JP2001177354A - 二重傾斜位相変調器を有するｒｆ増幅器 - Google Patents
二重傾斜位相変調器を有するｒｆ増幅器Info
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- JP2001177354A JP2001177354A JP2000332765A JP2000332765A JP2001177354A JP 2001177354 A JP2001177354 A JP 2001177354A JP 2000332765 A JP2000332765 A JP 2000332765A JP 2000332765 A JP2000332765 A JP 2000332765A JP 2001177354 A JP2001177354 A JP 2001177354A
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- H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
- H04B1/02—Transmitters
- H04B1/04—Circuits
- H04B2001/0408—Circuits with power amplifiers
- H04B2001/0425—Circuits with power amplifiers with linearisation using predistortion
Abstract
(57)【要約】 （修正有）
【課題】 ＲＦ入力信号のデューティーサイクルを維持
しながら、ＲＦ信号の位相をシフトする。 【解決手段】 積分器１０２を通ったＲＦ信号と、ポテ
ンショメータ３０の信号が、二重傾斜比較器に入力され
て、その２出力からパルス発生器１０８を経由して、Ｓ
−Ｒフリップフロップ１１０に入力され、後続の電力増
幅器からアンテナへ出力される。
しながら、ＲＦ信号の位相をシフトする。 【解決手段】 積分器１０２を通ったＲＦ信号と、ポテ
ンショメータ３０の信号が、二重傾斜比較器に入力され
て、その２出力からパルス発生器１０８を経由して、Ｓ
−Ｒフリップフロップ１１０に入力され、後続の電力増
幅器からアンテナへ出力される。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、ＲＦ増幅器に関
し、特に、ＲＦ信号の位相を変化させるための２重傾斜
変調器を有するＲＦ増幅器に関する。
し、特に、ＲＦ信号の位相を変化させるための２重傾斜
変調器を有するＲＦ増幅器に関する。
【０００２】
【従来の技術】ＡＭ送信器では、オーディオ変調のレベ
ル変動によりＲＦキャリア信号の位相がシフトされるの
が観測される。これは特に、ディジタル無線放送では、
歪となる。目的は、振幅変調システムにより起こされる
位相誤差を補償するＲＦ位相プリディストーションを供
給することである。これは、入力ＲＦ信号と比較して、
出力ＲＦ信号のデューティーサイクル（マーク対スペー
ス比）を変えることなく達成されねばならない。
ル変動によりＲＦキャリア信号の位相がシフトされるの
が観測される。これは特に、ディジタル無線放送では、
歪となる。目的は、振幅変調システムにより起こされる
位相誤差を補償するＲＦ位相プリディストーションを供
給することである。これは、入力ＲＦ信号と比較して、
出力ＲＦ信号のデューティーサイクル（マーク対スペー
ス比）を変えることなく達成されねばならない。
【０００３】ＲＦ信号の位相をシフトすることが知られ
ている。図１は位相シフト回路の一例を示す。この例で
は、パルスのトレーン１０よりなるＲＦ信号が、好適な
ＲＦ源１２より得られる。このＲＦ信号は位相シフト回
路により、電力増幅器２０とアンテナ２２を含むＲＦ送
信器に供給される。位相シフト回路は、グランドとＢ＋
電源の間に接続された抵抗部３０及び、接合点３６へイ
ンダクタ３４によりＶｃのような制御レベル信号を与え
る、調整可能なワイパーアーム３２を有するポテンシオ
メータを含む。この接合点へは、キャパシタ４０と抵抗
Ｒ１によりＲＦ信号が与えられる。調整ダイオードＲ１
がグランドと接合点３６の間に接続されている。接合点
３６は、キャパシタ４２により電力増幅器２０へ接続さ
れている。キャパシタ４２は抵抗４４によりグランドへ
接続されている。この既知の例では、入力ＲＦ信号１０
の傾斜は、小さな位相シフトを発生するように、変調さ
れる。変更されたＲＦ出力信号は、ディジタル化され、
そして、論理レベルへ変換される。従って、擬似の位相
シフトが形成される。
ている。図１は位相シフト回路の一例を示す。この例で
は、パルスのトレーン１０よりなるＲＦ信号が、好適な
ＲＦ源１２より得られる。このＲＦ信号は位相シフト回
路により、電力増幅器２０とアンテナ２２を含むＲＦ送
信器に供給される。位相シフト回路は、グランドとＢ＋
電源の間に接続された抵抗部３０及び、接合点３６へイ
ンダクタ３４によりＶｃのような制御レベル信号を与え
る、調整可能なワイパーアーム３２を有するポテンシオ
メータを含む。この接合点へは、キャパシタ４０と抵抗
Ｒ１によりＲＦ信号が与えられる。調整ダイオードＲ１
がグランドと接合点３６の間に接続されている。接合点
３６は、キャパシタ４２により電力増幅器２０へ接続さ
れている。キャパシタ４２は抵抗４４によりグランドへ
接続されている。この既知の例では、入力ＲＦ信号１０
の傾斜は、小さな位相シフトを発生するように、変調さ
れる。変更されたＲＦ出力信号は、ディジタル化され、
そして、論理レベルへ変換される。従って、擬似の位相
シフトが形成される。
【０００４】同調ダイオードＣＲ１は、回路の心臓部で
あり、実体キャパシタンスが与えられる電圧に比例して
変化する。抵抗Ｒ１とダイオードＣＲ１により構成され
る可変低域通過フィルタは制御信号Ｖｃにより可変され
る。この可変低域通過フィルタは、５０で示すようなＲ
