CN101411155A - 具有延迟失配补偿的发射机 - Google Patents

Abstract

提供一种发射机设备，其包括数字部分(DP)和模拟部分(AP)。所述发射机设备还包括数字调制器(DM)，其被布置在所述数字部分(DP)中，并用于接收比特(MB)以及用于对所收到的比特(MB)进行数字调制。提供了第一数模转换器(IDAC；RDAC)和第二数模转换器(QDAC；ODAC)。所述发射机设备还包括至少一个滤波器单元(H_I；H_Q；H₁)，其被布置在所述数字部分(DP)中，并且耦合在所述第一数模转换器和/或第二数模转换器(IDAC；QDAC)与所述数字调制器(DM)之间。表单元(TU)耦合至所述至少一个滤波器单元(H_I；H_Q)，并用于存储用于补偿所述发射机设备的所述模拟部分(AP)中的不同的延迟失配所需的、用于所述至少一个滤波器单元(H_I；H_Q)的预定义的补偿滤波器值。所述至少一个滤波器单元(H_I；H_Q)的所述滤波器值被设置为所述表单元(TU)中所存储、与确定的延迟失配相对应的那些滤波器值。

Description

具有延迟失配补偿的发射机

技术领域

本发明涉及一种发射机设备、一种用于控制发射机设备的方法以及一种电子信号传送设备。

背景技术

如果发射机(具体为无线发射机)通过模拟部分和RF部分将基带信号从数字调制器发送至天线，则可能出现诸如幅度和延迟失配之类的减损(impairment)，这反过来可能导致失真。发送信号的同相分量和正交分量之间的延迟失配可能源自数模转换器DAC中的系统采样时间误差或由于工艺漂移或设计不对称而导致的低通后置滤波器中的相位失准。相似地，在具有极化环路调制器的系统中，可能由于模拟分量中的失准而导致出现幅度和相位之间的延迟失配。

在GSM/EDGE系统中，构成信号质量的测量的镜像抑制可以用于精确地包容幅度和相位失真。对于GSM/EDGE基带发射机而言，尤其可以根据GMSK相位误差、EDGE误差矢量量级以及信号幅度波动的限制来推导出镜像抑制的下限(在频率67kHz一般在40dB左右)，如在3GPP TS 45.05，Radio transmission and reception，V4.3.0，Release 4，3GPP April-2001中所描述的那样。

EP 1 376 567涉及一种对于正交已调信号在接收机的基带部分中的幅度和相位失配的补偿。通过测量基带信号中的功率和相关性来推导对于这些失真的估计，所述测量是将校准信号注入RF前端来进行的。US 6,670,900涉及一种用于对于OFDM(正交频分复用)信号在发射机的基带部分中的幅度和相位失配的补偿。通过校准信号，针对每一个单子载波，推导针对幅度和相位失配的估计。然而，这些文献都没有涉及对延迟失配的补偿。

解决延迟失配问题一种方式是：设计模拟信号路径，从而满足设计的限制，即所有分量彼此都具有十分紧密的变化，从而失配不超过特定阈值。这种方法是用于在移动通信系统中的基带部分的发送路径的标准方法。然而，由于通常很难在大规模生产中满足这些需求，因此需要其它方法。

发明内容

因此，本发明的目的在于提供一种电子设备，即使所述设备是大规模生产设备，其也具有减少的延迟失配。

这一目的是通过根据权利要求1的发射机设备、根据权利要求8的用于控制发射机设备的方法以及根据权利要求10的电子信号传送设备来实现的。

因此，提供一种发射机设备，其包括数字部分和模拟部分。所述发射机设备还在所述数字部分中包括数字调制器，所述数字调制器用于接收比特，并且用于对接收到的比特进行数字调制。提供了第一数模转换器和第二数模转换器。所述发射机设备还包括至少一个滤波器单元，其被布置在所述数字部分中，并且耦合在所述第一数模转换器和/或第二数模转换器与所述数字调制器之间。表单元耦合至所述至少一个滤波器单元，并用于存储用于补偿所述发射机设备的所述模拟部分中的不同的延迟失配所需的、用于所述至少一个滤波器单元的预定义的补偿滤波器值。所述至少一个滤波器单元的所述滤波器值被设置为所述表单元中所存储的、与确定的延迟失配相对应的那些补偿滤波器值。

相应地，提供了一种发射机设备，其能够通过调整滤波器单元的滤波器值来对发射机设备的模拟部分中的不同的延迟失配进行补偿。因此，由于相应地可以补偿模拟部分中的任意失配，因此可以通过大规模生产方式来生产这种设备。

根据本发明的一方面，所述数字调制器接收至少一个数字信号，并输出数字同相信号和至少一个数字正交信号。所述第一转换器将所述数字同相信号转换为模拟同相信号，所述第二转换器将所述数字正交信号转换为模拟正交信号。

根据本发明的优选方面，所述滤波器单元包括具有极点和零点星座图的一阶全通滤波器，其可根据所述表单元中所存储的补偿滤波器值而调谐。因此，提供一种发射机设备，其可以通过根据表单元所存储的这些值选择所述滤波器单元的极点和零点星座图来补偿其模拟部分中的延迟失配，由此提供灵活的发射机设备。

根据本发明的另一方面，所述数字调制器接收数字信号，并且输出数字幅度信号和数字相位信号。所述第一转换器将所述数字幅度信号转换为模拟幅度信号，所述第二转换器将所述数字相位信号转换为模拟相位信号。所述滤波器单元耦合在所述调制器的数字相位输出与所述第二转换器之间。相应地，提供一种发射机设备，其基于极化环路调制器。

本发明还涉及一种用于控制发射机设备的方法。所述发射机设备包括：数字部分和模拟部分；数字调制器；第一数模转换器和第二数模转换器；以及至少一个滤波器单元，其耦合在第一数模转换器和/或第二数模转换器与所述数字调制器之间。对接收到的比特进行数字调制。存储用于补偿所述发射机设备的模拟部分中的不同的延迟失配所需的预定义的补偿滤波器值。将所述至少一个滤波器单元的滤波器值设置为与确定的延迟失配相对应的那些已存储的补偿滤波器值。

本发明还涉及一种电子信号传送设备，其包括数字部分和模拟部分。所述信号传送设备还包括第一数模转换器和第二数模转换器。所述信号传送设备还包括至少一个滤波器单元，其被布置在所述数字部分中，并且耦合在第一端子和/或第二端子与第一数模转换器和/或第二数模转换器之间。表单元耦合至所述至少一个滤波器单元，并用于存储用于补偿所述信号传送设备的所述模拟部分中的不同的延迟失配所需的、用于所述至少一个滤波器单元的预定义的补偿滤波器值。所述至少一个滤波器单元的所述滤波器值被设置为所述表单元中所存储的、与确定的延迟失配相对应的那些补偿滤波器值。

