JP2001074793A

JP2001074793A - 適応形ハーフ・ブリッジ

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Publication number: JP2001074793A
Application number: JP24900999A
Authority: JP
Inventors: Nozomi Tanaka; 望田中
Original assignee: Agilent Technologies Japan Ltd
Current assignee: Agilent Technologies Japan Ltd
Priority date: 1999-09-02
Filing date: 1999-09-02
Publication date: 2001-03-23

Abstract

(57)【要約】【課題】被測定素子に流れる測定電流を吸収しこれを測
定すると共に被測定素子の一端の電位を接地電位に保つ
ように制御する帰還ループを有する四端子対インピーダ
ンス測定装置において、測定信号の高周波化に伴って要
求される帰還ループの高分解能での位相補償を実現す
る。【解決手段】本発明によるインピーダンス測定装置にお
ける帰還ループを構成する狭帯域増幅器７００は、４つ
の乗算ＤＡＣによって構成されたベクトル演算回路６０
０を、積分器２０２、２０３の出力と直交変調器２０４
との間に設けており、各直交成分信号に対してベクトル
演算を行うことで位相回転を施し、直交変調器へ入力し
ている。これにより、低分解能であった従来の復調・変
調信号の位相差を制御する方法から飛躍的に向上した分
解能で、帰還ループの安定化に必要な追加の位相回転を
施すことができる。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明はインピーダンス測定
装置の回路構成に関する。より詳細には、インピーダン
ス測定装置を構成する適応形ハーフブリッジにおける増
幅器の帰還ループを安定させるための回路構成に関す
る。

【０００２】

【従来の技術】種々の電子部品のインピーダンスを測定
するための方法として従来から様々な方法が考案されて
いるが、中でも四端子対測定法は、極力測定誤差要因を
除去して高精度に測定できる測定方法として、現在様々
なインピーダンス測定装置に使用されている。

【０００３】図１に四端子対測定法を用いた従来の典型
的なインピーダンス測定装置１００の回路構成を示す。
該インピーダンス測定装置１００は、同軸ケーブルから
成る測定ケーブル１１０、１１２、１１３、及び１１４
と、夫々に接続された測定信号源１０８と、電圧計１１
１と、ヌル増幅手段１１８（これについては後に説明す
る）と、電流測定手段１１５とを具備して成る。被測定
素子（以下、ＤＵＴと称する）１０１は、その一方の端
子１０２がＨ_CUR測定端子１０３及びＨ_POT測定端子１０
４に、他方の端子１０５がＬ_POT測定端子１０６及びＬ
_CUR測定端子１０７に夫々接続される。測定信号源１０
８の測定電流は、抵抗１０９及び測定ケーブル１１０を
介してＤＵＴ１０１の端子１０２へ供給され、ＤＵＴ１
０１を流れた測定電流は、Ｌ_CUR測定端子１０７及び測
定ケーブル１１４を経由して電流検出用レンジ抵抗１１
７を流れ、ヌル増幅手段１１８に引き込まれる。つま
り、レンジ抵抗１１７及び電圧計１１６が電流測定手段
１１５を構成している。

【０００４】一方、ＤＵＴ１０１の端子１０２の電位
は、測定ケーブル１１２を介して電圧計１１１に印加さ
れ、端子１０５の電位は、測定ケーブル１１３を介して
ヌル増幅手段１１８に印加される。ヌル増幅手段１１８
は、その出力１２２における電位がレンジ抵抗１１７を
流れた電流を引き込むことによって、ＤＵＴ１０１の端
子１０５の電位をヌル増幅手段１１８の仮想接地電位に
等しくするように動作するものである。つまり、測定ケ
ーブル１１３、ヌル増幅手段１１８、電流測定手段１１
５、測定ケーブル１１４、及びＤＵＴ１０１の端子１０
５から成る帰還ループによって負帰還制御が行われ、Ｄ
ＵＴの端子１０５の電位が零電位に保たれる。本明細書
においては、この帰還ループを「ヌル・ループ」と呼ぶ
ことにする。