Ｆ出力信号を得るために、立ち上り及び立下りエッジの
傾斜を傾けることにより、事実上の位相シフトを形成す
るために入力ＲＦ信号の傾斜を変更する。制御レベル
（Ｖｃ）は群遅延と帯域制限を行う低域通過フィルタを
介してフィルタされるので、制御は制限される。
あり、実体キャパシタンスが与えられる電圧に比例して
変化する。抵抗Ｒ１とダイオードＣＲ１により構成され
る可変低域通過フィルタは制御信号Ｖｃにより可変され
る。この可変低域通過フィルタは、５０で示すようなＲ
Ｆ出力信号を得るために、立ち上り及び立下りエッジの
傾斜を傾けることにより、事実上の位相シフトを形成す
るために入力ＲＦ信号の傾斜を変更する。制御レベル
（Ｖｃ）は群遅延と帯域制限を行う低域通過フィルタを
介してフィルタされるので、制御は制限される。
【０００５】ＲＦ信号の位相のシフトに使用する既知の
回路を示す、図２を参照する。この回路は、図１の回路
と似ており、説明の簡単のために、同じ参照記号は同じ
構成要素を示し、異なる部分のみを以下に説明する。
回路を示す、図２を参照する。この回路は、図１の回路
と似ており、説明の簡単のために、同じ参照記号は同じ
構成要素を示し、異なる部分のみを以下に説明する。
【０００６】図２では、位相制御シフト回路は、エミッ
タが共に接続されそして、抵抗６６を通してポテンシオ
メータのワイパーアーム３２に接続されたＮＰＮトラン
ジスタペア６２と６４を有する差動増幅器６０を有す
る。トランジスタ６２のベースは、グランドとトランジ
スタのコレクタ間に直列に接続された抵抗７０とキャパ
シタＣ１の接合点に接続されている。トランジスタ６４
のベースは、抵抗７６によりグランドに接続され、コレ
クタは電源Ｖ＋に接続されている。トランジスタ６２の
コレクタは、抵抗Ｒ１に接続され、キャパシタ４２によ
り、電力増幅器２０の入力に接続されている。キャパシ
タ４２は、抵抗７４によりグランドへ接続されている。
ポテンシオメータにより得られる制御電圧Ｖｃは、トラ
ンジスタの電流利得を制御するのに、キャパシタＣ１を
流れる電流を制御するのに使用される。キャパシタＣ１
を流れる電流を制御することにより、直列抵抗Ｒ１とキ
ャパシタＣ１よりなる可変低域通過フィルタが形成され
る。この可変低域通過フィルタは、入力ＲＦ信号の傾斜
を変更し、そして、ＲＦ出力信号５０の立ち上り及び、
立下りエッジの傾斜をさせることにより実質的な位相シ
フトを形成する。
タが共に接続されそして、抵抗６６を通してポテンシオ
メータのワイパーアーム３２に接続されたＮＰＮトラン
ジスタペア６２と６４を有する差動増幅器６０を有す
る。トランジスタ６２のベースは、グランドとトランジ
スタのコレクタ間に直列に接続された抵抗７０とキャパ
シタＣ１の接合点に接続されている。トランジスタ６４
のベースは、抵抗７６によりグランドに接続され、コレ
クタは電源Ｖ＋に接続されている。トランジスタ６２の
コレクタは、抵抗Ｒ１に接続され、キャパシタ４２によ
り、電力増幅器２０の入力に接続されている。キャパシ
タ４２は、抵抗７４によりグランドへ接続されている。
ポテンシオメータにより得られる制御電圧Ｖｃは、トラ
ンジスタの電流利得を制御するのに、キャパシタＣ１を
流れる電流を制御するのに使用される。キャパシタＣ１
を流れる電流を制御することにより、直列抵抗Ｒ１とキ
ャパシタＣ１よりなる可変低域通過フィルタが形成され
る。この可変低域通過フィルタは、入力ＲＦ信号の傾斜
を変更し、そして、ＲＦ出力信号５０の立ち上り及び、
立下りエッジの傾斜をさせることにより実質的な位相シ
フトを形成する。
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】図１と２の回路の出力
デューティーサイクル（マーク対スペース比）は、入力
信号に直接比例しない。これは、ＲＦ出力信号は、ＡＣ
結合され、且つ、これはもとのＲＦ信号のＤＣ情報を奪
いＲＦ出力信号のレベルシフトを起こすためである。
デューティーサイクル（マーク対スペース比）は、入力
信号に直接比例しない。これは、ＲＦ出力信号は、ＡＣ
結合され、且つ、これはもとのＲＦ信号のＤＣ情報を奪
いＲＦ出力信号のレベルシフトを起こすためである。
【０００８】また、図１と２の回路は、調整のダイナミ
ックレンジが非常に狭い。信号の傾斜は、徐々に変化す
ながら、信号のエンベロープも徐々に変化するためであ
る。位相変調の許容範囲は、ＲＦ波長の１０分の１のオ
ーダーである。
ックレンジが非常に狭い。信号の傾斜は、徐々に変化す
ながら、信号のエンベロープも徐々に変化するためであ
る。位相変調の許容範囲は、ＲＦ波長の１０分の１のオ
ーダーである。
【０００９】
【課題を解決するための手段】本発明は、ＲＦ信号の位
相を変化させる位相変調器を有するＲＦ増幅器システム
であって、各パルスが固定の振幅と継続時間を有し、固
定の周波数と固定のデューティーサイクルを示す第1の
パルスのトレーンよりなるＲＦ信号を供給するＲＦ源を
有し、前記変調器は、前記ＲＦ信号の各パルスサイクル
を、各パルスサイクルに対して振幅が最小レベルから最
大レベルへ変わりそして前記最小レベルへ戻る二重傾斜
対称ランプ信号に変換するための積分手段と、基準レベ
ルから等しく離れた第１のレベル信号と第２のレベル信
号を供給する手段とを有し、前記基準レベルは前記ラン
プ信号の前記最小及び最大レベルの間の中間であり、前
記二重傾斜ランプ信号と前記第１及び第２レベル信号を
比較し、且つ、前記ランプ信号が前記第１レベル信号を
超える継続時間に対応する継続時間と一致する間の第１
のパルス信号と、前記第２のレベル信号が前記第ランプ
信号を超える継続時間と一致する間の継続時間の間の第
２のパルス信号と、を供給する二重スロープ比較手段
と、それぞれが前記第１と第２のパルス信号を受信し且
つ、第１と第２のトリガパルスを供給する前記第１と第
２のパルス発生器と、第１のトリガに応じた第１の状態
