CN103986679A - Ofdm收发器的同相和正交相信号传播时延补偿电路 - Google Patents

Abstract

本发明提供一种用于正交频分复用(OFDM)收发器内的补偿传播时延失配的方法和系统。该OFDM传输方案包括一成帧器、一信道编码器、一星座编码器、一快速傅里叶逆变换块(IFFT)、一循环前缀块、一时域加窗块、一数模转换器和一传输器射频接口。该OFDM接收方案包括一接收器射频接口、一模数转换器、一加窗/循环前缀移除器、一快速傅里叶块(FFT)、一星座解码器、一信道解码器和一接收器去帧器。该补偿电路通过同相(I)和正交相(Q)的正交性来补偿信号传播时延的失配。补偿电路在传输方案里添加一预失真至传输的信号中用于补偿任何传播时延失配。

Description

OFDM收发器的同相和正交相信号传播时延补偿电路

技术领域

本发明涉及通信设备领域，尤其涉及一种OFDM收发器的同相和正交相信号传播时延补偿电路。 

背景技术

正交频分复用技术(OFDM)是一种在多个载波频率上编码数字数据的方法。使用射频(RF)接口使用同相(I)和正交相(Q)的正交频分复用技术(OFDM)收发器需要良好匹配的数模转换器(DAC)和良好匹配的射频(RF)电路。传输(TX)信号的同相(I)和正交相(Q)间的传播时延失配如果没有被约束在足够小的范围内，将导致导致IQ正交性失配，造成TX信号强烈失真。 

如果模数转换器(ADC)与接收器RF电路未良好匹配，类似的行为将在收发器的接收(RX)信号被观察到。上述失配的原因是一个或多个信号的传播需要穿过异步DAC对，异步ADC对等。 

用于传输(TX)信号的同相(I)和正交相(Q)间正交失配的现有补偿技术包括一精确模拟设计的使用、昂贵的良好匹配的DAC/ADC设备的使用、昂贵的RF电路的使用，及精确的印刷电路板(PCB)设计的使用。模拟时延电路也可用于消除正交性的失配。正交性的失配也可通过实现分数时延插值来补偿。然而，由于实现分数时延插值在相位响应上非线性和相位响应上不对称性，实现分数时延插值不是一个直接的途径。 

因此，需要有补偿电路在IQ信号内补偿传播时延失配，来抵消同相(I)和正交相(Q)间的正交性失配。 

发明内容

本发明提供一种用于正交频分复用(OFDM)收发器内的补偿传播时延失配的方法和系统。本方法提供了一种在正交频分复用(OFDM)接收器和传输器内使用的系统。本系统由补偿同相(I)和正交相(Q)间任何传播时延失配的电路组成。在OFDM收发器的传输方案中，传输(TX)信号预失真来补偿任何可能的传播时延失配。 

用于补偿同相和正交相信号传播时延失配的方法和系统将传输的信号在频域中进行预失真处理。预失真处理后的信号模拟了一个人为的与我们想要抵消的实际失配相反传播失配。以此方式，一旦预失真的信号被变换至时域，当人为的时间失配穿过失配的TX电路，人为的时间失配将抵消任何实际物理上的传播时延失配。该方法和系统并没有像不具有完整的线性相位响应的分数内插一样依靠时延逼近。预失真的幅度由为测量传播时延失配的确切幅度而设计的校准过程来获得。相比于昂贵的ADC设备、DAC设备等的使用，该方法也提供了低成本解决方案。 