【０００５】図１に示すヌル増幅手段１１８には、狭帯
域増幅器（Narrow Band Amplifier、以下「ＮＢＡ」と
称する）１２０が設けられている。これは、狭帯域にお
いて高利得が得られるようにするためのものである。ち
なみに、ヌル増幅手段１１８は、ＮＢＡの前後に直列に
接続された入力アンプ１１９と出力アンプ１２１を備え
ているが、これらは、入出力をＮＢＡ内の積分器の入出
力レンジに合わせるためのもので、例えば、入力信号の
振幅が大きければ入力アンプ１１９がこれを減衰させ、
ＮＢＡを通過した後、出力アンプ１２１によって増幅
し、元の振幅に戻すといった働きをする。

【０００６】ＮＢＡ１２０の構成は図２に示すようにな
っている。ＮＢＡ１２０は主に直交検波器２０１、積分
器２０２、２０３、及び直交変調器２０４から構成され
る。ＮＢＡ１２０は、測定信号と同周波数で互いに９０
°位相の異なる２つの信号を使って、入力信号を直交す
る２成分（以下、０°成分と９０°成分と称する）に分
けて同期検波し、それぞれを積分器２０２、２０３に通
して平滑直流増幅した後、今度は、前記交流信号と同周
波数で互いに９０°位相の異なる２つの信号を使って直
交変調を施し、交流信号に戻すといった操作を行う。

【０００７】このＮＢＡを含んだヌル・ループの働きに
よってＤＵＴ１０１の端子１０５の電位が零電位、つま
り接地電位に保たれるので、図１に示すように電圧計２
２によってＤＵＴ端子間の電圧を測定することができ、
この電圧測定値と電流測定手段１１５によって得られる
電流測定値から容易にＤＵＴのインピーダンスを求める
ことができる。

【０００８】ところで、このヌル・ループの開ループ伝
達関数の位相余裕が十分でなければ、ヌル・ループは不
安定になり、さらには発振してしまう可能性がある。こ
のような状態では、測定可能な状態になるまで時間がか
かったり、或いは最悪の場合、測定不可能な状態に陥っ
たりしてしまう。このため、従来からこのヌル・ループ
には位相補償を施す手段が用いられている。例えば、イ
ンピーダンス測定装置の製造出荷前に、予め使用条件、
すなわち測定ケーブルの電気長などを厳格に決めてお
き、これに対応させてＮＢＡの移相量を調整し、ヌル・
ループが安定化するように作り込んでおくという方法が
ある。しかし、この方法では、ユーザ側で測定時に測定
ケーブルを延長したい時など、測定条件の変動に柔軟に
対応することができない。

【０００９】そこで、別の方法として、ユーザがインピ
ーダンス測定装置を使用する際にヌル・ループに必要な
移相量、即ち位相補償量を求められるようにする機能を
インピーダンス測定装置に内蔵させ、測定条件の変動に
柔軟に対応できるようにする方法が、特開平３−６１８
６３号に述べられている。

【００１０】特開平３−６１８６３号に記載の装置に
は、ヌル・ループ位相補償を実現する手段として、図３
に示すような開ループ一巡位相推移を測定する手段、及
び、ヌル増幅手段内の直交検波器と直交変調器の位相差
を制御する手段を備えたＮＢＡ３００が組込まれてい
る。開ループ一巡位相推移測定手段は、直交検波器２０
１と直交変調器２０４との間でループを開放するスイッ
チ２０５と、積分器２０２及び２０３を除いたヌル・ル
ープの一巡位相推移を測定するための直流電源２０７及
び電圧計２０８を含んでいる。この積分器２０２及び２
０３を除いたヌル・ループの一巡位相推移を測定した結
果から、ヌル・ループが安定するために必要な追加すべ
き位相推移量を求め、これに従って直交検波器２０１と
直交変調器２０４の位相差を可変移相器２０９によって
制御することにより、理想的な位相余裕を有するヌル・
ループを実現していた。