と、第２のトリガに応じた第２の状態とのそれぞれの前
記第１と第２のトリガパルスに応答する双安定手段とを
有し、且つ、前記固定周波数と前記第１のパルスのトレ
ーンの前記固定のデューティーサイクルよりなる第２の
パルスのトレーンよりなり且つ、前記第１のレベル信号
又は、前記第２のレベル信号の振幅に関連する量だけ位
相がシフトされた出力ＲＦ信号を供給することを特徴と
するシステムを含む。
相を変化させる位相変調器を有するＲＦ増幅器システム
であって、各パルスが固定の振幅と継続時間を有し、固
定の周波数と固定のデューティーサイクルを示す第1の
パルスのトレーンよりなるＲＦ信号を供給するＲＦ源を
有し、前記変調器は、前記ＲＦ信号の各パルスサイクル
を、各パルスサイクルに対して振幅が最小レベルから最
大レベルへ変わりそして前記最小レベルへ戻る二重傾斜
対称ランプ信号に変換するための積分手段と、基準レベ
ルから等しく離れた第１のレベル信号と第２のレベル信
号を供給する手段とを有し、前記基準レベルは前記ラン
プ信号の前記最小及び最大レベルの間の中間であり、前
記二重傾斜ランプ信号と前記第１及び第２レベル信号を
比較し、且つ、前記ランプ信号が前記第１レベル信号を
超える継続時間に対応する継続時間と一致する間の第１
のパルス信号と、前記第２のレベル信号が前記第ランプ
信号を超える継続時間と一致する間の継続時間の間の第
２のパルス信号と、を供給する二重スロープ比較手段
と、それぞれが前記第１と第２のパルス信号を受信し且
つ、第１と第２のトリガパルスを供給する前記第１と第
２のパルス発生器と、第１のトリガに応じた第１の状態
と、第２のトリガに応じた第２の状態とのそれぞれの前
記第１と第２のトリガパルスに応答する双安定手段とを
有し、且つ、前記固定周波数と前記第１のパルスのトレ
ーンの前記固定のデューティーサイクルよりなる第２の
パルスのトレーンよりなり且つ、前記第１のレベル信号
又は、前記第２のレベル信号の振幅に関連する量だけ位
相がシフトされた出力ＲＦ信号を供給することを特徴と
するシステムを含む。
【００１０】本発明の目的は、ＲＦ入力信号のデューテ
ィーサイクルを維持しながら、位相シフトされた出力信
号を得るために、ＲＦ信号の位相をシフトする手段を提
供することである。
ィーサイクルを維持しながら、位相シフトされた出力信
号を得るために、ＲＦ信号の位相をシフトする手段を提
供することである。
【００１１】従来、ＲＦ源は、各パルスが固定の振幅と
継続時間を有する固定の周波数と固定のデューティーサ
イクルを示す第１のパルストレーンよりなるＲＦ信号を
供給する。変調器は、ＲＦ信号の各パルスサイクルを、
各パルスサイクルに対して振幅が最小レベルから最大レ
ベルへ変わりそして前記最小レベルへ戻る二重傾斜対称
ランプ信号に変換する。第１のレベル信号と第２のレベ
ル信号が供給され、それらは、ランプ信号の最小及び最
大レベルの間の中間にある基準レベルから等しく離れて
いる。二重スロープ比較は、ランプ信号と前記第１及び
第２レベル信号を比較し、且つ、ランプ信号が第１レベ
ル信号を超える継続時間に対応する継続時間の間の第１
のパルス信号と、第２のレベル信号が第ランプ信号を超
える継続時間に対応する継続時間の間の第２のパルス信
号とを供給する。第１と第２のパルス発生器は、それぞ
れが第１と第２のパルス信号を受信し且つ、第１と第２
のトリガパルスを供給する。双安定回路は、第１と第２
の状態応じたそれぞれの前記第１と第２のトリガパルス
に応答し、前記第１のレベル信号又は、前記第２のレベ
ル信号の振幅に関連する量だけ第１のトレーンから位相
がシフトされた第２のトレーンよりなる出力ＲＦ信号を
供給する。
継続時間を有する固定の周波数と固定のデューティーサ
イクルを示す第１のパルストレーンよりなるＲＦ信号を
供給する。変調器は、ＲＦ信号の各パルスサイクルを、
各パルスサイクルに対して振幅が最小レベルから最大レ
ベルへ変わりそして前記最小レベルへ戻る二重傾斜対称
ランプ信号に変換する。第１のレベル信号と第２のレベ
ル信号が供給され、それらは、ランプ信号の最小及び最
大レベルの間の中間にある基準レベルから等しく離れて
いる。二重スロープ比較は、ランプ信号と前記第１及び
第２レベル信号を比較し、且つ、ランプ信号が第１レベ
ル信号を超える継続時間に対応する継続時間の間の第１
のパルス信号と、第２のレベル信号が第ランプ信号を超
える継続時間に対応する継続時間の間の第２のパルス信
号とを供給する。第１と第２のパルス発生器は、それぞ
れが第１と第２のパルス信号を受信し且つ、第１と第２
のトリガパルスを供給する。双安定回路は、第１と第２
の状態応じたそれぞれの前記第１と第２のトリガパルス
に応答し、前記第１のレベル信号又は、前記第２のレベ
ル信号の振幅に関連する量だけ第１のトレーンから位相
がシフトされた第２のトレーンよりなる出力ＲＦ信号を
供給する。
【００１２】本発明は、また、各パルスが固定の振幅と
継続時間を有し、固定の周波数と固定のデューティーサ
イクルを示す第1のパルスのトレーンよりなるＲＦ信号
の位相を変化させる方法であって、前記方法は、前記Ｒ
Ｆ信号の望む位相シフトを表す振幅を有する制御レベル
信号を供給し、前記制御レベル信号から、前記ランプ信
号の前記最小及び最大レベルの間の中間である基準レベ
ルから等しく離れた第１のレベル信号と第２のレベル信
号を発生することを特徴とする、前記ＲＦ信号の各パル
スサイクルを、各パルスサイクルに対して振幅が最小レ
ベルから最大レベルへ変わりそして前記最小レベルへ戻
る二重傾斜対称ランプ信号に変換することによりＲＦ信
号を積分するステップと、第１と第２のレベル信号をラ
ンプ信号と比較し、且つランプ信号が前記第１レベル信
号を超える継続時間に対応する継続時間と一致する間の
第１のパルス信号と、前記第２のレベル信号が前記第ラ
ンプ信号を超える継続時間と一致する間の継続時間の間
の第２のパルス信号供給するステップとそれぞれが前記