本发明涉及以下构思：通过引入数字相移来补偿所述设备的模拟部分中的延迟失配，以便给所述数字部分提供预失真，从而补偿所述延迟失配。为了最大程度限制或者等效地为了确保最小IR而限制模拟信号I(t)、\I(t)、Q(t)、\Q(t)，如上所述或者通过其它手段(例如在生产期间离线)来测量实际幅度和延迟失配，并且在操作期间将确定的延迟值存储在稍后可访问的表中。可以如下所述来补偿所述幅度失配，并且最终如所提议的那样补偿所述延迟失配。

为了确定所述设备的模拟部分中的延迟失配，使用可以利用发送路径所固有的调制器而产生的测试信号。基于所述测量操作，通过引入到所述发送路径的数字部分中的信号的预失真来补偿所述发送路径的模拟部分中的失真。具体地说，通过数字信号处理，将发送信号的同相分量和正交分量的信号延迟相对于彼此而改变。相似地，这也可以应用于使用幅度和相位信号而不是同相和正交相位(即所谓的极化环路调制器)的调制器。

现将参照附图更详细地描述本发明的实施例以及优点。

附图说明

图1示出数字和模拟基带发射机的框图，

图2示出根据第一实施例的具有延迟失配补偿的数字和模拟基带发射机的框图，

图3示出根据第二实施例的数字和模拟基带发射机的框图，

图4示出根据第三实施例的数字和模拟基带发射机的框图，

图5示出根据第四实施例的数字和模拟基带发射机的框图，

图6示出FIR滤波器的延迟的图，

图7示出图6中的图的放大部分，

图8示出图6中的图的放大部分，

图9示出根据第五实施例的发射机设备；以及

图10示出根据图9的发射机设备的确定单元。

具体实施方式

图1示出数字和模拟基带发射机的框图。发射机TX包括数字部分DP和模拟部分AP。数字部分接收调制比特MB作为输入，模拟部分输出同相信号I(t)、\I(t)和正交信号Q(t)、\Q(t)。发射机基本上包括数字I/Q调制器DM，其接收调制比特MB，并输出已调数字同相信号I[k]和正交信号Q[k]。将已调数字同相信号I[k]转发到同相数模转换器IDAC，将已调正交信号Q[k]转发到正交数模转换器QDAC。同相数模转换器IDAC输出差分模拟同相信号I′(t)和\I′(t)。正交数模转换器QDAC输出差分正交信号Q′(t)和\Q′(t)。将差分模拟信号分别输入到低通滤波器LPF，从而消除以数字采样频率的倍数的信号拷贝。因此，在模拟部分的输出获得期望的模拟差分信号I(t)、\I(t)和Q(t)、\Q(t)。

为了例证延迟和幅度失配的效果，假设数字I/Q调制器DM产生复正弦波

I[k]+jQ[k]＝exp(j2πf_I/Q/f_m·k)，(EQ1)

其中，f_I/Q、f_m和k分别与正弦波频率、采样频率(即，数字主时钟的频率)以及离散时间索引相对应。因此，当忽略不可避免的量化误差时，理想发射机的差分模拟同相信号和正交信号显示为：

I(t)＝CM+Acos(j2πf_I/Qt)，

\I(t)＝CM-Aco s(j2πf_I/Qt)，

Q(t)＝CM+Asin(j2πf_I/Qt)，(EQ2)

\Q(t)＝CM-Asin(j2πf_I/Qt).

CM和A分别与差分信号的共模电压和已调正弦波的幅度相对应。当将以上等式相减时，对于理想发射机，适用：

I(t)-\I(t)＝2Acos(2πf_I/Qt)，(EQ3)

Q(t)-\Q(t)＝2Asin(2πf_I/Qt).

因此，当I(t)和\I(t)以及Q(t)和\Q(t)相等时，共模电压消失。因此，模拟I/Q信号I(t)-\I(t)+j(Q(t)-\Q(t))在复平面中描述幅度为2A的圆。

在实际的发射机中，出现使得模拟I/Q信号失真的减损。通常，在数字部分DP良好受控于设计者的同时，由于模拟分量的变化而导致在发射机的模拟部分AP中出现这些减损。

第一问题在于，模拟差分I/Q信号的幅度可能由于DAC或低通滤波器中的失配而不同。差分信号I(t)、\I(t)、Q(t)、\Q(t)的幅度A_I、A_\I、A_Q、A_\Q可以彼此不同，因此标称幅度可以描述如下：

A_X＝A+D_X，(EQ4)

其中，Dx指定离开标称值A的正偏差或负偏差，下标X表示可能的下标I、\I、Q、\Q。如果分别减去I路径和Q路径的差分信号，则获得下式：

I(t)-\I(t)＝(2A+D_I+D_\I)cos(2πf_I/Qt)＝A_I，effcos(2πf_I/Qt)，(EQ5)

Q(t)-\Q(t)＝(2A+D_Q+D_\Q)sin(2πf_I/Qt)＝A_Q，effsin(2πf_I/Qt).

I路径和Q路径的有效幅度A_I，eff＝2A+D_I+D_\I，A_Q，eff＝2A+D_Q+D_\Q是不同的。结果，信号的相量此时在复平面中与其主轴位于实轴和虚轴的椭圆(而不是圆)相对应。对于失真的严重性的测度是所谓的幅度匹配G，其可以定义如下：

$G=\frac{A_{Q,\mathrm{eff}}}{A_{I,\mathrm{eff}}}.---\left(\mathrm{EQ}6\right)$

根据还导致椭圆失真的第二问题，差分信号路径的延迟可能不相等。将差分信号I(t)、\I(t)、Q(t)、\Q(t)的绝对延迟表示为τ_I、τ_\I、τ_Q、τ_\Q，当使用τ_I作为所有其它延迟的基准时，它们可以被表示为：

τ_\I＝τ_I+Δτ_\I，

τ_Q＝τ_I+Δτ_Q，(EQ7)

τ_\Q＝τ_I+Δτ_Q+Δτ_\Q，

出于下列考虑，不失一般性地假设τ_I＝0，那么我们可以得到I路径和Q路径中的差分信号之和(G＝1)

I(t)-\I(t)＝A(1+cos(2πf_I/QΔτ_\I)cos(2πf_I/Qt)-A sin(2πf_I/QΔτ_\I)sin(2πf_I/Qt)，

Q(t)-\Q(t)＝A(1+cos(2πf_I/QΔτ_\Q))sin(2πf_I/Qt+2πf_I/QΔτ_Q)(EQ8)

+Asin(2πf_I/QΔτ_\Q)cos(2πf_I/Qt+2πf_I/QΔτ_Q).