【００１１】ところで近年では、ＤＵＴに印加する測定
信号の高周波化に伴って、高い分解能を有するヌル・ル
ープ一巡位相補償に対する要求が高まっている。高周波
帯では、測定ケーブルの延長等の変化分の影響により、
一巡位相推移が著しく変化するからである。上述した特
開平３−６１８６３号に記載の装置は、測定周波数の１
６倍の周波数のクロックと４ビットのデータ入力を持つ
カウンタを利用しており、変調信号と復調信号の位相差
を２π／２⁴＝π／８（２２．５°）ステップで設定す
ることができるが、この分解能では、最適に位相が補償
された状態から最大でπ／１６（１１．２５°）のずれ
が生じる可能性があり、高周波帯（例えば、１００ＭＨ
ｚ以上）でのヌル・ループの位相余裕を悪化させる原因
になる。もし、この方法を使用して例えば上記の約４０
〜５０倍程度の分解能に向上させようとすれば、前記カ
ウンタのデータ入力ビット数を上記の倍以上に増やさな
ければならず、さらにクロック周波数は上記の４０〜５
０倍のものを使用しなければならなくなる。従って、こ
の方法で所望の分解能を実現するには回路が複雑になっ
てしまい、望ましくない。

【００１２】また、図３のＮＢＡは、図４に示すような
ゲイン特性及び位相特性を有する。図中の各周波数軸は
中心周波数で規格化した対数目盛で表わされている。通
常、ヌル・ループの安定度は、０ｄＢゲイン帯域幅の両
端の周波数における位相余裕を目安にしている。しか
し、ヌル・ループの位相余裕を悪化させる原因として、
上記の位相補償分解能の他に、（１）ＤＵＴを交換した
時に生じるＤＵＴ位相推移変動分、及び（２）ヌル・ル
ープ内のフィルタ（ミキサから発生するスプリアス（高
調波歪み）を取り除くために積分器前後に配置されてい
るもの）による位相推移が挙げられる。（１）に関して
は、特開平１０−３８９３６号に述べられているよう
な、３つの既知インピーダンスを順次接続してヌル・ル
ープの一巡位相特性を３回測定することにより、任意の
ＤＵＴインピーダンスが接続された状態でのヌル・ルー
プの最適な位相補償量を算出できるようにするといった
解決方法がある。この方法は、ある特定のＤＵＴインピ
ーダンスに対してしか対応できなかった特開平３−６１
８６３号に記載された方法をさらに改善するものであっ
た。しかし、この方法には、測定ケーブルを交換する度
に上述のような３つの既知インピーダンスを順次接続し
て測定する操作を繰り返さなければならないという欠点
がある。一方、（２）に関してであるが、特開平３−６
１８６３号に記載の装置においても、フィルタによる分
の位相回転は補正の対象に入ってはいるが、測定周波数
を上げていくにつれてフィルタによる位相回転が増加
し、それだけ位相余裕が減少してしまうので、上記程度
の分解能では所望の位相余裕を得ることができない。

【００１３】さらに、ヌルループの一巡ゲインが測定周
波数によって変動することも位相余裕の悪化の原因とな
る。例えば、測定周波数を変化させた時に、図４中の点
線で示したヌル・ループのゲイン−周波数特性のように
ゲインが大きくなると、０ｄＢゲイン帯域幅が広がり、
この時の位相余裕減少分θ’はθよりも大きくなってし
まう。こういった理由から、ヌル・ループの一巡ゲイン
を全測定周波数において一定となるようにすることが所
望される。しかし、上述した何れの従来の技術にも、ヌ
ル・ループの一巡ゲインを補正する手段は講じられてい
ない。

【００１４】

【発明が解決しようとする課題】従って、本発明は、従
来技術では成し得なかった（１）高周波帯でのインピー
ダンス測定において、ヌル・ループ一巡の位相補償の分
解能を向上させること、及び（２）ヌル・ループ一巡ゲ
インの補正をも可能にすることを目的とする。