第１と第２のパルス信号に応じて第１と第２のトリガパ
ルスを供給し、且つ、前記第１と第２のの状態に応じ
た、第１と第２の状態とのそれぞれであるように前記第
１と第２のトリガパルスに応答して双安定回路を動作さ
せ、且つ、前記固定周波数と前記第１のパルスのトレー
ンの前記固定のデューティーサイクルよりなる第２のパ
ルスのトレーン且つ、前記制御レベル信号の振幅に関連
する量だけ位相がシフトされた出力ＲＦ信号を供給する
ステップを有する方法も有する。
継続時間を有し、固定の周波数と固定のデューティーサ
イクルを示す第1のパルスのトレーンよりなるＲＦ信号
の位相を変化させる方法であって、前記方法は、前記Ｒ
Ｆ信号の望む位相シフトを表す振幅を有する制御レベル
信号を供給し、前記制御レベル信号から、前記ランプ信
号の前記最小及び最大レベルの間の中間である基準レベ
ルから等しく離れた第１のレベル信号と第２のレベル信
号を発生することを特徴とする、前記ＲＦ信号の各パル
スサイクルを、各パルスサイクルに対して振幅が最小レ
ベルから最大レベルへ変わりそして前記最小レベルへ戻
る二重傾斜対称ランプ信号に変換することによりＲＦ信
号を積分するステップと、第１と第２のレベル信号をラ
ンプ信号と比較し、且つランプ信号が前記第１レベル信
号を超える継続時間に対応する継続時間と一致する間の
第１のパルス信号と、前記第２のレベル信号が前記第ラ
ンプ信号を超える継続時間と一致する間の継続時間の間
の第２のパルス信号供給するステップとそれぞれが前記
第１と第２のパルス信号に応じて第１と第２のトリガパ
ルスを供給し、且つ、前記第１と第２のの状態に応じ
た、第１と第２の状態とのそれぞれであるように前記第
１と第２のトリガパルスに応答して双安定回路を動作さ
せ、且つ、前記固定周波数と前記第１のパルスのトレー
ンの前記固定のデューティーサイクルよりなる第２のパ
ルスのトレーン且つ、前記制御レベル信号の振幅に関連
する量だけ位相がシフトされた出力ＲＦ信号を供給する
ステップを有する方法も有する。
【００１３】
【発明の実施の形態】本発明を、図を参照して説明す
る。
る。
【００１４】本発明の第１の実施例を示す図３を参照す
る。この実施例では、種々の構成要素は図１と２に示す
構成要素と同様であり、異なる部分は詳細に説明され
る。ＲＦ入力信号は、ＲＦ源から得られ、この信号は、
固定の周波数と固定のデューティーサイクルを示す第１
のパルストレーンよりなり、各パルスが固定の振幅と継
続時間を有する。このＲＦ信号は、本発明に従って、構
成された、二重傾斜変調器１００により供給される。こ
の変調器は、線形積分器１０２、二重傾斜比較器１０
４、パルス発生器の組１０６と１０８及び、適した電力
増幅器２０により増幅されそしてアンテナ２２により送
信される出力ＲＦ信号を供給する、Ｓ−Ｒフリップフロ
ップ１１０を有する。
る。この実施例では、種々の構成要素は図１と２に示す
構成要素と同様であり、異なる部分は詳細に説明され
る。ＲＦ入力信号は、ＲＦ源から得られ、この信号は、
固定の周波数と固定のデューティーサイクルを示す第１
のパルストレーンよりなり、各パルスが固定の振幅と継
続時間を有する。このＲＦ信号は、本発明に従って、構
成された、二重傾斜変調器１００により供給される。こ
の変調器は、線形積分器１０２、二重傾斜比較器１０
４、パルス発生器の組１０６と１０８及び、適した電力
増幅器２０により増幅されそしてアンテナ２２により送
信される出力ＲＦ信号を供給する、Ｓ−Ｒフリップフロ
ップ１１０を有する。
【００１５】図示の実施例では、回路は固定及び、ＲＦ
波長の半分までの（λ／２）動的位相シフトを提供でき
る。出力位相シフトＴｄ（図５及び６参照）は、直接的
に入力位相シフト制御信号Ｖｃに比例する。入力位相制
御は、図１と２を参照して説明した従来技術のような、
位相変調要求の周波数応答を制限するであろう低域通過
フィルタ無しに動作する広帯域である。
波長の半分までの（λ／２）動的位相シフトを提供でき
る。出力位相シフトＴｄ（図５及び６参照）は、直接的
に入力位相シフト制御信号Ｖｃに比例する。入力位相制
御は、図１と２を参照して説明した従来技術のような、
位相変調要求の周波数応答を制限するであろう低域通過
フィルタ無しに動作する広帯域である。
【００１６】図３に示すように、図５の波形を有する入
力ＲＦ信号は、積分器１０２に供給される。これは線形
積分器であり、ＲＦ信号の各パルスサイクルを図５に示
す波形２０２を有する二重傾斜対象ランプ信号に変換す
る。このランプ信号は、振幅が各パルスサイクルに対し
て振幅が最小レベルから最大レベルへ変わりそして前記
最小レベルへ戻る（図５参照）。
力ＲＦ信号は、積分器１０２に供給される。これは線形
積分器であり、ＲＦ信号の各パルスサイクルを図５に示
す波形２０２を有する二重傾斜対象ランプ信号に変換す
る。このランプ信号は、振幅が各パルスサイクルに対し
て振幅が最小レベルから最大レベルへ変わりそして前記
最小レベルへ戻る（図５参照）。
【００１７】制御信号Ｖｃは、増幅器１１２を介して演
算増幅器１１４の負又は反転入力へ与えられる。線形積
分器１０２からの出力は、グランド間に抵抗１１６とキ
ャパシタ１１８を有する分割回路を介して与えられる。
基準電圧レベルＶ０は抵抗１１６とキャパシタ１１８の
接合点から取られ、この電圧は演算増幅器１１４の正又
は非反転入力へ与えられる。増幅器１１２からの出力
は、即ち電圧Ｖａは、二重傾斜比較器１０４の電圧比較
器１２０として働く、演算増幅器の負又は反転入力へ供
給される。演算増幅器１１４の出力電圧Ｖｂは、二重傾
斜比較器１０４内の電圧比較器１２２を構成する演算増
幅器の正又は非反転入力へ供給される。増幅器１１２か
ら得られる電圧Ｖａと、増幅器１１４から得られる電圧
Ｖｂは、基準電圧Ｖ０から等しく反対方向に離れている
ことに注意する。まら、基準電圧Ｖ ０は、ランプ信号２
