SE465494B - Foerfarande att kompensera foer olineariteter i en slutfoerstaerkare - Google Patents

Foerfarande att kompensera foer olineariteter i en slutfoerstaerkare

Info

Publication number
SE465494B
SE465494B SE9000219A SE9000219A SE465494B SE 465494 B SE465494 B SE 465494B SE 9000219 A SE9000219 A SE 9000219A SE 9000219 A SE9000219 A SE 9000219A SE 465494 B SE465494 B SE 465494B
Authority
SE
Sweden
Prior art keywords
values
value
amplifier
digital values
quadrature
Prior art date
Application number
SE9000219A
Other languages
English (en)
Other versions
SE9000219L (sv
SE9000219D0 (sv
Inventor
B O P Ekelund
Original Assignee
Ericsson Telefon Ab L M
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Ericsson Telefon Ab L M filed Critical Ericsson Telefon Ab L M
Priority to SE9000219A priority Critical patent/SE465494B/sv
Publication of SE9000219D0 publication Critical patent/SE9000219D0/sv
Priority to DE69023326T priority patent/DE69023326T2/de
Priority to AU72251/91A priority patent/AU633189B2/en
Priority to EP90850404A priority patent/EP0441110B1/en
Priority to PCT/SE1990/000829 priority patent/WO1991011053A1/en
Priority to CA002050350A priority patent/CA2050350C/en
Priority to KR1019910701075A priority patent/KR0133552B1/ko
Priority to BR909007227A priority patent/BR9007227A/pt
Priority to JP3503495A priority patent/JP3034033B2/ja
Priority to NZ236504A priority patent/NZ236504A/xx
Priority to MYPI91000017A priority patent/MY104811A/en
Priority to CN91100384A priority patent/CN1024383C/zh
Priority to US07/644,442 priority patent/US5191597A/en
Publication of SE9000219L publication Critical patent/SE9000219L/sv
Publication of SE465494B publication Critical patent/SE465494B/sv
Priority to HK36896A priority patent/HK36896A/xx

Links

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F1/00—Details of amplifiers with only discharge tubes, only semiconductor devices or only unspecified devices as amplifying elements
    • H03F1/32—Modifications of amplifiers to reduce non-linear distortion
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L25/00—Baseband systems
    • H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
    • H04L25/03—Shaping networks in transmitter or receiver, e.g. adaptive shaping networks
    • H04L25/03828—Arrangements for spectral shaping; Arrangements for providing signals with specified spectral properties
    • H04L25/03834—Arrangements for spectral shaping; Arrangements for providing signals with specified spectral properties using pulse shaping
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F1/00—Details of amplifiers with only discharge tubes, only semiconductor devices or only unspecified devices as amplifying elements
    • H03F1/32—Modifications of amplifiers to reduce non-linear distortion
    • H03F1/3241—Modifications of amplifiers to reduce non-linear distortion using predistortion circuits
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/18—Phase-modulated carrier systems, i.e. using phase-shift keying
    • H04L27/20—Modulator circuits; Transmitter circuits
    • H04L27/2032—Modulator circuits; Transmitter circuits for discrete phase modulation, e.g. in which the phase of the carrier is modulated in a nominally instantaneous manner
    • H04L27/2053—Modulator circuits; Transmitter circuits for discrete phase modulation, e.g. in which the phase of the carrier is modulated in a nominally instantaneous manner using more than one carrier, e.g. carriers with different phases
    • H04L27/206—Modulator circuits; Transmitter circuits for discrete phase modulation, e.g. in which the phase of the carrier is modulated in a nominally instantaneous manner using more than one carrier, e.g. carriers with different phases using a pair of orthogonal carriers, e.g. quadrature carriers
    • H04L27/2067—Modulator circuits; Transmitter circuits for discrete phase modulation, e.g. in which the phase of the carrier is modulated in a nominally instantaneous manner using more than one carrier, e.g. carriers with different phases using a pair of orthogonal carriers, e.g. quadrature carriers with more than two phase states
    • H04L27/2071—Modulator circuits; Transmitter circuits for discrete phase modulation, e.g. in which the phase of the carrier is modulated in a nominally instantaneous manner using more than one carrier, e.g. carriers with different phases using a pair of orthogonal carriers, e.g. quadrature carriers with more than two phase states in which the data are represented by the carrier phase, e.g. systems with differential coding
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03C—MODULATION
    • H03C1/00—Amplitude modulation
    • H03C1/02—Details
    • H03C1/06—Modifications of modulator to reduce distortion, e.g. by feedback, and clearly applicable to more than one type of modulator