【００１５】

【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
の本発明は、ヌル・ループを構成する狭帯域増幅器（Ｎ
ＢＡ）において、２つの積分器の出力と直交変調器の入
力の間に、積分器出力の各直交成分に対して所定の行列
演算を施してから直交変調器へ入力する回路（以下、ベ
クトル演算回路と称する）を組み込むことによって、入
力信号に対して所望の追加位相推移を与えて出力できる
ようにすることを実現するものである。特に本発明によ
れば、前記ベクトル演算回路には、４つの乗算ＤＡＣ
（デジタル−アナログ変換器）を利用することができ
る。従来と同様の方法で求めた必要な追加の位相推移量
から、所定の演算式を使って各乗算ＤＡＣの設定値を算
出し、該設定値を各乗算ＤＡＣに入力することによっ
て、最適な位相推移量を持ったヌル・ループを完成させ
ることができる。演算式は計算手段にプログラムされて
いる。さらに、上記ハードウェアの構成を変えることな
く、演算式に修正を加えるだけで容易にゲイン補正も位
相補正と同時に行えるようにしたことも、本発明の特徴
である。

【００１６】また、本発明によれば、ＮＢＡをより理想
的な状態に調整することができる。つまり、直交検波器
及び直交変調器を通る２つの直交成分信号パス（０°パ
ス及び９０°パス）の間に存在する９０°位相差からの
僅かなずれ及びゲイン差に対する補正についても、上記
ハードウェア構成を変えることなく、乗算ＤＡＣの設定
値算出演算式に修正を加えるだけで実現することができ
る。

【００１７】さらに、本発明の代替実施例においては、
ＮＢＡの入出力端子に接続される入力アンプ及び出力ア
ンプの増幅率をも補正の対象に含めて適切なゲイン補正
を施すことができる。

【００１８】

【実施例】以下において、現在のところ最良と思われる
実施例を図面に従って詳細に説明する。なお、図面にお
いて同一番号を付された構成要素は全図を通して同一の
機能を有するものとする。

【００１９】上述したように、本発明は、ヌル・ループ
を構成する狭帯域増幅器（ＮＢＡ）内の２つの積分器の
出力を直交変調器へ入力する際に、その積分器出力に行
列演算を施してから直交変調器へ入力させるという、前
記特開平３−６１８６３号に記載された変調信号と復調
信号の位相差の制御とは全く異なったアプローチをとっ
ている。しかし、最初にヌル・ループの一巡位相推移を
測定し、測定された一巡位相推移からヌル・ループの安
定に必要な追加の位相推移量を算出する過程について
は、前記特開平３−６１８６３号に記載された装置のも
のと本発明のものとは同じである。

【００２０】まず、乗算ＤＡＣを用いた本発明によるベ
クトル演算回路６００について、図５及び図６を参照し
ながら説明する。図５には、ベクトル演算回路６００を
構成する乗算ＤＡＣ５００が示されている。該乗算ＤＡ
Ｃは、ＤＡＣ設定値をａ、ＤＡＣのビット数をｎとした
とき、入力電圧Ｖ_inと出力電圧Ｖ_outとの間に、

【数３】（但し、ａは−２^n-1から２^n-1までの整数）の関係が成
り立つような回路である。本実施例においては、例え
ば、Analog Devices社から販売されているＡＤ７５２８
（ＣＭＯＳＤｕａｌ８ＢｉｔＢｕｆｆｅｒｅｄ
ＭｕｌｔｉｐｌｙｉｎｇＤＡＣ）を使用することがで
きる。なお、本発明によって算出されるＤＡＣ設定値を
実際にＤＡＣへ入力するための方法及び手段に関しては
当業者の知るところであり、ここでは説明しない。

【００２１】次に、本発明によるベクトル演算回路６０
０の実施例を図６に示す。本実施例においてベクトル演
算回路６００は、４つの８ビット乗算ＤＡＣ５００と、
２つの加算器６０１から構成されている。以降に説明す
る本発明の各実施例においては、説明を簡単にするため
に、８ビットの乗算ＤＡＣを用いた場合について述べて
いるが、もちろん、乗算ＤＡＣを８ビットではなく、さ
らに大きいビット数のものにすることもできる。また、
加算器６０１は２つのアナログ信号を入力してこれらを
加算して出力するという、当業者には周知のものであ
り、本明細書では特に詳細には説明しない。図６に示す
回路構成により、４つのＤＡＣの設定値をＡ₁₁、Ａ₁₂、
Ａ₂₁、Ａ₂₂とした場合に、