应注意，与I(t)与Q(t)之间的差相比，I(t)与\I(t)之间的差以及Q(t)与\Q(t)之间的差通常较小，即

Δτ_\I，Δτ_\Q＜＜Δτ_Q(EQ9)

当使用相同的转换器DAC和滤波器来产生一对差分信号时，(EQ8)中的表达式简化为：

I(t)-\I(t)≈2Acos(2πf_I/Qt)，(EQ10)

Q(t)-\Q(t)≈2Asin(2πf_I/Qt+2πf_I/QΔτ_Q)＝2Asin(2πf_I/Qt+ΔФ)

相应地，将正交信号的相位相对于同相信号的相位移动以下相位偏移：

ΔФ＝2πf_I/Q·Δτ_Q    (EQ11)

注意，相位偏移的特定值依赖于所考虑的信号频率f_I/Q。

作为由时间延迟所导致的I路径和Q路径中的这种相移的结果，信号的相量此时在复平面中描述其主轴相对于实轴和虚轴旋转角度ΔФ的椭圆(而不是圆)。

如果出现幅度和延迟失配(在实践中的通常情况)，则可以将所得到的信号写为(为了清楚而不失一般性，将同相信号的有效幅度归一化为A)：

I(t)-\I(t)≈2Acos(2πf_I/Qt)，(EQ12)

Q(t)-\Q(t)≈2GAsin(2πf_I/Qt+2πf_I/Qt·Δτ_Q)＝2GAsin(2πf_I/Qt+ΔФ)

因此，所得到的相量在复平面中描述其主轴相对于实轴和虚轴旋转角度ΔФ的椭圆(而不是圆)，。

所得到的复信号I(t)-\I(t)+j(Q(t)-\Q(t))，具体地说，可以将其写为((x)^*表示x的复共轭)

I(t)-\I(t)+j(Q(t)-\Q(t))＝

2AB(cos(2πf_I/Qt)+j sin(2πf_I/Qt))+2AC(cos(2πf_I/Qt)+j sin(2πf_I/Qt))^*，(EQ13)

其中，

B＝(1+Gcos(ΔФ)+jGsin(ΔФ))/2，(EQ14)

C＝(1-Gcos(ΔФ)+jGsin(ΔФ))/2.

因此，所得到的复信号是由B所加权的理想信号与由C所加权的理想信号的复共轭的叠加。由于复共轭信号(所谓的镜像信号)对理想信号的相对强度与这两种失真直接有关，因此可以通过如下所定义的镜像抑制来量化它们：

$\mathrm{IR}\≡\frac{{\left|B\right|}^2}{{\left|C\right|}^2}=\frac{G^2+2G\cos \left(\mathrm{\Δ\φ}\right)+1}{G^2-2G\cos \left(\mathrm{\Δ\φ}\right)+1}.---\left(\mathrm{EQ}15\right)$

已经描述了延迟和幅度失配的效果，接下来描述延迟失配补偿。

图2示出根据第一实施例的基带发射机的框图。除了图1所描述的元件之外，发射机还包括同相滤波器单元H_I(z)，其耦合在数字调制器DM与同相数模转换器IDAC之间。正交滤波器单元H_Q(Z)耦合在数字调制器DM与正交数模转换器QDAC之间。在表单元TU依次耦合到I/Q延迟单元IQD和X选择器单元XS的同时，表单元TU耦合到两个滤波器单元H_I、H_Q。I/Q延迟单元IQD接收主时钟F_m作为输入，X选择器接收延迟X选择器作为输入。

这些滤波器H_I、H_Q分别用于将所估计的延迟失配补偿到I[k]信号路径和Q[k]信号路径二者。这些滤波器的滤波器需求在幅度和相位响应中应该是平坦的，但在群时延中是线性可调谐的，由此允许对于延迟失配进行调整。

如在″Discrete-Time Signal Processing″，by A.V.Oppenheim，R.W.Schaefer Pretice Hall，New Jersey，1999中所描述的，一种具有形式

$H\left(z\right)=\frac{1-z{a}^{*}}{z-a}---\left(\mathrm{EQ}16\right)$

的函数具有幅度响应：

$\left|H(z=\exp \left(\mathrm{j\ω}\right))\right|=1,\∀\mathrm{\ω}.---\left(\mathrm{EQ}17\right)$

因此，幅度响应独立于角频率ω＝2π(f_I/Q/f_m)，并且因此对于I/Q信号的所有频率都是相同的。在文献中很好地描述了这种一阶滤波器，并且由于该滤波器使得所有具有相等增益(例如对于无增益系统为0dB)的频率分量通过，因此将其称为全通的。利用极坐标形式a＝rexp(jθ)中来表示，可以发现，一阶全通部分(EQ.16)的相位响应∠[.]为：

$\∠\left[H(z=\exp \left(\mathrm{j\ω}\right))\right]=\∠\left[\frac{\exp (-\mathrm{j\ω})-\mathrm{rexp}(-\mathrm{j\θ})}{1-\mathrm{rexp}\left(j(\mathrm{\θ}-\mathrm{\ω})\right)}\right]=-\mathrm{\ω}-2a\tan \left[\frac{r\sin (\mathrm{\ω}-\mathrm{\θ})}{1-r\cos (\mathrm{\ω}-\mathrm{\θ})}\right].---\left(\mathrm{EQ}18\right)$

此外，传递函数的群时延grd[.]被定义为：

$\mathrm{grd}\left[H(z=\exp \left(\mathrm{j\ω}\right))\right]=-\frac{d}{\mathrm{d\ω}}\{\∠[H(z=\exp \left(\mathrm{j\ω}\right))\left]\right\}=\mathrm{\τ}---\left(\mathrm{EQ}19\right)$

并且可以针对(EQ.16)中所给出的一阶全通部分将其示出为：

$\mathrm{\τ}=-\{-1-2\frac{r\cos (\mathrm{\ω}-\mathrm{\θ})-r^2}{1+r^2-2r\cos (\mathrm{\ω}-\mathrm{\θ})}\}=\frac{1-r^2}{1+r^2-2r\cos (\mathrm{\ω}-\mathrm{\θ})}.---\left(\mathrm{EQ}20\right)$

对于f_I/Q＜＜f_M，即ω≈0，θ＝π，即a＝-r(EQ.20)接近于：

$\mathrm{\τ}=\frac{1-r^2}{1+r^2-2r\cos (\mathrm{\ω}-\mathrm{\θ})}\≈\frac{1-r^2}{1+r^2-2r}=\frac{1-r}{1+r}.---\left(\mathrm{EQ}21\right)$

