的信道响应；

对SIG进行译码，确定物理层帧头(PHR)占据第二数量个OFDM符号；

根据所述第一数量的OFDM符号与所述第二数量OFDM符号对PHR进行信道估计，确定PHR对应的至少一个第三信道响应，其中，所述第三信道响应包括PHR中每个OFDM符号中有效频域数据对应的信道响应。

2.如权利要求1所述的方法，其特征在于，该方法还包括：

对PHR进行译码，响应于帧类型指示为非选择确认帧时，确定物理层业务数据单元(PSDU)占据第三数量个OFDM符号；

根据所述第二数量个OFDM符号与所述第三数量个OFDM符号对PSDU进行信道估计，确定PSDU对应的至少一个第四信道响应，其中，所述第四信道响应包括PSDU中每个OFDM符号中有效频域数据对应的信道响应。

3.如权利要求1所述的方法，其特征在于，所述根据所述第一信道响应确定信号(SIG)的至少一个第二信道响应，具体包括：

将所述第一信道响应直接确定为SIG的至少一个第二信道响应。

4.如权利要求1所述的方法，其特征在于，所述根据所述第一信道响应确定信号(SIG)的至少一个第二信道响应，具体还包括：

响应于SIG包括一个OFDM符号；

将所述第一信道响应与相位偏差的乘积确定为SIG中第一个OFDM符号的第二信道响应。

5.如权利要求1所述的方法，其特征在于，所述根据所述第一信道响应确定信号(SIG)的至少一个第二信道响应，具体还包括：

响应于SIG包括两个OFDM符号；

将所述第一信道响应与相位偏差的乘积确定为SIG中第一个OFDM符号的第二信道响应；

将所述第一信道响应与相位偏差的平方的乘积确定为SIG中第二个OFDM符号的第二信道响应。

6.如权利要求1所述的方法，其特征在于，所述根据所述第一数量个OFDM符号与所述第二数量个OFDM符号对PHR进行信道估计，确定PHR对应的至少一个第三信道响应，具体包括：

对所述第一数量个OFDM符号与所述第二数量个OFDM符号中每个OFDM符号进行信道估计，确定PHR对应的至少一个第三信道响应。

7.如权利要求6所述的方法，其特征在于，所述对所述第一数量个OFDM符号与所述第二数量个OFDM符号中每个OFDM符号进行信道估计，具体包括：

获取每个OFDM符号中的导频位置；

8.如权利要求7所述的方法，其特征在于，该方法还包括：

9.如权利要求8所述的方法，其特征在于，所述按照设定规则，确定第二数据的信道响应，具体包括：

10.如权利要求8所述的方法，其特征在于，所述按照设定规则，确定第二数据的信道响应，具体包括：

11.如权利要求8所述的方法，其特征在于，所述按照设定规则，确定第二数据的信道响应，具体包括：

12.如权利要求8所述的方法，其特征在于，所述按照设定规则，确定第二数据的信道响应，具体包括：

13.如权利要求12中任一项所述的方法，其特征在于，所述插值运算的系数通过预先生成的插值系数表查询获取。

14.如权利要求1所述的方法，其特征在于，该方法还包括：

确定LTF的第一信道响应。

15.如权利要求14所述的方法，其特征在于，所述确定所述长训练域(LTF)的第一信道响应，具体包括：

确定LTF的有效频域数据；

将LTF的有效频域数据与LTF的频域序列的共轭的乘积确定为所述第一信道响应。

16.一种基于HPLC双模无线系统的信道估计装置，其特征在于，该装置包括：

获取单元，用于获取长训练域(LTF)的第一信道响应，其中，所述第一信道响应包括LTF中每个正交频分复用(OFDM)符号中有效频域数据对应的信道响应；

确定单元，用于根据所述第一信道响应确定信号(SIG)的至少一个第二信道响应，其中，所述SIG占据第一数量个OFDM符号，所述第二信道响应包括SIG中每个OFDM符号中有效频域数据对应的信道响应；

所述确定单元还用于，对SIG进行译码，确定物理层帧头(PHR)占据第二数量个OFDM符号；

所述确定单元还用于，根据所述第一数量个OFDM符号与所述第二数量个OFDM符号对PHR进行信道估计，确定PHR对应的至少一个第三信道响应，其中，所述第三信道响应包括PHR中每个OFDM符号中有效频域数据对应的信道响应。

17.一种电子设备，包括存储器和处理器，其特征在于，所述存储器用于存储一条或多条计算机程序，其中，所述一条或多条计算机程序被处理器执行以实现如权利要求1-15中任一项所述的方法。

18.一种计算机可读存储介质，其上存储有计算机程序，其特征在于，该程序被处理器执行以实现如权利要求1-15中任一项所述的方法。