JPS62204616A - 並列比較形a―d変換器のリファレンス調整方法 - Google Patents
並列比較形a―d変換器のリファレンス調整方法Info
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- JPS62204616A JPS62204616A JP4884686A JP4884686A JPS62204616A JP S62204616 A JPS62204616 A JP S62204616A JP 4884686 A JP4884686 A JP 4884686A JP 4884686 A JP4884686 A JP 4884686A JP S62204616 A JPS62204616 A JP S62204616A
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- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 abstract description 13
- 238000000034 method Methods 0.000 abstract description 5
- 230000004069 differentiation Effects 0.000 abstract 2
- 230000007704 transition Effects 0.000 description 8
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 5
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 2
- 229910052594 sapphire Inorganic materials 0.000 description 2
- 239000010980 sapphire Substances 0.000 description 2
- 239000000758 substrate Substances 0.000 description 2
- 238000013139 quantization Methods 0.000 description 1
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔概要〕
並列比較形A−D変換器のリファレンス調整回路であっ
て、高周波帯域のアナログ信号をディジタル信号に変換
する場合に問題となるコード遷移不確実性による変換デ
ータの歪を、低周波の微分直線性調整と近似的になるよ
うな調整が可能となる調整回路について開示されている
。
て、高周波帯域のアナログ信号をディジタル信号に変換
する場合に問題となるコード遷移不確実性による変換デ
ータの歪を、低周波の微分直線性調整と近似的になるよ
うな調整が可能となる調整回路について開示されている
。
本発明はA−D変換器の微分直線性の調整に際し、コー
ド遷移不確実性の影響を考慮した調整が可能な回路に関
するもので、さらに詳しく言えば高周波のA−D変換に
際して問題となるコード遷移不確実性を、予め微小振幅
の高周波信号の重畳した信号を使用し比較器出力がデユ
ティ比50%になるように基準電圧を設定することによ
り高周波領域の微分直線性が良い調整を可能とした回路
に関するものである。
ド遷移不確実性の影響を考慮した調整が可能な回路に関
するもので、さらに詳しく言えば高周波のA−D変換に
際して問題となるコード遷移不確実性を、予め微小振幅
の高周波信号の重畳した信号を使用し比較器出力がデユ
ティ比50%になるように基準電圧を設定することによ
り高周波領域の微分直線性が良い調整を可能とした回路
に関するものである。
A−D変換器の鍵となる回路は、比較回路でありMOS
技術を使った比較回路では8ピッ1−A−D変換器で、
約35Mサンプル/秒の変換速度を持つ物が一般化され
ており、サファイア絶縁基板を使用した6ビツト並列比
較A−D変換器では40Mサンプル/秒まで動作するも
のも実用化に達してしる。
技術を使った比較回路では8ピッ1−A−D変換器で、
約35Mサンプル/秒の変換速度を持つ物が一般化され
ており、サファイア絶縁基板を使用した6ビツト並列比
較A−D変換器では40Mサンプル/秒まで動作するも
のも実用化に達してしる。
しかし、さらに高周波領域のA−D変換器を実現するに
あたり、比較回路の特性による変換データの歪を補正す
る回路が要望されている。
あたり、比較回路の特性による変換データの歪を補正す
る回路が要望されている。
並列比較形A−D変換回路は、量子レベルに対応した数
だけ比較器を設置し、アナログ入力電圧とこれら各量子
化レベルを並列比較し、どのレベルの比較器が動作した
かによってディジタル出力を得る方式であり、極めて高
速変換動作が可能なA−D変換回路である。
だけ比較器を設置し、アナログ入力電圧とこれら各量子
化レベルを並列比較し、どのレベルの比較器が動作した