附图说明

图1A示例性地示出了一正交频分复用发射器的框图； 

图1B示例性地示出了一正交频分复用接收器的框图； 

图2示例性地示出了一用于正交频分复用收发器的同相和正交信号时延偏移补偿的同相(I)和正交相(Q)时延补偿电路。 

具体实施方式

图1A示例性地示出了一正交频分复用(OFDM)发射器100的通用框图.该OFDM发射器100包括一成帧器101、一信道编码器102、一星座编码器(constellation encoder)103、一快速傅里叶逆变换(IFFT)块104、一循环前缀块(cyclic prefix block)105、一时域加窗块106、一数模转换器107及一射频接口108，如图1A示例性示出。成帧器101将输入的信息比特流分割为数据 矢量块以便进行信道编码。信道编码器102编码信息比特为包含冗余的较大的代码段。星座编码器103为OFDM发射器100的每一个子载波映射编码的信息比特至星座点。从星座编码器103至IFFT104的输入为一系列的频域块/向量，“S(ω)”，包括N星座点，即I/Q频域点。矢量的元素为复数信号，并指明应用至频率上的振幅和相位，其中n从0至N-1变化。快速傅里叶逆变换(IFFT)104转换频域块S(ω)至时域块s(t)。时域块s(t)由N个携带由S(ω)指明的信息的时域采样组成。在时域块s(t)被叠加成一个在时域上连续帧前，循环前缀块105及时域加窗块106被应用于时域块s(t)。时域连续帧通过数模转换器(DAC)107被转化为模拟信号。数模转换器(DAC)107可以是双通道数模转换器(DAC)107。射频接口108调制模拟信号来获得射频(RF)信号。 

图1B示例性示出了一正交频分复用(OFDM)接收器200。该OFDM接收器200包括接收器射频接口109、一模数转换器(ADC)110、一加窗/循环前缀移除器111、一快速傅里叶变换块(FFT)112、一星座解码器113、一信道解码器114及接收器去帧器115。接收器RF接口109解调接收到的射频信号(RF)，且模数转换器(ADC)110转换解调的信号至数字信号。该加窗/循环前缀移除器111从数字信号上进行时域加窗并移除循环前缀。快速傅里叶变换112转化时域内大小为N的帧矢量r(t)至频域块R(ω)。星座解码器113解调频域块，即对数似然比被计算，并传递给信道解码器114。信道解码器114解码使用在发射端添加的冗余数据来解码从星座解码器113接收到的输入。去帧器115接收并合并帧上的数据并输出这些由正交频分复用(OFDM)接收方案传输的信息比特。 

矢量S(ω)和R(ω)为携带信息的星座点。每一矢量元素为以正交基表示的复数。传输的时域信号或接收的时域信号的实部和虚部内的任何传播时延失配都会使信号的正交性恶化。 

下方给出的是一种补偿正交频分复用(OFDM)收发器的传输(TX)信号的同相(I)和正交(Q)信号时延内的传播时延失配的方法和系统。举例来说，假 设TX OFDM信号在实部与虚部间具有一2T时间的失配，表示如下： 

(1)s(t)=Re{s(t)}+jIm{s(t)}

明显地，如果信号在如下传输前预失真，时间偏移失配将抵消： 

(2)

在公式2）中所描述的预失真无法在时域内轻易得到，尤其是当T并不是采样频率的周期倍数时。本方法和系统通过“旋转”频域信号S(ω)的实部和虚部，来模拟频域内的预失真。其中，T可以为任意大小并且没有任何的限制。 

下方分析显示预失真信号(名为上述“旋转”)如何在频域内产生： 

$\tilde{s}\left(t\right)=\mathrm{Re}\left\{\mathrm{IFFT}\right[S\left(\mathrm{\ω}\right)e^{-\mathrm{j\ωT}}\left]\right\}+\mathrm{jIm}\left\{\mathrm{IFFT}\right[S\left(\mathrm{\ω}\right)e^{+\mathrm{j\ωT}}\left]\right\}$

$=\frac{1}{2}\mathrm{IFFT}\left[S\left(\mathrm{\ω}\right)e^{-\mathrm{j\ωT}}\right]+\frac{1}{2}\mathrm{IFFT}\left[\stackrel{\‾}{S}(-\mathrm{\ω})e^{+\mathrm{j\ωT}}\right]+\frac{1}{2}\mathrm{IFFT}\left[S\left(\mathrm{\ω}\right)e^{+\mathrm{j\ωT}}\right]-\frac{1}{2}\mathrm{IFFT}\left[\stackrel{\‾}{S}(-\mathrm{\ω})e^{-\mathrm{j\ωT}}\right]$