０２の最小と最大レベルの中間である（図５の波形参
照）。
算増幅器１１４の負又は反転入力へ与えられる。線形積
分器１０２からの出力は、グランド間に抵抗１１６とキ
ャパシタ１１８を有する分割回路を介して与えられる。
基準電圧レベルＶ０は抵抗１１６とキャパシタ１１８の
接合点から取られ、この電圧は演算増幅器１１４の正又
は非反転入力へ与えられる。増幅器１１２からの出力
は、即ち電圧Ｖａは、二重傾斜比較器１０４の電圧比較
器１２０として働く、演算増幅器の負又は反転入力へ供
給される。演算増幅器１１４の出力電圧Ｖｂは、二重傾
斜比較器１０４内の電圧比較器１２２を構成する演算増
幅器の正又は非反転入力へ供給される。増幅器１１２か
ら得られる電圧Ｖａと、増幅器１１４から得られる電圧
Ｖｂは、基準電圧Ｖ０から等しく反対方向に離れている
ことに注意する。まら、基準電圧Ｖ ０は、ランプ信号２
０２の最小と最大レベルの中間である（図５の波形参
照）。
【００１８】二重傾斜比較器１０４は、積分器１０２か
ら得られたランプ信号と、第１及び第２のレベル信号Ｖ
ａとＶｂを比較し、第１のパルス信号Ａと第２のパルス
信号Ｂを供給する。パルス信号Ａは、ランプ信号が第１
の信号レベルＶａを超える時間期間に対応する継続時間
を有する。第２のパルス信号Ｂは、第２のレベル信号が
ランプ信号を超える時間期間に対応する時間期間に供給
される。
ら得られたランプ信号と、第１及び第２のレベル信号Ｖ
ａとＶｂを比較し、第１のパルス信号Ａと第２のパルス
信号Ｂを供給する。パルス信号Ａは、ランプ信号が第１
の信号レベルＶａを超える時間期間に対応する継続時間
を有する。第２のパルス信号Ｂは、第２のレベル信号が
ランプ信号を超える時間期間に対応する時間期間に供給
される。
【００１９】特に、図３と５より、二重傾斜比較器１０
４は、積分器１０２、位相シフト制御及び出力パルス発
生器１０６と１０８との間でインターフェースする、３
つの入力ポート及び、２つの出力ポートを有することに
注意する。図５に示されているように、波形２０４で、
比較器１２０の出力は、ランプ信号が第１のレベル信号
Ｖａよりも大きい限り、論理ハイ信号Ａである。同様
に、図５の波形２０６に示すように、比較器１２２の出
力は、第２のレベル信号Ｖｂがランプ信号よりも大きい
限り、論理ハイ信号Ｂである。信号ＶａとＶｂは互いに
追跡し、そして、電圧基準Ｖａ（図５参照）に関して反
対方向である二重レベルサンプリングは、原信号のデュ
ーティーサイクルの再形成を保証する。ＲＦ入力のデュ
ーティーサイクルが５０％の時には、基準レベルＶ
０は、ゼロである。第１のレベル信号Ｖａは、ランプ電
圧のピーク対ピーク値間で調整可能である（図５参
照）。そして、 Ｖｂ＝２Ｖ０−Ｖａ （式１） であることに注意する。
４は、積分器１０２、位相シフト制御及び出力パルス発
生器１０６と１０８との間でインターフェースする、３
つの入力ポート及び、２つの出力ポートを有することに
注意する。図５に示されているように、波形２０４で、
比較器１２０の出力は、ランプ信号が第１のレベル信号
Ｖａよりも大きい限り、論理ハイ信号Ａである。同様
に、図５の波形２０６に示すように、比較器１２２の出
力は、第２のレベル信号Ｖｂがランプ信号よりも大きい
限り、論理ハイ信号Ｂである。信号ＶａとＶｂは互いに
追跡し、そして、電圧基準Ｖａ（図５参照）に関して反
対方向である二重レベルサンプリングは、原信号のデュ
ーティーサイクルの再形成を保証する。ＲＦ入力のデュ
ーティーサイクルが５０％の時には、基準レベルＶ
０は、ゼロである。第１のレベル信号Ｖａは、ランプ電
圧のピーク対ピーク値間で調整可能である（図５参
照）。そして、 Ｖｂ＝２Ｖ０−Ｖａ （式１） であることに注意する。
【００２０】パルス発生器１０６と１０８は、それぞれ
が比較器１２０と１２２から得られる正の出力パルスＡ
とＢの立ち上りエッジによりそれぞれトリガされる。こ
のように、図５の波形２０８のような各ＳＥＴパルス
は、信号Ａの立ち上りエッジによりトリガされる。ＳＥ
Ｔパルスは、短いがしかし以下に説明するＳ−Ｒフリッ
プフロップ１１０をトリガするには十分である。同様
に、パルス発生器１０８から得られるＲＥＳＥＴパルス
Ｒは、図５の波形２１０に示される。
が比較器１２０と１２２から得られる正の出力パルスＡ
とＢの立ち上りエッジによりそれぞれトリガされる。こ
のように、図５の波形２０８のような各ＳＥＴパルス
は、信号Ａの立ち上りエッジによりトリガされる。ＳＥ
Ｔパルスは、短いがしかし以下に説明するＳ−Ｒフリッ
プフロップ１１０をトリガするには十分である。同様
に、パルス発生器１０８から得られるＲＥＳＥＴパルス
Ｒは、図５の波形２１０に示される。
【００２１】Ｓ−Ｒフリップフロップ１１０の形式で示
される双安定回路は、図示のように接続された論理ゲー
ト１３０と１３２を有し、アンテナ２２によりＲＦ信号
を送信するための電力増幅器２０へ、図５の波形２１４
に示すような出力信号Ｘを供給する。Ｓ−Ｒフリップフ
ロップ１１０のＳＥＴ及びＲＥＳＥＴポートはそれぞれ
が、パルス発生器１０６と１０８からのトリガパルスを
受信し、１つの状態から他の状態へ変化する。出力信号
Ｘの波形２１４とＲＦ入力信号の波形２００を比較する
ことにより示されるように、出力信号Ｘは、原ＲＦ入力
信号のデューティーサイクルに一致する（図５参照）。
出力Ｘは位相遅延Ｔｄだけシフトされていることに注意
する。この時間又は、位相遅延は、ポテンシオメータ３
０から得られた位相シフト制御信号Ｖｃに線形に比例す
る（図３）。回路は２分の１波長の調整が可能な最大遅
延の遅延線としても使用できることに注意する。出力デ
ューティーサイクルは、図３の二重傾斜変調器を使用す
ることにより影響されない。
される双安定回路は、図示のように接続された論理ゲー
ト１３０と１３２を有し、アンテナ２２によりＲＦ信号
を送信するための電力増幅器２０へ、図５の波形２１４
に示すような出力信号Ｘを供給する。Ｓ−Ｒフリップフ