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Physics & Mathematics (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
  • Signal Processing (AREA)
  • Nonlinear Science (AREA)
  • Spectroscopy & Molecular Physics (AREA)
  • Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
  • Amplifiers (AREA)

Description

465 494 inräknade lágpassfiltrens impulssvar (förmodulationsfiltrens impulssvar). Impulssvarets längd är vanligtvis trunkerat till ett visst antal bitar, vilket beror av vilka kvalitetskrav som ställs pà den utsända radiosignalen.
Efter modulatorkretsarna i sändaren finns en slutförstârkare som förstärker radiosignalen r(t,g) till viss effekt för utsändning från mobiltelefonens sändarantenn. Eftersom den använda kvadra- turmodulationen är lineär, d v s den överförda informationen påverkar både amplitud och fasläge hos radiosignalen måste även slutförstärkarens förstärkning vara lineär både vad gäller amplitud och fasläge. nnnosönnrsm rön UPPFINNINGEN Sândarslutsteget som vanligtvis utgörs av slutförstärkaren arbetar i klass C, d v s dess transistorkretsar förspännes att i vila befinna sig under kollektorströmmens cut-off. Detta medför emellertid att en inkommande signals kvadraturkomponenter blir distorderade genom att förstärkaren ej arbetar inom sitt lineära område. Fördelen att ha förstärkaren arbetande inom klass C omrâdet (hög elektrisk verkningsgrad) måste därför vägas mot denna nackdel. Enligt föreliggande uppfinning utnyttjas det faktunnattwvágformsgeneratorn,innehåller'ovannämnda.tabellenheter för att bilda kvadraturkomponenterna, <1 v s den signal som senare skall förstärkas. Genom att modifiera de digitala värden som är lagrade i tabellenheterna kan man kompensera för slutför- stärkarens olinearitet.
Förfarandet enligt uppfinningen är därvid kännetecknat så som det framgår av patentkravets 1 kännetecknande del.
FIGURBESKRIVNING Förfarandet skall närmare beskrivas nedan med hänvisning till bifogade ritningar. 465 494 Figur 1 visar ett blockschema över en teoretisk modell av en radiosändare för digital modulation; Figur 2 visar ett blockschema över en känd typ av vågformsgenera- tor i en radiosändare och i vilken det föreslagna förfarandet tillämpas; Figur 3 visar ett diagram över kvadraturkomponenterna hos en radiosignals fasläge; Figur 4a - 4c visar kvadraturkomponenternas olika lägen vid en tidsmässigt varierande radiosignal; Figur 5 visar ett blockschema över en hårdvarulösning enligt det föreslagna förfarandet; Figur 6 visar ett blockschema över en annan typ av vàgforms- generator än enligt Figur 3 där det föreslagna förfarandet kan tillämpas.
Figur l visar ett förenklat blockschema över en kvadratur- modulator. En inkommande signal tillförs en NRZ-omvandlare l för att bilda en binär kodad signal. Ett förmodulationsfilter 2 av lágpasskaraktär ger ett impulssvar av viss längd, som bestäms av hur många av de utsända symbolerna, som vid varje ögonblick skall lagras i den efterföljande kvadraturmodulatorn 3. Modulatorn 3 beskrivs närmare nedan i samband med figur 3 och 4. Ett slutsteg 4 är anslutet till kvadraturmodulatorns utgång och till ingången av sändarantennen 5, för att ge radiosignalen tillräcklig effekt före antennen 5.
Modulatorn 3 är en s k QPSK-modulator och utnyttjar signalens uppdelning i kvadraturkomponenter. Dessa utgör projektionerna av radiosignalen pá tvâ 909 förskjutna upplagor av en tänkt bärvág sin wet och cos w¿t, där w¿ är bärvinkelfrekvensen. Kvadratur- komponenterna eller kvadratursignalerna har lågpasskaraktär och utgör basbandssignaler.
Teoretiskt har QPSK oändlig bandbredd. I praktiska tillämpningar kompletterar man alltid modulationen med någon form av förfilt- rering medelst förmodulationsfiltret 2 enligt figur 1. 465 494 Det traditionella sättet att generera en QPSK-signal före uppdelning i kvadratursignaler och efterföljande modulation är att tillföra de binära signalerna en uppsättning digitala vippor och analoga filter. Figurfš visar en QPSK-generator med tabell- uppslagning och med ett skiftregister vars bredd är lika med det antal bitar (=tvà) som används för QPSK. Skiftregistret består av ett antal vippor D1-D7 lika med det antal symboler som man önskar lagra med hänsyn till förmodulationsfiltrets impulssvar.