因此，对于低频率信号和θ的这个特定选取，群时延独立于信号频率，但取决于全通部分的极点/零点星座图，并且由此为可调谐的。注意，(EQ.21)仅仅是数量上的平均值，用以讨论低频率输入信号附近的全通部分，但不是数量上的测度。当然，对于较小值的ω，结果更精确。

具体地说，补偿作用如下。利用具有频率f_m(例如对于PCF5213GSM/EDGE BB芯片，fm＝4.333MHz)的主时钟信号为具有可调谐极点/零点星座图的一阶全通滤波器部分：

$H\left(z\right)=\frac{1+\mathrm{zr}}{z+r}---\left(\mathrm{EQ}22\right)$

提供时钟。全通被附加到具有预定义的延迟失配参数的ROM表TU，并且根据与下列所描述的相似地进行的校准测量或者通过采用片外校准装置来设置延迟选择器。此外，RAM表可以用于直接存储在生产校准期间所获得的滤波器值。

可通过选取极点/零点星座图而调节可以以此方式引入的延迟的粒度，并且由此在补偿之后调节剩余的整个路径延迟失配。注意，这种改进在不增加主时钟频率的情况下进行。

当以步长大小Δr＝0.05选取r∈[0.5，0.95]时，区间[0.026...1/3]采样或[0.026...1/3]/f_m＝[6...77]ns中的延迟τ可以被补偿。这种补偿的粒度Δτ比0.027采样或0.027/f_m＝6.24ns更小。

因此，使用(EQ.23)中所给出的这种特定极点/零点星座图，在补偿之后的最大剩余_[w1]延迟失配因此最多为6ns。然而，可以毫不费力地将精度改进到皮秒范围。

集成全通部分的一个可能性是使用要么是直接形式I要么是直接形式II的IIR类型实现方式，如在″Discrete-Time Signal Processing，byA.V.Oppenheim，R.W.Schaefer Pretice Hall，New Jersey，1999中所描述的那样，其通过引用合并到此。然而，对于量化噪声、有限循环、架构原因，我们也可以考虑FIR原型滤波器的FIR类型近似。

图3示出了用于实现一阶全通部分的最简单的解决方案，即对于两个同相和正交相位路径使用IIR类型拓扑，以实现：

$H_I\left(z\right)=\frac{1+z{r}_I}{z+r_I},---\left(\mathrm{EQ}23\right)$

$H_Q\left(z\right)=\frac{1+z{r}_Q}{z+r_Q}.$

由此，从RAM/ROM表TU中选取r_I、r_Q的值，从而补偿同相路径与正交路径之间的测量延迟。

图3示出根据第二实施例的基带发射机的框图。基带发射机包括数字I/Q调制器DM，其接收调制比特MB。同相输出和正交输出I[k]、Q[k]分别经由滤波器单元H_I(Z)和H_Q(Z)耦合至同相数模转换器IDAC和QDAC。发射机还包括表单元TU和I/Q延迟单元IQD以及X选择器单元XS。滤波器单元H_I(Z)和H_Q(Z)是根据EQ23实现的。这里，在时域中实现滤波器单元，并且T与一个采样时刻的延迟有关。将滤波器系数r_I、r_Q存储在表单元TU中，表单元TU可以被实现为RAM/ROM。通过选择期望的极点/零点星座图，可以补偿模拟部分中的延迟失配。

图4示出根据第三实施例的基带发射机的框图。根据第三实施例的基带发射机实质上与根据第二实施例的基带发射机相对应，其中，使用FIR拓扑来实现滤波器单元H_I(Z)和H_Q(Z)。

根据第三实施例的发射机是基于一阶全通部分的集成而实现的，以利用长度为L的FIR部分来近似原型滤波器的阶跃响应，FIR部分的长度L取决于所选取的精度。

通过具有已知长度L的FIR类型的拓扑来近似已知FIR滤波器的一种可能性是：在满足误差准则之前增加FIR滤波器长度L的同时，对于同相路径和正交路径中的FIR滤波器，以系数a_i0...a_in和a_q0...a_qn来最小化冲击响应的平方差。这里，以步长大小0.05，对于r∈[0.5，0.95]，必须满足误差准则。利用MATLAB程序，可以看出需要阶数L＝80的滤波器来实现对于G＝1.002的镜像抑制IR＝50.8dB，需要L＝160来实现与在IIR情况下相同的性能。

相对于IIR实现，选取FIR实现的优点在于：既不出现稳定性问题，也不出现限制循环的问题。然而，要付出的代价是稍微较大的芯片面积。

应注意，GMSK/8PSK调制器的C₀、C₁ FIR滤波器可以与FIR滤波器进行结合到一起，以便通过简单卷积运算进行延迟补偿。

图5示出根据第四实施例的基带发射机的框图。这里，对于极化环路调制实现数字调制器DM。由于I/Q与

域之间存在一一对应关系，因此可以将调制器以及补偿电路构建于其中一个域中。

可以经由标准三角公式来完成这种转换，并且对于数字信号进行存在：

$r\left[k\right]=\sqrt{{\left(I\right[k\left]\right)}^2+{\left(Q\right[k\left]\right)}^2}---\left(\mathrm{EQ}24\right)$

通过使用具有适当分辨率的标准DAC，将数字幅度r[k]和相位

转换为相应的模拟信号r(t)和

对于模拟I/Q信号(即在模拟部分AP中)，可能出现模拟幅度与相位信号路径之间的延迟失配。在不失一般性的情况下，假设在相位信号路径中引入附加误差延迟

那么出现相位失配ΔФ(t)，其幅度与

成正比

对于EDGE调制，可能出现发送信号的谱展宽以及理想发送信号与实际发送信号之间的误差矢量。为了将这些失真保持较小，从而不出现由于这些失真而导致的性能下降，延迟失配

必须小于码元间隔的百分之一，即小于大约37ns。

这可以通过适当地应用如上所述的延迟失配过程来实现。调制器可以是具有附加

转换的I/Q类型，或者直接是

类型。此外，将补偿值存储在RAM/ROM表TU中，并且如上所述对其进行计算。

图6示出具有参数r∈[0.5，0.95]和步长大小0.05的一阶IIR全通部分的仿真的群时延。所描述的仿真结果指示本发明的原理的功能。所有仿真都是使用MATLAB来进行的，r∈[0.5，0.95]，θ＝π，步长大小0.05。横轴与角频率radf有关，并且延伸直到Nyquist频率f_m/2，纵轴就采样nsd中的延迟而言是线性标度的。更具体地说，一个采样延迟表示1·(1/f_m)＝1/(4.33MHz)＝231ns的延迟。垂直虚线标记所使用的信号带宽，即f_m/16＝270kHz。