かによってディジタル出力を得る方式であり、極めて高
速変換動作が可能なA−D変換回路である。
しかし比較器の出力が1−0またはO−1に変化する変
換速度等の特性の違いにより高周波になるほどコード遷
移不確実性の領域が広くなり、アナログ入力に対して正
確に対応したディジタル変換ができなくなるといった問
題点がある。
換速度等の特性の違いにより高周波になるほどコード遷
移不確実性の領域が広くなり、アナログ入力に対して正
確に対応したディジタル変換ができなくなるといった問
題点がある。
上記の問題点に関してはMO3技術の発展と絶縁基板に
サファイアを使用するといった方法で回路の高速化を計
り、コード遷移不確実性を小さくし順次に高周波領域に
対するA−D変換器も実用化されつつあるが、これとて
も使用可能な高周波には限界がある。
サファイアを使用するといった方法で回路の高速化を計
り、コード遷移不確実性を小さくし順次に高周波領域に
対するA−D変換器も実用化されつつあるが、これとて
も使用可能な高周波には限界がある。
本発明はこのような点にかんがみて創作されたもので、
従来の比較器を使用したA−D変換回路に節易な回路を
付加することにより、微分直線性の良い高周波領域の変
換を可能とするリファレンス調整回路を提供することを
目的としている。
従来の比較器を使用したA−D変換回路に節易な回路を
付加することにより、微分直線性の良い高周波領域の変
換を可能とするリファレンス調整回路を提供することを
目的としている。
第1図は本発明のリファレンス調整回路の原理ブロック
図を示す。
図を示す。
第1図において1は電圧安定精度の高い基準電圧発生回
路、2は可変抵抗器を直列に接続した基準電圧調整器群
である。
路、2は可変抵抗器を直列に接続した基準電圧調整器群
である。
3は基準電圧調整器群2で設定された比較基準電圧とア
ナログ入力電圧と比較する比較器群である。
ナログ入力電圧と比較する比較器群である。
5は実使用時のバイアス電圧であり、6は微分直線性を
調整する調整時のバイアス電圧である。
調整する調整時のバイアス電圧である。
4は実使用時のバイアス電圧5と調整時のバイアス電圧
6を切り替えるバイアス切り替え器である。
6を切り替えるバイアス切り替え器である。
基準電圧発生回路1の出力電圧を比較器群3の比較基準
電圧の最大V I+と最低■1の差電圧をフルスケール
電圧VFSとし、Xピッ)A−D変換器の場合にはフル
スケール電圧vrsをVFS/2Xの刻みで分圧し、各
分圧電圧を2に一1個の比較器の比較基準電圧となるよ
うに基準電圧調整器群2の抵抗器が付設されている。
電圧の最大V I+と最低■1の差電圧をフルスケール
電圧VFSとし、Xピッ)A−D変換器の場合にはフル
スケール電圧vrsをVFS/2Xの刻みで分圧し、各
分圧電圧を2に一1個の比較器の比較基準電圧となるよ
うに基準電圧調整器群2の抵抗器が付設されている。
基準電圧調整器群2の個々の抵抗器はそれぞれ同一の抵
抗値を有するものであるが、これらの抵抗器はそれぞれ
が可変抵抗器であって、個々の比較器に印加する比較基
準電圧を微細に調整ができるようになっている。
抗値を有するものであるが、これらの抵抗器はそれぞれ
が可変抵抗器であって、個々の比較器に印加する比較基
準電圧を微細に調整ができるようになっている。
調整方法は、入力信号として1つの比較器が感動するの
に必要な微小信号を印加し、バイアス切り替え器4によ
りアナログ入力回路に調整時のバイアス電圧6を重畳し
たのち、比較器群3のピント出力のデユティ比を50%
になるように、基準電圧調整器群2を構成する可変抵抗
器を微細に調整して比較基準電圧を設定する方式で行わ
れる。
に必要な微小信号を印加し、バイアス切り替え器4によ
りアナログ入力回路に調整時のバイアス電圧6を重畳し
たのち、比較器群3のピント出力のデユティ比を50%
になるように、基準電圧調整器群2を構成する可変抵抗
器を微細に調整して比較基準電圧を設定する方式で行わ
れる。
第2図は本発明の一実施例であって、比較器として高速
コンパレータC5〜C7を用い、基準電圧調整器として
は100Ωの可変抵抗器RV、−RV、を直列に接続し
た回路で構成された3ビツトのA−り変換器である。
コンパレータC5〜C7を用い、基準電圧調整器として
は100Ωの可変抵抗器RV、−RV、を直列に接続し
た回路で構成された3ビツトのA−り変換器である。
また零回路において抵抗R+とR2は50Ωを使用して
おり、各可変抵抗器を中央に設定することにより、はぼ
均等間隔の比較基準電圧を得ることができるようになつ
ている。
おり、各可変抵抗器を中央に設定することにより、はぼ
均等間隔の比較基準電圧を得ることができるようになつ
ている。
終端抵抗7と接地との間に実使用時のバイアス電圧とし
−1,3■を設定し、調整時のバイアス電圧としては−
1,7v〜−0,9Vまで可変できる電源を用いている
。
−1,3■を設定し、調整時のバイアス電圧としては−
1,7v〜−0,9Vまで可変できる電源を用いている
。
この回路による微分直線性の調整は次の手順により行わ