ロップ１１０のＳＥＴ及びＲＥＳＥＴポートはそれぞれ
が、パルス発生器１０６と１０８からのトリガパルスを
受信し、１つの状態から他の状態へ変化する。出力信号
Ｘの波形２１４とＲＦ入力信号の波形２００を比較する
ことにより示されるように、出力信号Ｘは、原ＲＦ入力
信号のデューティーサイクルに一致する（図５参照）。
出力Ｘは位相遅延Ｔｄだけシフトされていることに注意
する。この時間又は、位相遅延は、ポテンシオメータ３
０から得られた位相シフト制御信号Ｖｃに線形に比例す
る（図３）。回路は２分の１波長の調整が可能な最大遅
延の遅延線としても使用できることに注意する。出力デ
ューティーサイクルは、図３の二重傾斜変調器を使用す
ることにより影響されない。
【００２２】図４の波形は、４分の１波長（λ／４）ま
での遅延時間（Ｔｄ）での動作を示す。サンプル点ｘ１
とｘ２は、波形２０２の反対の傾斜に移動する。図４の
波形と同様な図５の波形を参照すると、同様な波形は同
じ参照記号で示す。図５では、遅延時間（Ｔｄ）がλ／
４より大きい、大きな位相遅延が生成される。
での遅延時間（Ｔｄ）での動作を示す。サンプル点ｘ１
とｘ２は、波形２０２の反対の傾斜に移動する。図４の
波形と同様な図５の波形を参照すると、同様な波形は同
じ参照記号で示す。図５では、遅延時間（Ｔｄ）がλ／
４より大きい、大きな位相遅延が生成される。
【００２３】図６に示す実施例を参照する。この実施例
は、図３に示す実施例と似ており、ここで、説明を簡単
にするために、同じ構成要素は同じ参照記号で示い、以
下に相違点を説明する。この実施例は、入力オーディオ
バッファ３００へ供給されたオーディオ入力を示し、そ
して、レベル変換器３０４へと同様に、ＲＦ電力増幅器
２０へオーディオレベルを供給するオーディオ変調回路
３０２へ供給される。これは、制御信号Ｖｃを二重傾斜
変調器１００内の増幅器１１２へ供給する。変調器１０
０からの出力は、増幅器３０６を介して、ＲＦ電力増幅
器２０へ与えられる。図６の動作は、図３の実施例と図
４及び５の波形に関して説明したのと同様である。
は、図３に示す実施例と似ており、ここで、説明を簡単
にするために、同じ構成要素は同じ参照記号で示い、以
下に相違点を説明する。この実施例は、入力オーディオ
バッファ３００へ供給されたオーディオ入力を示し、そ
して、レベル変換器３０４へと同様に、ＲＦ電力増幅器
２０へオーディオレベルを供給するオーディオ変調回路
３０２へ供給される。これは、制御信号Ｖｃを二重傾斜
変調器１００内の増幅器１１２へ供給する。変調器１０
０からの出力は、増幅器３０６を介して、ＲＦ電力増幅
器２０へ与えられる。図６の動作は、図３の実施例と図
４及び５の波形に関して説明したのと同様である。
【００２４】各パルスが固定の振幅と継続時間を有し、
固定の周波数と固定のデューティーサイクルを示す第１
のパルスのトレーンよりなるＲＦ信号の位相を変化させ
るＲＦ増幅器システム及び方法である。積分器は、ＲＦ
信号の各パルスサイクルを、二重傾斜対称ランプ信号に
変換する。第１のレベル信号と第２のレベル信号が供給
され、それらは、ランプ信号の最小及び最大レベルの間
の中間にある基準レベルから等しく離れている。二重傾
斜プランプ信号は、第１及び第２レベル信号と比較され
る。第１のパルス信号は、ランプ信号が第１レベル信号
を超える継続時間に対応する継続時間の間に供給され、
第２のパルス信号は、第２のレベル信号が第ランプ信号
を超える継続時間に対応する継続時間の間に供給され
る。第１と第２のパルス発生器は、それぞれが第１と第
２のパルス信号を受信し且つ、第１と第２のトリガパル
スを供給する。双安定回路は、第１と第２の状態応じた
それぞれの前記第１と第２のトリガパルスに対応し、前
記第１のレベル信号又は、前記第２のレベル信号の振幅
に関連する量だけ第１のトレーンから位相がシフトされ
た第２のトレーンよりなる出力ＲＦ信号を供給する。
固定の周波数と固定のデューティーサイクルを示す第１
のパルスのトレーンよりなるＲＦ信号の位相を変化させ
るＲＦ増幅器システム及び方法である。積分器は、ＲＦ
信号の各パルスサイクルを、二重傾斜対称ランプ信号に
変換する。第１のレベル信号と第２のレベル信号が供給
され、それらは、ランプ信号の最小及び最大レベルの間
の中間にある基準レベルから等しく離れている。二重傾
斜プランプ信号は、第１及び第２レベル信号と比較され
る。第１のパルス信号は、ランプ信号が第１レベル信号
を超える継続時間に対応する継続時間の間に供給され、
第２のパルス信号は、第２のレベル信号が第ランプ信号
を超える継続時間に対応する継続時間の間に供給され
る。第１と第２のパルス発生器は、それぞれが第１と第
２のパルス信号を受信し且つ、第１と第２のトリガパル
スを供給する。双安定回路は、第１と第２の状態応じた
それぞれの前記第１と第２のトリガパルスに対応し、前
記第１のレベル信号又は、前記第２のレベル信号の振幅
に関連する量だけ第１のトレーンから位相がシフトされ
た第２のトレーンよりなる出力ＲＦ信号を供給する。
【００２５】
【発明の効果】本発明により、ＲＦ入力信号のデューテ
ィーサイクルを維持しながら、位相シフトされた出力信
号を得るために、ＲＦ信号の位相をシフトする手段を提
供することができる。
ィーサイクルを維持しながら、位相シフトされた出力信
号を得るために、ＲＦ信号の位相をシフトする手段を提
供することができる。
【図１】位相シフト回路を採用する従来のＲＦ増幅器の
概略のブロックを示す図である。
概略のブロックを示す図である。
【図２】位相シフト回路を採用する従来の他のＲＦ増幅
器の概略のブロックを示す図である。
器の概略のブロックを示す図である。
【図３】本発明の一実施例の概略のブロックを示す図で
ある。
ある。
【図４】本発明の動作を示す複数の波形を示す図であ
る。
る。
【図５】図４と同様な他の動作の特徴を示す図である。