图7示出图6的图的放大部分。具体地说，图7清楚地描述了遍布信号带宽的群时延的平坦度。相应地，验证了EQ.22。

图8示出用于FIR/IIR近似的图7中的图。FIR/IIR近似具有L＝80的长度。实线作为基准，并针对IIR滤波器，同时还描述了FIR近似的结果。最终，底部的叉示出接近于单位圆的结果，其中，对于所提出的滤波器长度，近似失败。这也是先前部分中所计算的镜像抑制优于IIR情况的原因。然而，如上所述，可以通过将滤波器长度增加直到L＝160个抽头来改进上述情形。

对于归一化频率的IIR滤波器的群时延达到fm/8，其中参数r∈[0.5，0.95]，θ＝π，步长大小0.05。所考虑的信号带宽是270kHz，即达到f_m/16。

下面，详细描述用于测量实际放大和延迟失配的方法。根据所测量的延迟失配的结果，如上所述对延迟失配进行补偿。

图9示出根据本发明第五实施例的发射机装置1的示意性结构。发射机装置1可以用于无线通信系统，例如全球移动通信系统(GSM)或增强数据速率的GSM演进(EDGE)。

发射机装置1包括数字调制器2、延迟单元3、第一数模转换器4和第二数模转换器5。调制器2适于通过线路6接收数字信号，并将接收到的信号转换为通过线路7到DAC4的数字同相信号、和通过线路8到DAC 5的数字正交信号。转换器4适于将该数字同相信号转换为第一模拟同相信号和第二模拟同相信号，通过线路9、10将所述第一模拟同相信号和所述第二模拟同相信号输出到低通滤波器LPF 11。由此，使用两个耦合的低通滤波器LPF 11对模拟同相信号进行滤波。转换器5适于将数字正交信号转换为第一模拟正交信号和第二模拟正交信号，并通过线路17、18将所述第一模拟正交信号和所述第二模拟同相信号输出到低通滤波器LPF 12。由此，使用两个耦合的低通滤波器LPF 12对模拟同相信号进行滤波。有利地，将数字同相信号和数字正交信号分别转换为第一模拟信号和第二模拟信号，以处理共模电压。由此，有利地，第一信号与第二信号之间的差的一半产生模拟信号的值。但是，还有可能的是，转换器4仅通过单个线路输出信号，以及转换器5适于仅通过单个线路输出信号。低通滤波器LPF11、12适于消除以采样频率的倍数的信号拷贝，从而通过线路13至16输出期望的模拟差分信号。通过线路13至16所输出的这些信号是基带信号。

如上所述，当在发射机装置1中产生基带信号时，可能出现一些减损，并且可能导致信号的失真。具体地说，信号的同相分量和正交分量的幅度和延迟之间的失配产生信号的镜像。这个问题可能由于比如在数模转换器4、5之后所需的低通滤波器LPF 11、12的模拟分量的变化而导致出现。为了确保特定信号质量，上述减损必须不超过特定限制。

发射机装置1还包括复用器20。复用器20将线路21、22连接到线路13、14，以接收同相信号，该同相信号包括第一同相信号和第二同相信号。复用器20经由线路23、24与线路15、16相连，以接收正交信号，该正交信号包括第一正交信号和第二正交信号。复用器20适于将模拟同相信号或模拟正交信号馈送至另一模数转换器25，其中，在一个切换位置，线路21通过复用器20与线路26相连，线路22与线路27相连，而在另一切换位置，线路23与线路26相连，线路24与线路27相连。由双箭头28示出复用器20的切换。因此，复用器20将模拟同相信号或模拟正交信号馈送给第三转换器25。

模数转换器25被布置为：将模拟同相信号转换为数字同相测量信号，并通过线路33将所述数字同相测量信号输出到计算单元29。此外，在复用器20的另一切换位置，转换器25将模拟正交信号转换为数字正交测量信号，并将所述数字正交测量信号输出到计算单元29。

发射机装置1还包括：测试信号产生单元30，用于产生数字测试信号。通过线路6将所产生的测试信号馈送给数字调制器2。在第一时刻，产生第一测试信号，并且经转换器4、5将该第一测试信号转换为模拟同相信号和模拟正交信号。复用器20处于切换位置28之一，从而例如将模拟同相信号馈送给转换器25。因此，第一测试信号由计算单元29来接收并存储，其中，数字同相测量信号取决于同相路径31(尤其是同相路径31的模拟部分32)的特性特征。

然后，在第二时刻，测试信号产生单元30产生另一测试信号，该另一测试信号包括与前述测试信号相同的比特流。此时，复用器20处于另一切换位置，从而将根据所述另一测试信号所推导出的正交信号馈送给转换器25，并在计算单元29中将其接收并存储作为数字正交测量信号。数字正交测量信号的形式受正交路径34(尤其是正交路径34的模拟部分32)的影响。当产生测试信号时，测试信号产生单元30通过线路35向计算单元29发送触发信号，从而可以由计算单元29对测量信号的定时进行比较。

计算单元29计算同相信号和正交信号中的延迟失配和幅度失配。由此，转换器25可以将模拟差分信号转换为数字单端信号，该数字单端信号的采样时钟频率不必等于转换器4、5的时钟频率。转换器25还可以传送差分数字信号，

为了获得至少一个延迟值和幅度匹配因子，向调制器2馈送具有周期性输入比特流的测试信号，从而产生周期性模拟同相和正交信号。如果使用GMSK/EDGE调制器2，则可以创建具有基频的周期性信号，该基频的绝对值为13/768MHz、39/768MHz、13/192MHz、65/768MHz，等等。如上所述，将包括这样的预定义的比特流的至少两个测试信号供应给数字调制器2。首先，将模拟同相信号传递到转换器25，并利用与调制器时钟同步的采样时钟来对其进行采样，以产生采样SI(k)。其次，将模拟正交信号传递到转换器25，并在由通过线路35接收到的触发信号所定义的时刻对其进行采样，以产生采样SQ(k)。由此，k是对采样进行计数的正整数。当将转换器25的采样频率设置为周期性测试信号的基频的倍数时，如果例如测试信号频率的绝对值是13/192MHz或13/768MHz，则将其设置为13/24MHz，同相信号采样SI(k)和正交信号采样SQ(k)是彼此移动后的版本。假设例如移动等于N个采样，则如果通过适当选取的低通滤波器LPF来通过信号，以根据需要消除较高次谐波，则至少近似地满足以下等式：