I föreliggande fall består varje symbol av två bitar och antalet symboler är lika med åtta. Förmodulationsfiltrets impulssvar är således trunkerat till en längd svarande mot, i detta fall, åtta symbolers varaktighet. Impulssvarets längd bestäms av vilka kvalitetskrav man ställer på den genererande radiosignalen.
Skiftregistret avslutas med en upp-nedräknare QM som minns utgångspunkten för den för tillfället lagrade symbolens vàgfor- mer. Detta är nödvändigt, eftersom informationen överförs medelst tillståndsövergângar istället för absoluta positioner i I-Q planet. Skiftregistret D1-D8 jämte minnesräknaren QM lagrar således under ett symbolintervall Ts en signalvektor g som utgörs av aktuell symbol jämte dess närmaste grannar samt ett värde (i räknaren QM) som anger utgångspunkten för faslâget.
Figur 3 är ett visardiagram för en godtycklig radiosignal r(t,g) som skall utsändas med ett absolutbelopp (amplitud) R(t,g) och en fasvinkel ö (t,g). Radiosignalen uppdelas i två kvadraturkom- ponenter I(t,g) och Q(t,g), vilka utgör “projektionerna" på de två 90° fasförskjutna bärvâgskomponenterna cos w¿t respektive sin w¿t. Kvadraturkomponenterna I(t,g) och Q(t,g) är för samtliga möjliga signalvektorer g lagrade i tabellenheterna ST respektive CT i modulatorn enligt figur 2. För radiosignalen r(t,g) gäller: IPQQ.) = Rühs) ' CCS [VJ- + N39] där RHI/Q) \/ 12mm + Qz-(tm) och ø(t,a) arg [I(t,a) + j Q(t,a)] Figurerna 4a-4c visar tre olika radiosignaler r(t,g) svarande mot tre olika signalvektorer g, ga och ga, vilka avges från skift- registret D1-D8 och räknaren QM. Var och en av signalvektorerna 465 494 utpekar i tabellenheterna ST och CT de båda kvadraturkomponenter- na I(t,g). Dessa är lagrade som en sinus- respektive cosinusvåg- form i tabellenheterna. Vågformssamplen framhämtas i sekvens med hjälp av räknaren SR och de så erhållna digitala värdena tillförs digital-analogomvandlarna DAC1, DAC2. Därefter sker lågpassfilt- rering i filtren FR1, FR2 före modulation av bärvågskomponenterna i multiplikatorerna M1, M2 och addering i adderkretsen ADD.
Om förmodulationsfiltrets impulssvar hr är trunkerat till en viss längd NI'Ts, där NI är ett heltal och T, är symboltiden och om det trunkerade impulssvaret har sitt centrum vid t = 0 och en utbredning från -TSNI/2 till +TsNI/2 erhåller'man följande uttryck för kvadraturkomponenterna: NI-1 I(kTs + t,a) = hm (t+Ts'[š&- 1-i] ' cos (šï' a(i+k)) i=O NI-l NI . . Zl”. 'a .
Q(kTs + t,a) = hT(t+Ts fiï- - 1 -i]) ' sin (§' (1+k) ) i=O Av ovanstående formler framgår att I(t,g) och Q(t,g) är lagrade som cosinus respektive sinusvågformer i tabellenheterna ST respektive CT.
Modulationsmetoden beskriven ovan är lineär dvs sambandet mellan inkommande signalvektor a och utsignalerna I(t,g) och Q(t,g) uppvisar ett antal linearitetsegenskaper. Detta innebär emeller- tid att de enheter som ingår i sändaren efter tabellenheterna måste vara lineära för att sambandet inkommande signalvektor - utsignaler skall bibehållas och att därmed undvika kvalitetsför- såmring och störning av andra abonnenter. Speciellt kan problem uppstå att erhålla en lineär slutförstärkare F (figur 2). Den 465 494 föreslagna metoden bortser från problemet att linearisera slutförstärkaren och försöker istället kompensera för dess olinearitet i tabellenheterna ST och CT.
Om slutförstärkarens överföringsfunktion är HR och H¿ för insignalens amplitud RI och dess fasvinkel øl gäller för utsig- nalen: Rz = HR(R1~) ' RI $2 = H¿(R1) + $1 Inversen av HR och Hø kan skrivas som: 121 = H'1R (Rz) ' 122 och m1 = H4, (Rz) + 4,2 dar HR* = :L/HR øcn H '1 = -H $ Û Inversa överföringsfunktionerna HR'1 och.Hø'1 kan beräknas genom mätning av ett antal utsignaler R2 för ett visst antal insignaler R1, och utgör statiska tidsoberoende funktioner.