【図６】本発明の他の実施例の概略のブロックを示す図
である。
である。
１０ パルスのトレーン １２ ＲＦ源 ２０ 電力増幅器 ２２ アンテナ ３６ 接合点 ４０ キャパシタ ６０ 差動増幅器 １００ 二重傾斜変調器 １０２ 線形積分器 １０４ 二重傾斜比較器 １０６，１０８ パルス発生器 １１０ Ｓ−Ｒフリップフロップ １１２ 増幅器 １１４ 演算増幅器 １１６ 抵抗 １１８ キャパシタ １２０ 電圧比較器 １２２ 電圧比較器 ２０２ ランプ信号 ３００ 入力オーディオバッファ ３０６ 変増幅器
─────────────────────────────────────────────────────
【手続補正書】
【提出日】平成１２年１１月２０日（２０００．１１．
２０）
２０）
【手続補正１】
【補正対象書類名】図面
【補正対象項目名】全図
【補正方法】変更
【補正内容】
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
Claims (12)
- 【請求項１】 ＲＦ信号の位相を変化させる位相変調器
を有するＲＦ増幅器システムであって、各パルスが固定
の振幅と継続時間を有し、固定の周波数と固定のデュー
ティーサイクルを示す第1のパルスのトレーンよりなる
ＲＦ信号を供給するＲＦ源を有し、 前記変調器は、前記ＲＦ信号の各パルスサイクルを、各
パルスサイクルに対して振幅が最小レベルから最大レベ
ルへ変わりそして前記最小レベルへ戻る二重傾斜対称ラ
ンプ信号に変換するための積分手段と、基準レベルから
等しく離れた第１のレベル信号と第２のレベル信号を供
給する手段とを有し、 前記基準レベルは前記ランプ信号の前記最小及び最大レ
ベルの間の中間であり、 前記二重傾斜ランプ信号と前記第１及び第２レベル信号
を比較し、且つ、前記ランプ信号が前記第１レベル信号
を超える継続時間に対応する継続時間と一致する間の第
１のパルス信号と、前記第２のレベル信号が前記第ラン
プ信号を超える継続時間と一致する間の継続時間の間の
第２のパルス信号と、を供給する二重スロープ比較手段
と、 それぞれが前記第１と第２のパルス信号を受信し且つ、
第１と第２のトリガパルスを供給する前記第１と第２の
パルス発生器と、 第１のトリガに応じた第１の状態と、第２のトリガに応
じた第２の状態とのそれぞれの前記第１と第２のトリガ
パルスに応答する双安定手段とを有し、且つ、 前記固定周波数と前記第１のパルスのトレーンの前記固
定のデューティーサイクルよりなる第２のパルスのトレ
ーンよりなり且つ、前記第１のレベル信号又は、前記第
２のレベル信号の振幅に関連する量だけ位相がシフトさ
れた出力ＲＦ信号を供給することを特徴とするシステ
ム。 - 【請求項２】 前記積分手段は前記ランプ信号の振幅が
線形に変化する線形積分器であり、前記第１及び第２の
レベル信号を供給する前記手段は、制御レベル信号を供
給する手段とＲＦ信号の位相の望ましい変化に従って前
記制御レベル信号の振幅を変える手段を含み、前記制御
レベル信号から前記第１及び第２のレベル信号を供給す
る回路を有することを特徴とする請求項１記載のシステ
ム。 - 【請求項３】 前記回路は、前記制御レベル信号を受信
し且つそこから前記第１レベル信号を供給する第１の増
幅器を有し、前記積分手段と前記第２のレベル信号を供
給するための前記第１の増幅器に結合する第２の増幅器
を有し、前記積分手段は前記ランプ信号の振幅が線形に
変わる線形積分器であることを特徴とする請求項２記載
のシステム。 - 【請求項４】 前記二重傾斜比較手段は、前記ランプ信
号と前記第１のレベル信号を比較しかつ、前記第の１パ
ルス信号を供給する第１の比較器を有し、前記二重傾斜
比較手段は、前記第２のレベル信号と前記ランプ信号を
比較しかつ、前記第２のパルス信号を供給する第２の比
較器を有し、且つ、前記積分手段は前記ランプ信号の振
幅が線形に変わる線形増幅器であることを特徴とする請
求項１記載のシステム。 - 【請求項５】 前記第１及び第２のレベル信号を供給す
る前記手段は、制御レベル信号を供給する手段と、ＲＦ
信号の位相の望まれる変化に従って前記制御レベル信号
の振幅を変える手段とを有することを特徴とする請求項
４記載のシステム。 - 【請求項６】 前記双安定手段は、前記第１と第２のト
リガパルスに応じてそれぞれセット状態とリセット状態
を有するＳ−Ｒフリップフロップであり、且つ、好まし
くは前記第１と第２のトリガパルスはセット及びリセッ
トパルスであり、且つ、前記積分手段は前記ランプ信号
の振幅が線形に変化する線形積分器であることを特徴と
する請求項１記載のシステム。 - 【請求項７】 ＲＦ信号の位相を変化させる位相変調器
を有するＲＦ増幅器システムであって、各パルスが固定
の振幅と継続時間を有し、固定の周波数と固定のデュー
ティーサイクルを示す第1のパルスのトレーンよりなる
ＲＦ信号を供給するＲＦ源を有し、 前記変調器は、前記ＲＦ信号の各パルスサイクルを、各
パルスサイクルに対して振幅が最小レベルから最大レベ
ルへ変わりそして前記最小レベルへ戻る二重傾斜対称ラ
ンプ信号に変換するための、前記ＲＦ源へ接続された積
分手段を有しと、第１のレベル信号と第２のレベル信号
は基準レベルから等しく離ており、 前記基準レベルは前記ランプ信号の前記最小及び最大レ
ベルの間の中間であり、 前記第１及び第２レベル信号と前記ランプ信号とを受信
し、且つ、前記ランプ信号が前記第１レベル信号を超え
る継続時間に対応する継続時間と一致する間の第１のパ
ルス信号と、前記第２のレベル信号が前記第ランプ信号
を超える継続時間と一致する間の継続時間の間の第２の
パルス信号と、を供給する二重スロープ比較器と、 前記二重スロープ比較器に結合し且つ、それぞれが前記
第１と第２のパルス信号を受信し且つ、第１と第２のト
リガパルスを供給する前記第１と第２のパルス発生器
と、 前記第１と第２のパルス発生器に接続され且つ第１のト