SI(k)＝2A Gm cos(2πFk+2πfτi+2πfτm)+ni(k)，

SQ(k)＝2G A Gm cos(2πF(k-N)+2πfτi+ΔФ+2πfτm)+nq(k)，

由此，A是幅度的标称值，Gm和im分别指示测量路径的增益和延迟；F被定义为信号频率与第三转换器25的数字采样时钟频率的比率；f是周期性测试信号的频率；此外，因为测量操作集中于同相路径31的延迟τi与正交路径34的延迟τq之间的相对延迟差τq-τi＝ΔФ/(2πf)，所以可以将同相路径的延迟τi选取为零，而不对本发明构成限制。此外，ni(k)和nq(k)分别指示干扰同相信号和正交信号的测量的噪声。

根据这些等式，当通过计算单元29对采样SI(k)和SQ(k)进行比较时，可以推导出幅度匹配因子G和所测量的测试信号之间的延迟(时移)，幅度匹配因子G被定义为信号的正交部分的有效幅度与信号的同相部分的有效幅度的比率。

在干扰采样SI(k)和SQ(k)的噪声是白高斯噪声的情况下，可以计算针对同相信号的延迟和幅度的最大似然估计，以推导出

和Am＝2AGm。对于

和Am的最大似然估计被求解作为对于优化问题的解：

采用这种对于和Am的估计，通过对优化问题进行求解，从计算单元29获得针对ΔФ和G的最大似然估计：

因此，获得针对幅度匹配因子G的估计。此外，获得针对路径延迟的最大似然估计作为以针对0的估计为分子、以2与频率f的乘积为分母的分数值。

当SI(k-N)对于大于或等于N、并小于或等于M的所有k近似地等于SQ(k)时，可以通过计算单元29利用备选的计算方式来计算幅度匹配因子G(平均幅度比率)。在这种情况下，可以获得幅度匹配因子作为以所有SI(k-N)之和为分子、以所有SQ(k)之和为分母的分数值，其中，在这两个和中，指数k是从N到M范围内的整数，其中，SI(k)的绝对值和SQ(k)的绝对值不小于阈值，所述阈值必须按以下方式来选取：对仅具有足够大的幅度的采样进行求和，以便延迟失配不影响幅度失配估计。

可以如下找出同相路径31与正交路径34之间的延迟。首先，利用具有不小于周期性测试信号的频率、但不大于该频率两倍的截止频率的低通来对采样SI(k)和SQ(k)进行削波(slice)和滤波，这在适当的归一化之后在低通滤波器LPF输出处针对同相信号产生：

LI(k)＝cos(2πFk+2πfτm)，并且对于正交信号：

LQ(k)＝sin(2πFk+ΔФ+2πfτm)。

由此，LI(k)是用于同相信号的低通滤波器输出的采样，LQ(k)是用于正交信号的采样。计算单元29通过M个采样之中的m个采样来计算LI(K)和LQ(k)的乘积的均值，以便针对正交路径34相对于同相路径31的延迟的估计可以被计算作为以LI(k)和LQ(k)的乘积之和作为分子、以m和f的乘积作为分母的分数值，其中，所述和是基于比适当选取的偏移计数(例如对于低通滤波器LPF的群时延)直到m与该偏移之和大的所有整数k进行计数的。

测试信号产生单元30被布置为：产生具有不同频率(尤其是不同基频)的测试信号。因此，测试信号产生单元30包括输入40，以用于选择所产生的测试信号的频率。因此，可以对于各种频率测量并且计算延迟和幅度失配。基于计算出的延迟和幅度失配值，可以推导出延迟值和幅度匹配因子作为独立于不同频率而获得的最大似然估计的加权几何平均，其中，要么可以选取权值全部是1，要么例如根据以各个信号频率所发送的平均信号功率来选取权值。可以根据期望的范数(例如1或2)来选取几何平均的幂。还有可能的是，可以通过扩展上述优化而将延迟和幅度失配推导作为联合最大似然估计，从而对于各个频率一起进行优化。

此外，可以利用同相路径31和正交路径34上的相等幅度来产生具有消失频率的测试信号(也就是直流信号)。于是，可以通过计算单元29容易地计算出针对幅度失配的最大似然估计。

上述同相路径和正交路径之间的延迟失配的确定操作的结果可以在第一实施例、第二实施例、第三实施例和第四实施例中使用，并且可以被存储在表单元TU中，或者可以用于确定实际延迟失配，从而可以对滤波器单元进行相应的设置。为了确定同相相位信号与正交相位信号之间的延迟失配，不需要延迟单元3、确定单元48和幅度校正单元43。因此，根据第五实施例的数字调制器2、数模转换器4、5以及低通滤波器11、12与根据第一实施例、第二实施例和第三实施例的数字调制器DM、数模转换器IDAC、QDAC以及低通滤波器LPF相对应。相应地，如果要确定第一实施例、第二实施例、第三实施例和第四实施例中的模拟部分的延迟失配，则可以将根据第五实施例的复用器20、模数转换器25、计算单元29和测试信号产生单元30添加到根据第一实施例、第二实施例、第三实施例和第四实施例的电路，并且可以根据第五实施例如上所述地确定同相相位路径与正交相位路径之间的延迟失配。

发射机装置1包括存储器41，其用于存储计算单元29所计算出的量化后的幅度匹配因子G。通过线路42将这个幅度匹配因子从计算单元29输入到存储器41。通过线路44将幅度匹配因子G输出到幅度校正单元43。幅度校正单元43包括混频器45，混频器45被布置为将从调制器2输出的数字同相信号乘以幅度匹配因子G，以补偿发射机装置1的幅度失配。还有可能的是，幅度校正单元43包括混频器(未示出)，该混频器用于将通过线路8从调制器2输出的数字正交信号乘以幅度匹配因子的倒数值。此外，幅度校正单元43还可以包括两个混频器45，以用于将通过线路7从调制器2输出的同相信号和通过线路8输出的正交信号与第一幅度匹配因子和第二幅度匹配因子相乘，其中，第一幅度匹配因子和第二幅度匹配因子的分数值是由计算单元29所计算出的幅度匹配因子G。

发射机装置1包括另一存储器元件46，其用于存储在用于模拟同相信号的路径31的模拟部分32与用于模拟正交信号的路径34的模拟部分32之间测量的时移值。通过线路47从计算单元29输入到存储器元件46的时移值可以是正数、负数或零。