れる。
れる。
■ バイアス切り替え器4を実使用時のバイアス電圧5
に設定する。
に設定する。
■ 調整に適したアナログ入力の信号レベルを設定する
。
。
設定の条件は、比較器群3のうち4番目の比較基準電圧
が設定されている比較器C4が、1−0および0−1に
反転するのに必要な最小レベルとする。この時必要であ
れば、4番目の基準電圧調整器R4を調整する。
が設定されている比較器C4が、1−0および0−1に
反転するのに必要な最小レベルとする。この時必要であ
れば、4番目の基準電圧調整器R4を調整する。
■ バイアス切り替え器4を調整時のバイアス電圧6に
切り替える。
切り替える。
■ 調整するいずれか一つの比較器に印加される基準電
圧に、調整時のバイアス電圧6の電圧を、例えば比較器
群3の1番目の比較器CIには−0,9■、2番目比較
器C2ニは−1、OV −−−−−−7番目であれば−
1,5■のように設定する。
圧に、調整時のバイアス電圧6の電圧を、例えば比較器
群3の1番目の比較器CIには−0,9■、2番目比較
器C2ニは−1、OV −−−−−−7番目であれば−
1,5■のように設定する。
■ ■により設定した比較器の1−0反転が直視できる
出力のビットのデユティ比が50%の“1”。
出力のビットのデユティ比が50%の“1”。
“O”信号が得られるように、基準電圧調整器2の電圧
を調整する。
を調整する。
第3図は上記のデユティ比調整回路の説明図である。第
3図においてAは調整回路の一例であり図中の比較器C
2は第2図の一実施例の比較器C2の個所を抜粋したも
のであり、従って調整時のバイアス電圧6は−1,0■
に設定されている。
3図においてAは調整回路の一例であり図中の比較器C
2は第2図の一実施例の比較器C2の個所を抜粋したも
のであり、従って調整時のバイアス電圧6は−1,0■
に設定されている。
Aの調整回路に、Bの比較器入力としてアナログ信号B
、が入力されると、Cのビット出力としてC1のような
ビット出力が得られる。
、が入力されると、Cのビット出力としてC1のような
ビット出力が得られる。
このビット出力C1の波形のうち、Tolはハイレベル
域のまたT。2はローレベル域の比較的に安定したビッ
ト出力部を図示したものであり、aは出力部の不安定な
領域を図示したもので、このaの領域をコード3p不確
実部と呼称されている。
域のまたT。2はローレベル域の比較的に安定したビッ
ト出力部を図示したものであり、aは出力部の不安定な
領域を図示したもので、このaの領域をコード3p不確
実部と呼称されている。
また、このTWlまたはT。2とaを含めたビット出力
域に対する、安定したビット出力部の占有比率をデユテ
ィ比と呼称しており1:1の場合を150%と定義され
ている。
域に対する、安定したビット出力部の占有比率をデユテ
ィ比と呼称しており1:1の場合を150%と定義され
ている。
今、比較器C2にアナログ信号B、と同じのアナログ信
号B2が入力され、C2のビット出力が得られた場合、
rw+のデユティ比は50%以上となり、T’tmzの
デユティ比は50%以下となる。この場合にTWIとT
ゎのデユティ比がそれぞれ50%となるように基準電圧
調整回路の可変抵抗器1?vzを調整することによりC
zのビット出力が得られる。
号B2が入力され、C2のビット出力が得られた場合、
rw+のデユティ比は50%以上となり、T’tmzの
デユティ比は50%以下となる。この場合にTWIとT
ゎのデユティ比がそれぞれ50%となるように基準電圧
調整回路の可変抵抗器1?vzを調整することによりC
zのビット出力が得られる。
■ 他の比較器に対してもそれぞれ■、■の調整を順次
に実施する。
に実施する。
■ 比較器群3を構成する比較器C8〜C1について上
記の調整が終了すると、バイアス切り替え器4を実使用
時のバイアス電圧5に切り替え使用状態として待機する
。
記の調整が終了すると、バイアス切り替え器4を実使用
時のバイアス電圧5に切り替え使用状態として待機する
。
上記の手順で調整を行う本発明の回路を用いることによ
り、高周波領域においてコード遷移不確実性の影響を考
慮した調整が可能となり、高周波領域の変換特性の改良
された歪の少ないA−D変換が可能となる。
り、高周波領域においてコード遷移不確実性の影響を考
慮した調整が可能となり、高周波領域の変換特性の改良
された歪の少ないA−D変換が可能となる。
以上のべてきたように、本発明によれば、極めて簡易な
回路構成と調整方法で、高周波領域における特性が改良
されたA−D変換器を提供することができ、実用的には
極めて有用である。
回路構成と調整方法で、高周波領域における特性が改良
されたA−D変換器を提供することができ、実用的には
極めて有用である。
第1図は本発明のリファレンス調整回路の原理ブロック
図、 第2図は本発明の一実施例を示す回路図、第3図はデユ
ティ比調整の説明図である。 第1図において、 1は基準電圧発生回路、2は基準電圧調整器群、3は比
較器群、 4はバイアス切り替え器、5は実使用