$=\frac{1}{2}\mathrm{IFFT}[S\left(\mathrm{\ω}\right)e^{-\mathrm{j\ωT}}+\stackrel{\‾}{S}(-\mathrm{\ω})e^{+\mathrm{j\ωT}}+S\left(\mathrm{\ω}\right)e^{+\mathrm{j\ωT}}-\stackrel{\‾}{S}(-\mathrm{\ω})e^{-\mathrm{j\ωT}}]$

$=\mathrm{IFFT}[S\left(\mathrm{\ω}\right)\cos \left(\mathrm{\ωT}\right)+j\stackrel{\‾}{S}(-\mathrm{\ω})\sin \left(\mathrm{\ωT}\right)]$

从该分析中可以明显地看出，通过在频域中处理信号s(t)来模拟时延偏移补偿是可能的。这三个运算将在图1A中的星座编码器103和IFFT104间完成，并且这三步运算需要对N维频域OFDM块的每一元素都处理一遍。 

图2示例性地示出了一同相(I)和正交相(Q)时延补偿电路210，用于正交频分复用收发器的同相和正交信号时延补偿。星座编码器103的输出S(ω)及其复共轭和频率反转部分乘以cos(ωT)和jsin(ωT)，其中j为-1的平方根。所有频率的余弦和正弦函数，可以通过使用坐标旋转数字计算方法(CORDIC)来高效地计算，且T的值可通过为测量传播时延失配的精确幅度而设计的校准程序来计算。 

应当注意的是，本发明的实施例有较佳的实施性，且并非对本发明作任何形式的限制，任何熟悉该领域的技术人员可能利用上述揭示的技术内容变更或修饰为等同的有效实施例，但凡未脱离本发明技术方案的内容，依据本发明的技术实质对以上实施例所作的任何修改或等同变化及修饰，均仍属于 本发明技术方案的范围内。 

Claims (8)

1.一种用于正交频分复用收发器内的补偿传播时延失配电路，包括正交频分

复用发射器及正交频分复用接收器；

所述发射器包括：

成帧器，将输入的信息比特流分为待编码的矢量块；

发射器信道编码器，编码信息比特为代码段；

发射器星座编码器，映射编码的信息比特至星座点；

快速傅里叶逆变换块，转换频域块至时域块；

循环前缀块及时域加窗块，应用于所述时域块；

数模转换器，将时间连续帧转化为模拟信号；及

发射器射频接口，调制模拟信号得到射频信号；

所述接收器包括：

接收器射频接口，解调接收到的射频信号；

模数转换器，转换解调的信号至数字信号；

加窗/循环前缀移除器，加窗并移除数字信号的循环前缀；

快速傅里叶变换块，转化时域块内帧矢量至频域块；

接收器星座解码器，解调频域块；

接收器信道解码器，接收解调的频域块并解码；

去帧器，接收并合并帧上的数据；

所述发射器及接收器模拟人为的传播失配，以抵消物理传播的时延失配。

2.如权利要求1所述的补偿传播时延失配电路，其特征在于：

所述代码段包含冗余。

3.如权利要求1所述的补偿传播时延失配电路，其特征在于：

所述帧矢量的大小为N。

4.如权利要求1所述的补偿传播时延失配电路，其特征在于：

所述频域块为携带信息的星座点。

5.如权利要求4所述的补偿传播时延失配电路，其特征在于：

每一所述频域块的元素为以正交基表示的复数。

6.如权利要求1所述的补偿传播时延失配电路，其特征在于：

所述接收器星座解码器以对数似然比解调频域块。

7.一种用于正交频分复用收发器内的补偿传播时延失配方法，包括：

使用星座编码器的输出及其复共轭频率反转部分乘以cos(ωT)和jsin(ωT)，预失真频域中传输的信号；

所述预失真后的信号传递至快速傅里叶逆变换块，用于时域转换；

当预失真造成的人为的时间失配穿过失配电路时，人为的时间失配抵消任何实际物理上的传播时延失配。

8.如权利要求7所述的补偿传播时延失配方法，其特征在于：

所述预失真的幅度由设计为测量传播时延失配的确切幅度的校准过程来获得。