通过线路49将时移值从存储器元件46输入到确定单元48。确定单元48适于通过线路50将第一延迟值输出到延迟单元3的第一延迟元件51，并且被布置为通过线路53将第二延迟值输出到第二延迟元件52。第一延迟元件51被布置在数字调制器2与第一转换器4之间，并且适于利用第一延迟值所定义的延迟对从调制器2输出的数字同相信号进行延迟。相应地，第二延迟元件52被布置在所述数字调制器2与第二转换器5之间，并且适于利用由第二延迟值定义的延迟对通过线路8从调制器2输出的数字正交信号进行延迟。因此，第一延迟值和第二延迟值中的每一个大于或等于零。

通过线路54，将其频率通常是数字调制器2的输出信号时钟频率的倍数(12倍52/12MHz＝52MHz)的主时钟信号馈送至确定单元48。参照图10进一步详细描述确定单元48。

图10示出根据图9的发射机装置1的确定单元48。确定单元48包括计数器60，计数器60用于对于主时钟频率对由主时钟信号频率的分数值以及数字调制器2输出信号时钟频率所定义的值求模来进行计数。例如，当数字调制器2的输出信号时钟频率是52/12MHz，并且主时钟信号频率是52/12MHz的12倍(即52MHz)时，计数器60对模12进行计数。

确定单元48包括第一计算元件61，第一计算元件61用于计算以-1与存储器元件46中所存储的时移值的乘积作为分子、以从线路54所输入的主时钟信号的频率的倒数作为分母的分数值。于是，当该分数值大于零时，第一计算元件61输出这个分数值，并且另外通过线路62输出零值。第二计算元件63计算以存储器元件46中所存储的时移值作为分子、以通过输入线路54输入的主时钟信号的频率的倒数作为分母的分数值。于是，当该分数值大于零时，第二计算元件63输出这个该分数值，并且另外通过线路64输出零值。通过线路65将计数器60的输出信号施加至第一比较器66和第二比较器67。第一比较器66将来自计数器60的计数器信号值与来自第一计算元件61的输出值进行比较。如果计数器60的输出信号大于或等于来自第一计算元件61的输出，则对第一延迟元件51设置延迟，否则不对第一延迟元件51设置延迟。当来自计数器60的输出信号大于或等于第二计算元件63的输出时，第二比较器67为第二延迟元件52设置延迟值，否则不设置延迟。

于是，实现了正的延迟(时移值)，当正交信号相对于同相信号超前而没有补偿时，数字同相信号的比特被释放用于计数器60的零值输出，数字正交信号的比特被释放用于计数器60输出，该输出等于小于或等于以时移值作为分子、以主时钟的倒数作为分母的分数值的最大整数，因此，相对于同相信号，将作为该分数值与主时钟信号频率的倒数的乘积的延迟量添加至正交信号。

此外，对于负的延迟，当同相信号相对于正交信号超前而没有补偿时，数字正交信号的比特被释放用于等于计数器60的等于零的输出信号，数字同相信号的比特被释放用于与小于或等于以-1与时移值的乘积为分子、以主时钟信号频率的倒数为分母的分数值的最大整数相等的计数器信号，因此，相对于正交信号，将作为该分数值与主时钟信号频率的倒数的延迟量添加至同相信号。

可通过选取主时钟频率来调节可以根据优选实施例引入的延迟的粒度，并且由此调节在补偿之后的剩余的整个路径延迟失配。

下面仅作为例证而非限制本发明的方式，描述在补偿之后的可实现的性能的示例。在将主时钟信号的频率设置为52MHz时，延迟补偿的粒度等于19.2ns。假设在使用10比特数模转换器的同时在模拟差分信号上存在2Vpp的幅度摆动，那么发送路径的数字部分中的一个最低有效位表示2mVpp。因此，当假设乘以8比特的有效分辨率时，在补偿之后，同相路径31与正交路径34之间的最大幅度差约等于8mVpp/2＝4mVpp。这与在1.002的补偿之后的最大幅度失配相对应。

利用这些值，并且针对频率为67kHz的调制器2，计算最小可实现的镜像抑制，到目前为止，补偿之后的镜像抑制好于50dB。

应注意，根据第一实施例、第二实施例、第三实施例或第四实施例的发射机设备可以与根据第五实施例的发射机设备进行组合。如上所述，根据第一实施例至第四实施例的发射机的基本元件与根据第五实施例的发射机的基本元件相对应。具体地说，发射机设备包括：数字调制器DM、2；数模转换器IDAC、4；用于同相路径的低通滤波器LPF、11；数模转换器QDAC、5；以及用于正交路径的低通滤波器LPF。可以由幅度校正单元43来执行幅度校正，幅度校正单元43在同相路径中耦合在数字调制器DM、2与数字到音频转换器IDAC、4之间。可以由滤波器单元H_I、H_Q、51、52来补偿延迟失配。在根据图10描述根据第五实施例的失配补偿的同时，参照图2、图3或图4描述根据第一实施例、第二实施例、第三实施例和第四实施例的延迟失配补偿。相应地，在所有实施例中，通过相对于数字正交信号来延迟数字同相信号或者反之亦然来补偿同相相位路径与正交相位路径之间的延迟失配。这种补偿是基于延迟失配估计的。根据第一实施例、第二实施例、第三实施例或第四实施例，基于一阶全通滤波器来执行补偿，而根据第五实施例，使用两个将适当延迟的、明确使能信号来将同相信号或正交信号锁存到数模转换器内。在所有实施例中，用于测量根据图9的延迟失配的方法可以用于推导出延迟失配估计。

根据第一实施例，通过根据延迟失配估计(具体为特定量化后的版本)、相对于数字正交(同相)信号对数字同相(正交)信号进行延迟，对同相发送信号与正交发送信号的基带路径之间的延迟失配进行补偿。根据第二实施例，由可调谐的一阶全通IIR滤波器部分来补偿延迟失配，并且提供ROM表，以选择预先确定的滤波器系数。备选地，提供RAM表，以存储片外所计算的滤波器系数。根据第三实施例，延迟失配的补偿基于可调谐的第一FIR滤波器部分，可调谐的第一FIR滤波器部分具有与IIR全通滤波器的冲击响应近似对应的长度L。如同第二实施例，提供了ROM表或RAM表。根据第四实施例，实现极化环路调制器，其中，通过根据延迟失配估计(具体为其量化后的版本)、相对于数字幅度信号对数字相位信号进行延迟，对延迟失配进行补偿。

尽管在第一实施例至第四实施例中已经描述了发射机设备，但本发明的基本原理不局限于这种设备。例如，如上所述的通过滤波器单元和表单元对两个信号之间的延迟失配进行的补偿也可以应用于具有模拟部分和数字部分的电子信号传送设备或电子通信设备，其中，如根据第一实施例、第二实施例、第三实施例、或第四实施例所描述的那样，模拟部分中的电路可能引入延迟失配，这种失配反过来在数字部分通过根据所确定的延迟失配来调整滤波器的滤波器值而得到补偿。相应地，在这种设备中不需要调制器。