リガに応じた第１の状態と、第２のトリガに応じた第２
の状態とのそれぞれの前記第１と第２のトリガパルスに
応答する双安定回路とを有し、且つ、 前記固定周波数と前記第１のパルスのトレーンの前記固
定のデューティーサイクルよりなる第２のパルスのトレ
ーンよりなり且つ、前記第１のレベル信号又は、前記第
２のレベル信号の振幅に関連する量だけ位相がシフトさ
れた出力ＲＦ信号を供給することを特徴とするシステ
ム。 - 【請求項８】 前記積分手段は前記ランプ信号の振幅が
線形に変化する線形積分器であり、制御レベル信号を供
給する制御レベル信号回路と、ＲＦ信号の位相の望む変
化に従って前記制御レベル信号の振幅を変える手段と、
前記制御レベル信号から前記第１と第２のレベル信号を
供給する回路を有することを特徴とする請求項７記載の
システム。 - 【請求項９】 前記回路は、前記制御レベル信号を受信
し且つそこから前記第１レベル信号を供給する第１の増
幅器と、前記積分手段と前記第２のレベル信号を供給す
るための前記第１の増幅器に結合する第２の増幅器とを
有し、前記２重傾斜比較器は、前記ランプ信号と前記第
１レベル信号を比較しかつ前記第１のパルスを供給する
第１の比較器と、前記第２レベル信号と前記ランプ信号
を比較しかつ前記第２のパルスを供給する第２の比較器
とをを有することを特徴とする請求項８記載のシステ
ム。 - 【請求項１０】 前記双安定回路は、前記第１と第２の
トリガパルスに応じてそれぞれセット状態とリセット状
態を有するＳ−Ｒフリップフロップであり、前記第１と
第２のトリガパルスはセット及びリセットパルスであ
り、且つ、前記積分器は前記ランプ信号の振幅が線形に
変化する線形積分器であることを特徴とする請求項１記
載のシステム。 - 【請求項１１】 各パルスが固定の振幅と継続時間を有
し、固定の周波数と固定のデューティーサイクルを示す
第1のパルスのトレーンよりなるＲＦ信号の位相を変化
させる方法であって、前記方法は、 前記ＲＦ信号の望む位相シフトを表す振幅を有する制御
レベル信号を供給し、前記制御レベル信号から、ランプ
信号の前記最小及び最大レベルの間の中間である基準レ
ベルから等しく離れた第１のレベル信号と第２のレベル
信号を発生することを特徴とする、前記ＲＦ信号の各パ
ルスサイクルを、各パルスサイクルに対して振幅が最小
レベルから最大レベルへ変わりそして前記最小レベルへ
戻る二重傾斜対称ランプ信号に変換することによりＲＦ
信号を積分するステップと、 第１と第２のレベル信号をランプ信号と比較し、且つラ
ンプ信号が第１レベル信号を超える継続時間に対応する
継続時間と一致する間の第１のパルス信号と、第２のレ
ベル信号が第ランプ信号を超える継続時間と一致する間
の継続時間の間の第２のパルス信号供給するステップと それぞれが前記第１と第２のパルス信号に応じて第１と
第２のトリガパルスを供給し、且つ、前記第１と第２の
トリガパルスに応じた、第１と第２の状態とのそれぞれ
であるように第１と第２のトリガパルスに応答して双安
定回路を動作させ、且つ、前記固定周波数と前記第１の
パルスのトレーンの前記固定のデューティーサイクルよ
りなる第２のパルスのトレーンよりなり且つ、前記制御
レベル信号の振幅に関連する量だけ位相がシフトされ
た、前記双安定回路の動作に依存する出力ＲＦ信号を供
給するステップを有する方法。 - 【請求項１２】 前記積分するステップは、前記ランプ
信号の振幅が線形に変化するように前記ＲＦ信号を線形
に積分することを含むことを特徴とする請求項１１記載
の方法。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| US431811 | 1989-11-06 | ||
| US09/431,811 US6225864B1 (en) | 1999-11-02 | 1999-11-02 | RF amplifier having a dual slope phase modulator |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2001177354A true JP2001177354A (ja) | 2001-06-29 |
| JP4623816B2 JP4623816B2 (ja) | 2011-02-02 |
Family
ID=23713525
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2000332765A Expired - Fee Related JP4623816B2 (ja) | 1999-11-02 | 2000-10-31 | 二重傾斜位相変調器を有するｒｆ増幅器 |
Country Status (4)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US6225864B1 (ja) |
| JP (1) | JP4623816B2 (ja) |
| CA (1) | CA2323982A1 (ja) |
| FR (1) | FR2800531B1 (ja) |
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-
1999
- 1999-11-02 US US09/431,811 patent/US6225864B1/en not_active Expired - Lifetime
-
2000
- 2000-10-19 CA CA002323982A patent/CA2323982A1/en not_active Abandoned
- 2000-10-26 FR FR0013749A patent/FR2800531B1/fr not_active Expired - Fee Related
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