För att erhålla en korrekt utsignal efter det distorderande slutsteget F skall innehållet i uppslagstabellerna ST och CT enligt figur 3 modifieras med HR'1 och Hø'1. Detta sker'matematiskt enligt nedanstående samband: i = H¿'1 [I'c°s H¿-Q'sin H¿ 1 (1) q = HR'* (R) [I sin H¿ + Q cøs H, (R) 1 där i (t,g), q(t,g) är de modifierade vägformsvärdena; vilka skall ersätta de ursprungliga värdena I(t,g), Q(t,g).
Eftersom HR och H? är statiska tidsoberoende funktioner kan dessa lagras i tabellerna ST och CT för en viss slutförstärkares över- föringsfunktíon.
Värdet på R för en viss signalvektor g kan enligt ovan beräknas ur sambandet: R= Vfiw@>+&w&> (M 465 494 eftersom I(t,g) och Q(t,g) för signalvektorn är lagrad i respektive tabellenhet ST, CT. Då R är känt kan således HR och Hé beräknas, och därmed även H¿'1 och H¿'1. Härigenom kan de nya koefficienterna i (t,g) och q(t,g) för signalvektorn g beräknas ur sambandet (1) ovan.
De olika stegen vid modifiering av innehållet I(t,g) och Q(t,g) i tabellenheterna ST respektive CT blir således följande för en viss signalvektor gk, vars vågformer skall beräknas: 1. Beräkning av amplituden R ur de icke modifierade värdena I(t,g), Q(t,g) för signalvektorn gk enligt sambandet (2) ovan. 2. Beräkning av värdet på överföringsfunktionerna HR(R) och Hø(R) för det enligt steg 1 framräknade värdet på R. överföringsfunk- tionerna HR(R) och Hø(R) är beräknade ur mätdata och lagrade i ST respektive CT. 3. Beräkning av de nya modifierade värdena i(t,gk) och q(t,gk) ur sambandet (1) ovan. De nya värdena lagras under hela samp- lingsintervallet 0$t 4. Sampling av de nya värdena i (t,gk), q(t,gk) vid samplingstid- punkterna tl, t2,... på förut känt sätt under symbolintervallet 05 t 5. Utmatning av de samplade digitala värdena till digital- analogomvandlarna DACl, DAC2 och 'vidare till övriga enheter enligt figur 2. 6. Ny signalvektor gk+1 uppträder över ingångarna till tabellen- heterna ST, CT från registren D1-D8 och kvadrantminnet QM, varvid stegen 1-5 ovan upprepas.
Figur 5 visar ett förenklat blockschema över de minnes- och beräkningsenheter som utför modifieringen av kvadraturkom- ponenterna I(t,g), Q(t,g) lagrade i tabellenheterna ST och CT. 465 494 Från en utgående buss bl fås de (ursprungliga) icke-modifierade värdena pá I(t,g_) och Q(t,_q) vid en viss samplingstidpunkt t=t1.
Dessa värden tillförs en beräkningsenhet MR som beräknar värdet lrvcyml = Vmym* + ovala-n* = Intyg) Detta beräknade värde R(t1,g) får adressera tvâ minnesenheter MHI och.MH2. Minnesenheten M1 lagrar en mängd inverterade värden på förstärkningsfaktorn H¿(R), dvs H¿'1(R) för olika insignaler R till slutförstärkaren F. Vârdena HR(R) kan erhållas genom mätningar på förstärkaren F och utgör enligt ovan en statisk, tidsoberoende funktion av R. Minnesenheten MHz lagrar motsvarande värden H4, (R) på slutförstärkarens F faskarakteristik, vilken liksom H¿(R) är statisk och tidsoberoende. Minnena MHI, M2 utgörs således av statiska adresserbara ROM.
Det adresserade värdet på H4, (R) i minnesenheten MH2 tillförs en tabellenhet MS som beräknar sin H4,(R) och cos Hø(R) . Dessa båda värden överförs till tabellenheterna ST och CT och multipliceras med de icke modifierade värdena I(t1,g) , Q(t1,g) enligt sambandet (1) ovan. Från minnesenheten MHJ. tillförs samtidigt värdet pá HR'1(R) , som multipliceras med I(t1,g) , Q(t1,g) enligt (1).
Då nästa sampling sker vid t=t2 (men för samma symbolvektor g) adresseras enheten MR åter och beräkning av de modifierade värdena i(t,g), q(t,g) för t=t2 utförs på samma sätt som ovan.
Samtidigt utmatas värdena i(t1,g) , q(t1,g) till digital-analogom- vandlarna DACl, DAC2 över bussarna bz.
Ovanstående metod att kompensera för olineariteter kan även tillämpas på en kvadraturmodulator av det utseende som är visat i figur 6. I denna har vågformsgeneratorns tabeller delats upp i flera deltabeller: En I-tabell och en Q-tabell av förenklat utförande samt två identiska vàgformstabeller SV och CV. I detta utförande modifieras koefficienterna i tabellerna ST och CT enligt samma förfarande som ovan beskrivits.
'X2