应该注意到，上述实施例例证而非限制本发明，并且本领域的技术人员能够在不背离所附权利要求的范围的前提下设计出许多替代的实施例。在权利要求中，任何置于括号之间的附图标记不应被理解为对该权利要求进行限制。词“包括”并不排除除了在权利要求中所列出的元件或步骤之外的其它元件或步骤的存在。在元件之前的词“一”或“一个”并不排除多个这样的元件的存在。在列举了若干装置的设备权利要求中，这些装置中的若干可以由一个以及相同的硬件项目来实施。在相互不同的从属权利要求中陈述特定措施的起码事实并非表示这些措施的组合不能被有利地使用。

此外，权利要求中的标号不应理解为限制权利要求的范围。

Claims (10)

1.一种发射机设备，包括：

数字部分(DP)和模拟部分(AP)；

数字调制器(DM)，被布置在所述数字部分(DP)中，用于接收比特(MB)，以及用于对接收到的比特(MB)进行数字调制；

第一数模转换器(IDAC；RDAC)以及第二数模转换器(QDAC；ODAC)；

至少一个滤波器单元(H_I；H_Q；H1)，被布置在所述数字部分(DP)中，所述至少一个滤波器单元(H_I；H_Q；H1)耦合在所述第一数模转换器和/或第二数模转换器(IDAC；QDAC)与所述数字调制器(DM)之间；

表单元(TU)，耦合至所述至少一个滤波器单元(H_I；H_Q)，用于存储用于补偿所述发射机设备的所述模拟部分(AP)中的不同的延迟失配所需的、用于所述至少一个滤波器单元(H_I；H_Q)的预定义的补偿滤波器值；

其中，所述至少一个滤波器单元(H_I；H_Q)的所述滤波器值被设置为所述表单元(TU)中所存储的、与确定的延迟失配相对应的那些补偿滤波器值。

2.如权利要求1所述的发射机设备，其中，

所述数字调制器(DM)适于接收至少数字信号(MB)，以及输出至少数字同相信号(I[k])和至少数字正交信号(Q[k])，其中，所述第一数模转换器(IDAC)适于将所述数字同相信号(I[k])转换为至少模拟同相信号，以及所述第二转换器(QDAC)适于将所述数字正交信号(Q[k])转换为至少模拟正交信号。

3.如权利要求2所述的发射机设备，其中，

所述至少一个滤波器单元(H_I；H_Q)包括具有极点和零点星座图的一阶全通滤波器，所述一阶全通滤波器可根据所述表单元(TU)中所存储的补偿滤波器值而调谐。

4.如权利要求3所述的发射机设备，还包括：

延迟选择器单元(IQDS)，耦合至所述表单元(TU)，用于提供所述发射机设备的所述模拟部分的所述延迟失配，所述延迟失配由校准测量或由外部校准装置所确定。

5.如权利要求1所述的发射机设备，其中，

所述数字调制器(DM)接收数字信号(MB)，并输出数字幅度信号(r[k])和数字相位信号(

[k])，其中，所述第一转换器(RDAC)适于将所述数字幅度信号(r[k])转换为至少模拟幅度信号，以及所述第二转换器(ODAC)适于将所述数字相位信号(

[k])转换为至少模拟相位信号，

其中，所述滤波器单元(H1)耦合在所述数字相位输出(

[k])与所述第二转换器(ODAC)之间。

6.如权利要求5所述的发射机设备，其中，

所述滤波器单元(H1)包括具有极点和零点星座图的一阶全通滤波器，所述一阶全通滤波器可根据所述表单元(TU)中所存储的补偿滤波器值而调谐。

7.如权利要求6所述的发射机设备，还包括：

延迟选择器单元(IQDS)，耦合至所述表单元(TU)，用于提供所述发射机设备的所述模拟部分的所述延迟失配，所述延迟失配由校准测量或由外部校准装置所确定。

8.一种用于控制发射机设备的方法，其中，所述发射机设备包括：数字部分和模拟部分(DP；AP)；数字调制器；第一数模转换器和第二数模转换器(IDAC；RDAC；QDAC；ODAC)；以及至少一个滤波器单元(H_I；H_Q；H1)，耦合在所述第一数模转换器和/或第二数模转换器(IDAC；RDAC；QDAC；ODAC)与所述数字调制器(DM)之间，所述方法包括以下步骤：

对接收到的比特(MB)进行数字调制；

存储用于补偿所述发射机设备的模拟部分中的不同的延迟失配所需的预定义的补偿滤波器值，

将所述至少一个滤波器单元(H₁；H_Q)的滤波器值设置为与确定的延迟失配相对应的那些存储的补偿滤波器值。

9.如权利要求8所述的方法，其中，通过以下步骤来确定所述发射机设备的所述模拟部分中的延迟失配：

向所述发射机设备的数字同相和正交调制器(DM)馈送第一预定数字测试信号，

将基于所述第一数字测试信号从所述发射机设备输出的模拟同相测试信号转换为数字同相测试信号，

向所述调制器(DM)馈送第二预定数字测试信号，其中，所述另一预定数字测试信号包括与所述第一数字测试信号相同的比特流，

将基于所述第二数字测试信号从所述发射机设备输出的模拟正交测试信号转换为数字正交测试信号，

测量所述数字同相测试信号与所述数字正交信号之间的时移，以及

基于所述测量的时移，确定延迟值，所述延迟值用于校正用于同相信号的所述发射机设备的路径的模拟部分与用于正交信号的所述发射机设备的路径之间的时移。

10.一种电子信号传送设备，包括：

数字部分(DP)和模拟部分(AP)；

第一数模转换器(IDAC；RDAC)和第二数模转换器(QDAC；ODAC)；

至少一个滤波器单元(H_I；H_Q；H1)，被布置在所述数字部分(DP)中，所述至少一个滤波器单元(H_I；H_Q；H1)耦合在第一端子和/或第二端子(I[k]；Q[k])与第一数模转换器和/或第二数模转换器(IDAC；QDAC)之间；

表单元(TU)，耦合至所述至少一个滤波器单元(H_I；H_Q)，用于存储用于补偿所述发射机设备的所述模拟部分(AP)中的不同的延迟失配所需的、用于所述至少一个滤波器单元(H1；HQ)的预定义的补偿滤波器值；

其中，所述至少一个滤波器单元(H1；HQ)的所述滤波器值被设置为所述表单元(TU)中所存储的、与确定的延迟失配相对应的那些补偿滤波器值。

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