時のバイアス電圧、 6は調整時のバイアス電圧、
図、 第2図は本発明の一実施例を示す回路図、第3図はデユ
ティ比調整の説明図である。 第1図において、 1は基準電圧発生回路、2は基準電圧調整器群、3は比
較器群、 4はバイアス切り替え器、5は実使用
時のバイアス電圧、 6は調整時のバイアス電圧、
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 基準電圧発生回路(1)と該基準電圧発生回路(1)の
出力電圧とアナログ入力電圧とを比較する比較器群(3
)からなる並列比較形A−D変換器において、該基準電
圧発生回路(1)の出力電圧を分圧し微細に調整する基
準電圧調整器群(2)を付設するとともに、 該比較器群(3)の入力端子に印加するアナログ信号入
力の接地抵抗(7)側に実使用時のバイアス電圧(5)
と調整時のバイアス電圧(6)とが切り替えられるバイ
アス切り替え器(4)を付設したことを特徴としたリフ
ァレンス調整回路。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP4884686A JPS62204616A (ja) | 1986-03-05 | 1986-03-05 | 並列比較形a―d変換器のリファレンス調整方法 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP4884686A JPS62204616A (ja) | 1986-03-05 | 1986-03-05 | 並列比較形a―d変換器のリファレンス調整方法 |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPS62204616A true JPS62204616A (ja) | 1987-09-09 |
JPH0453456B2 JPH0453456B2 (ja) | 1992-08-26 |
Family
ID=12814623
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP4884686A Granted JPS62204616A (ja) | 1986-03-05 | 1986-03-05 | 並列比較形a―d変換器のリファレンス調整方法 |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JPS62204616A (ja) |
Cited By (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPH0522138A (ja) * | 1991-07-16 | 1993-01-29 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | アナログ・デイジタル変換器 |
JPH0522143A (ja) * | 1991-07-16 | 1993-01-29 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | アナログ・デイジタル変換器 |
Citations (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPS57176833A (en) * | 1981-04-03 | 1982-10-30 | Itt | Parallel analog-to-digital converter |
-
1986
- 1986-03-05 JP JP4884686A patent/JPS62204616A/ja active Granted
Patent Citations (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPS57176833A (en) * | 1981-04-03 | 1982-10-30 | Itt | Parallel analog-to-digital converter |
Cited By (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPH0522138A (ja) * | 1991-07-16 | 1993-01-29 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | アナログ・デイジタル変換器 |
JPH0522143A (ja) * | 1991-07-16 | 1993-01-29 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | アナログ・デイジタル変換器 |
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
JPH0453456B2 (ja) | 1992-08-26 |
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