Claims (3)

465 494 PATENTKRAV
1. Förfarande att kompensera för olineariteter i en slutför- stärkare (F) med en överföringsfunktion HR, H? för en inkommande radiosignals amplitud respektive fas och som ingår i en radiosän- dare av kvadraturtyp för lineär, digital modulation baserad på tabelluppslagning och analog-digitalomvandling innehållande registerorgan (BHR, QM) som lagrar binära värden pâ en momentan fasvinkel och en ackumulerad fasvinkel av en informationssignal till radiosändaren, för att tillsammans bilda en signalvektor g av viss längd som beror av längden pä impulssvaret h(t) hos ett förmodulationsfilter till radiosändaren, lagringsorgan (ST,CT) som lagrar digitala värden på sinus- och cosinusvågformer (I(t,g), Q(t,g)) hörande till de kvadraturkom- ponenter som adresseras medelst nämnda signalvektor g proj icerade på tvâ bärvågskomponenter (sin wet, cos w¿t), multiplikator- och adderingsorgan (M1,M2;ADD), vilka ur nämnda bärvágskomponenter och nämnda kvadraturkomponenter' bildar en kvadraturmodulerad radiosignal r(t,g), k ä n n e t e c k n a t av att de digitala värden I(t,g), Q(t,g) som lagrats för de olika vågformerna i nämnda lagringsorgan (ST,CT) modifieras i beroende av nämnda överföringsfunktioner HR och. Hø för slutförstärkaren (F) så att nya digitala. värden i(t,g), q(t,g) erhålles för nämnda vágformer vilka vid kvadratur- moduleringen kompenserar radiosignalen för nämnda olineariteter.
2. Förfarande enligt patentkrav 1, k ä n n e t e c k n a t av att ur de ursprungliga digitala värdena I(t,g), Q(t,g) bilda ett värde R(t,g) som anger den kvadraturmodulerade radiosignalens absolutbelopp |r(t,g)|, en mängd digitala värden pá slutförstärkarens (F) överförings- funktioner HR och H? lagras adresserbart, ett visst värde pä nämnda överföringsfunktioner HR och H? adresseras av nämnda beräknade värde på R(t,g), varvid ett första värde HR(R) för slutförstärkarens amplitudberoende och ett andra värde Hø(R) för förstârkarens fasberoende erhålles, samt att 10 465 494 nämnda första värde.HR (R) och sinus-cosinuskomponenter av nämnda andra värde H¿(R) multipliceras med de ursprungliga digitala värdena I(t,g) och Q(t,g) på sådant sätt att de nya modifierade digitala värdena i(t,g) och q(t,g) som erhålles i nämnda lagringsorgan (ST,CT) har ett absolutbelopp lika med de ursprung- liga digitala värdenas absolutbelopp multiplicerad med en faktor 1/HR(R) .
3. Förfarande enligt patentkrav 2, k ä n n e t e c k n a t av att de nya modifierade digitala värdena i(t,g), q(t,g) för vágformerna erhålles ur sambanden: img.) = HR* (R) rum.) css Høui) - omg) sin H_, sms) = HR* (R) finns.) sin finn) + omg) css inom där HR (R) och Hø(R) är nämnda adresserade värden på slutförstär- karens (F) amplitud- respektive fasberoende. . wï
SE9000219A 1990-01-22 1990-01-22 Foerfarande att kompensera foer olineariteter i en slutfoerstaerkare SE465494B (sv)

Priority Applications (14)

Application Number Priority Date Filing Date Title
SE9000219A SE465494B (sv) 1990-01-22 1990-01-22 Foerfarande att kompensera foer olineariteter i en slutfoerstaerkare
AU72251/91A AU633189B2 (en) 1990-01-22 1990-12-13 A method of compensating for non-linearities in an end amplifier incorporated in a radio transmitter
KR1019910701075A KR0133552B1 (ko) 1990-01-22 1990-12-13 무선송신기에 포함되는 단말증폭기의 비선형성을 보정하는 방법
JP3503495A JP3034033B2 (ja) 1990-01-22 1990-12-13 無線送信機に含まれる終端増幅器の非直線性を補償する方法
EP90850404A EP0441110B1 (en) 1990-01-22 1990-12-13 A method of compensating for non-linearities in an end amplifier incorporated in a radio transmitter
PCT/SE1990/000829 WO1991011053A1 (en) 1990-01-22 1990-12-13 A method of compensating for non-linearities in an end amplifier incorporated in a radio transmitter
CA002050350A CA2050350C (en) 1990-01-22 1990-12-13 Method of compensating for non-linearities in an end amplifier incorporated in a radio transmitter
DE69023326T DE69023326T2 (de) 1990-01-22 1990-12-13 Verfahren zum Ausgleich der Nichtlinearitäten in einem Endverstärker eines Radiosenders.
BR909007227A BR9007227A (pt) 1990-01-22 1990-12-13 Metodo de compensacao de nao-linearidades em um amplificador final
NZ236504A NZ236504A (en) 1990-01-22 1990-12-17 Compensation of non-linearities in final amplifier of quadrature modulated radio transmitter
MYPI91000017A MY104811A (en) 1990-01-22 1991-01-08 A method of compensating for non-linearities in an end amplifier incorporated in a radio transmitter.
CN91100384A CN1024383C (zh) 1990-01-22 1991-01-22 无线电发射机中末级放大器非线性的补偿方法
US07/644,442 US5191597A (en) 1990-01-22 1991-01-22 Method of compensating for non-linearities in an end amplifier incorporated in a radio transmitter
HK36896A HK36896A (en) 1990-01-22 1996-02-29 A method of compensating for non-linearities in an end amplifier incorporated in a radio transmitter

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
SE9000219A SE465494B (sv) 1990-01-22 1990-01-22 Foerfarande att kompensera foer olineariteter i en slutfoerstaerkare

Publications (3)

Publication Number Publication Date
SE9000219D0 SE9000219D0 (sv) 1990-01-22
SE9000219L SE9000219L (sv) 1991-07-23
SE465494B true SE465494B (sv) 1991-09-16

Family

ID=20378316

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
SE9000219A SE465494B (sv) 1990-01-22 1990-01-22 Foerfarande att kompensera foer olineariteter i en slutfoerstaerkare

Country Status (14)

Country Link
US (1) US5191597A (sv)
EP (1) EP0441110B1 (sv)
JP (1) JP3034033B2 (sv)
KR (1) KR0133552B1 (sv)
CN (1) CN1024383C (sv)
AU (1) AU633189B2 (sv)
BR (1) BR9007227A (sv)
CA (1) CA2050350C (sv)
DE (1) DE69023326T2 (sv)
HK (1) HK36896A (sv)
MY (1) MY104811A (sv)
NZ (1) NZ236504A (sv)
SE (1) SE465494B (sv)
WO (1) WO1991011053A1 (sv)

Families Citing this family (40)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
AU8959191A (en) * 1990-10-23 1992-05-20 Omnipoint Corporation Method and apparatus for establishing spread spectrum communications
GB9111926D0 (en) * 1991-06-04 1991-07-24 Nat Transcommunications Ltd An improved method of video noise reduction using non-linear pre/de-emphasis
DE4302456A1 (de) * 1993-01-29 1994-08-04 Telefunken Sendertechnik Modulationsverfahren und -schaltung für HF-Signale
US6005856A (en) 1993-11-01 1999-12-21 Omnipoint Corporation Communication protocol for spread spectrum wireless communication system
US6088590A (en) 1993-11-01 2000-07-11 Omnipoint Corporation Method and system for mobile controlled handoff and link maintenance in spread spectrum communication
US5680414A (en) 1994-09-09 1997-10-21 Omnipoint Corporation Synchronization apparatus and method for spread spectrum receiver
US5659574A (en) 1994-09-09 1997-08-19 Omnipoint Corporation Multi-bit correlation of continuous phase modulated signals
US5881100A (en) 1994-09-09 1999-03-09 Omnipoint Corporation Method and apparatus for coherent correlation of a spread spectrum signal
US5757847A (en) 1994-09-09 1998-05-26 Omnipoint Corporation Method and apparatus for decoding a phase encoded signal
US5963586A (en) 1994-09-09 1999-10-05 Omnipoint Corporation Method and apparatus for parallel noncoherent correlation of a spread spectrum signal
US5629956A (en) 1994-09-09 1997-05-13 Omnipoint Corporation Method and apparatus for reception and noncoherent serial correlation of a continuous phase modulated signal
US5754584A (en) 1994-09-09 1998-05-19 Omnipoint Corporation Non-coherent spread-spectrum continuous-phase modulation communication system
US5754585A (en) 1994-09-09 1998-05-19 Omnipoint Corporation Method and apparatus for serial noncoherent correlation of a spread spectrum signal
US5953370A (en) 1994-09-09 1999-09-14 Omnipoint Corporation Apparatus for receiving and correlating a spread spectrum signal
US5610940A (en) 1994-09-09 1997-03-11 Omnipoint Corporation Method and apparatus for noncoherent reception and correlation of a continous phase modulated signal
US5627856A (en) 1994-09-09 1997-05-06 Omnipoint Corporation Method and apparatus for receiving and despreading a continuous phase-modulated spread spectrum signal using self-synchronizing correlators
US5832028A (en) 1994-09-09 1998-11-03 Omnipoint Corporation Method and apparatus for coherent serial correlation of a spread spectrum signal
US5648982A (en) 1994-09-09 1997-07-15 Omnipoint Corporation Spread spectrum transmitter
US5856998A (en) 1994-09-09 1999-01-05 Omnipoint Corporation Method and apparatus for correlating a continuous phase modulated spread spectrum signal
US5692007A (en) 1994-09-09 1997-11-25 Omnipoint Corporation Method and apparatus for differential phase encoding and decoding in spread-spectrum communication systems with continuous-phase modulation
US5694433A (en) * 1994-09-14 1997-12-02 Ericsson Inc. Efficient linear power amplification
US5548253A (en) * 1995-04-17 1996-08-20 Omnipoint Corporation Spectrally efficient quadrature amplitude modulator
US5832022A (en) * 1995-06-02 1998-11-03 Omnipoint Corporation Method and apparatus for controlling the modulation index of continuous phase modulated (CPM) signals
EP0760567A3 (de) * 1995-08-30 2000-09-06 Siemens Aktiengesellschaft Digitaler QAM-modulator
US5903823A (en) * 1995-09-19 1999-05-11 Fujitsu Limited Radio apparatus with distortion compensating function
US5617058A (en) * 1995-11-13 1997-04-01 Apogee Technology, Inc. Digital signal processing for linearization of small input signals to a tri-state power switch
FR2746562B1 (fr) * 1996-03-22 1998-06-05 Thomson Csf Emetteur de signaux de radiophonie digitale
US5751114A (en) * 1996-05-24 1998-05-12 International Business Machines Corporation Apparatus, method and article of manufacture for carrier frequency compensation in a FM radio transmitter
US5815531A (en) * 1996-06-12 1998-09-29 Ericsson Inc. Transmitter for encoded data bits
US6185259B1 (en) 1996-06-12 2001-02-06 Ericsson Inc. Transmitter/receiver for GMSK and offset-QAM
KR100266817B1 (ko) * 1997-01-31 2000-09-15 윤종용 피드포워드방식의선형증폭장치및방법
US6282228B1 (en) * 1997-03-20 2001-08-28 Xircom, Inc. Spread spectrum codes for use in communication
FI105366B (sv) * 1997-10-29 2000-07-31 Nokia Networks Oy Lineariseringsförfarande och förstärkararrangemang
US6215354B1 (en) * 1998-03-06 2001-04-10 Fujant, Inc. Closed loop calibration for an amplitude reconstruction amplifier
US6054896A (en) 1998-12-17 2000-04-25 Datum Telegraphic Inc. Controller and associated methods for a linc linear power amplifier
WO1999066637A1 (en) * 1998-06-19 1999-12-23 Datum Telegraphic Inc. Circuit and methods for compensating for imperfections in amplification chains in a linc or other amplification system
JP4359864B2 (ja) 2000-04-03 2009-11-11 日本ビクター株式会社 直交周波数分割多重装置および直交周波数分割多重方法
US6794939B2 (en) * 2002-05-31 2004-09-21 Lucent Technologies Inc. Signal predistortion using a combination of multiple predistortion techniques
FR2860109A1 (fr) * 2003-09-22 2005-03-25 Thomson Licensing Sa Recepteur incluant une compensation de linearite dans la bande de reception
WO2007110805A2 (en) * 2006-03-28 2007-10-04 Nxp B.V. Transmitter with delay mismatch compensation

Family Cites Families (14)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US3777275A (en) * 1972-01-31 1973-12-04 Bell Telephone Labor Inc Linear amplification with nonlinear devices
NL7709917A (nl) * 1977-09-09 1979-03-13 Philips Nv Systeem voor datatransmissie met behulp van een hoekgemoduleerde draaggolf van constante amplitude.
US4291277A (en) * 1979-05-16 1981-09-22 Harris Corporation Adaptive predistortion technique for linearizing a power amplifier for digital data systems
JPS5648734A (en) * 1979-09-28 1981-05-02 Nec Corp Predistorter
FR2469826A1 (fr) * 1979-11-14 1981-05-22 Lecoy Pierre Boucle de detection d'erreur notamment pour circuit de correction de linearite
NL8001903A (nl) * 1980-04-01 1981-11-02 Philips Nv Inrichting voor het versterken van een gemoduleerd draaggolfsignaal.
US4412337A (en) 1981-11-04 1983-10-25 Motorola Inc. Power amplifier and envelope correction circuitry
JPS5985166A (ja) * 1982-10-29 1984-05-17 Fujitsu Ltd 位相変調器
US4696017A (en) 1986-02-03 1987-09-22 E-Systems, Inc. Quadrature signal generator having digitally-controlled phase and amplitude correction
JP2540805B2 (ja) * 1986-04-12 1996-10-09 ソニー株式会社 ディジタル信号の伝送装置
CH670178A5 (sv) * 1986-06-24 1989-05-12 Bbc Brown Boveri & Cie
EP0378719B1 (de) * 1989-01-18 1994-04-27 Siemens Aktiengesellschaft Digitaler Verzerrer
FR2652969A1 (fr) * 1989-10-06 1991-04-12 Philips Electronique Lab Dispositif de predistorsion pour systeme de transmission numerique.
FR2653282B1 (fr) * 1989-10-18 1994-07-22 Alcatel Transmission Procede de correction numerique de non linearite d'une chaine d'emission, et dispositif de mise en óoeuvre de ce procede.

Also Published As

Publication number Publication date
DE69023326T2 (de) 1996-04-11
KR920702079A (ko) 1992-08-12
WO1991011053A1 (en) 1991-07-25
KR0133552B1 (ko) 1998-04-23
CN1053719A (zh) 1991-08-07
JP3034033B2 (ja) 2000-04-17
US5191597A (en) 1993-03-02
MY104811A (en) 1994-05-31
EP0441110A1 (en) 1991-08-14
SE9000219L (sv) 1991-07-23
SE9000219D0 (sv) 1990-01-22
NZ236504A (en) 1993-05-26
BR9007227A (pt) 1992-02-18
CA2050350A1 (en) 1991-07-23
HK36896A (en) 1996-03-08
AU633189B2 (en) 1993-01-21
DE69023326D1 (de) 1995-12-07
EP0441110B1 (en) 1995-11-02
AU7225191A (en) 1991-08-05
CA2050350C (en) 2000-07-25
CN1024383C (zh) 1994-04-27
JPH04504494A (ja) 1992-08-06

Similar Documents

Publication Publication Date Title
SE465494B (sv) Foerfarande att kompensera foer olineariteter i en slutfoerstaerkare
US4584541A (en) Digital modulator with variations of phase and amplitude modulation
US5113414A (en) Predistortion arrangement for a digital transmission system
US5650758A (en) Pipelined digital predistorter for a wideband amplifier
JP3419484B2 (ja) 変調器、送信器
JP3195337B2 (ja) デジタル変調信号用送信機装置
EP1583225B1 (en) Digital frequency-upconverting circuit
JPH0362627A (ja) ディジタル変調信号の送信機設備における制御電圧発生器
JPS60112344A (ja) 無線受信機及び復調方法
JP3169714B2 (ja) ディジタル無線変調器
KR100599148B1 (ko) Ｄ급 증폭기를 제어하는 시스템
JP4555429B2 (ja) プリディストーション型非線形歪み補償回路およびこれを用いたディジタル送信機
WO2002017485A1 (fr) Compensateur de phase $g(p)/2
US6766151B2 (en) Distortion-compensating apparatus
JP3147000B2 (ja) 疑似ｇｍｓｋ変調装置
US20060109930A1 (en) Method and device for deriving a predistorted signal
CN110798420B (zh) 一种内插倍数可变的gmsk调制实现方法
US6194977B1 (en) State variable-based table-driven modulation signal generation
JP2001177354A (ja) 二重傾斜位相変調器を有するｒｆ増幅器
Ghaderi Adaptive linearization of efficient high power amplifiers using polynomial predistortion with global optimization
JP3134251B2 (ja) 直交変調信号発生回路
JPH0423542A (ja) 直交形ｇｍｓｋ変調装置
JPS6213143A (ja) 直交振幅歪補正回路
KR20010094695A (ko) 통신시스템의 피드백 구조를 가지는 디지털 주파수 편이변조장치
JPH06181476A (ja) π／４シフトＱＰＳＫ変調器およびそれを用いた通信装置

Legal Events

Date Code Title Description
NAL Patent in force

Ref document number: 9000219-7

Format of ref document f/p: F

NUG Patent has lapsed