【数４】（但し、Ａ₁₁、Ａ₁₂、Ａ₂₁、Ａ₂₂の各成分は、−１２８
から１２７の整数）の式を満たすようなベクトル演算回
路６００が実現される。このベクトル演算回路６００
を、図７に示すようにＮＢＡ７００内において２つの積
分器２０２、２０３と直交変調器２０４との間に設ける
ことによって、積分器の出力電圧に任意の重み付けを施
して直交変調器に入力させることができる。従って、こ
のベクトル演算回路６００を利用すれば、Ａ₁₁、Ａ₁₂、
Ａ₂₁、Ａ₂₂の夫々の値を適切に設定するだけで、ヌル・
ループの安定に必要な追加の位相回転を施すことが簡単
にできるようになる。なお、ここでは、８ビットの乗算
ＤＡＣを使用した実施例について説明しているが、さら
に大きいビット数のものにすることによってより細かい
重み付けが可能となることは、当業者にとっては明らか
である。

【００２２】次に、そのヌル・ループの安定化に必要な
追加の位相回転をベクトル演算回路６００で実施するた
めの各乗算ＤＡＣの設定値の算出方法について説明す
る。ヌル・ループの安定化に必要な追加の位相回転量の
測定については、特開平３−６１８６３号に記載された
ものと同様であるが、これについては本発明によるＮＢ
Ａの実施例の説明において合わせて後に説明する。各測
定周波数での、必要追加位相回転量をθとすると、各乗
算ＤＡＣの設定値Ａ₁₁、Ａ₁₂、Ａ₂₁、Ａ₂₂は、

【数５】（但し、Ｉ、Ｑは−１２８から１２７までの整数）とな
る。つまり、ベクトル（Ｖ_{IN_0、}Ｖ_{IN_90}）に任意の位相
推移を施してベクトル（Ｖ_{OUT_0、}Ｖ_{OUT_90}）に変換させ
ることができ、ヌル・ループの安定に必要な位相推移を
簡単に実現することができる。なお、この時実現可能な
位相補償精度（分解能）は、約０．４５°（＝ｔａｎ^-1
（１／１２８））であり、高周波帯でのヌル・ループ位
相補償に十分な精度を実現することが可能になり、上記
の目的（１）を達成することができる。

【００２３】さらに本発明は、上記目的（２）を達成す
るために、このベクトル演算回路を使用することによっ
て任意のゲイン調整をも実現している。必要なゲイン補
正量を測定できれば、以下の式（４）に当てはまるＫの
値を決定することができ、延いては乗算ＤＡＣの設定値
を決定することができるので、ヌル・ループの一巡ゲイ
ン補正を簡単に行うことができる。

【数６】（但し、Ｋは−１２８から１２７までの整数）

【００２４】以上の解決手段により、上記目的（１）及
び（２）の問題を解決することができるが、同時にこれ
らを解決する時に必要となる行列式は、

【数７】となり、先ほどと同様に、式（５）で求められた各成分
Ａ₁₁、Ａ₁₂、Ａ₂₁、Ａ₂₂の値を乗算ＤＡＣに設定するこ
とにより、積分器出力を直交変調器２０４に入力する際
に最適な重み付けを実現することができる。

【００２５】次に、本発明によるベクトル演算回路６０
０を実際に組込んだ狭帯域増幅器（ＮＢＡ）７００のブ
ロック図を図７に示す。ＮＢＡ７００は、図１に示した
４端子対測定法によるインピーダンス測定装置に組込ま
れるＮＢＡ１２０として利用されることを企図してい
る。つまり、入力端子ＩＮが図１中の入力アンプ１１９
へ、出力端子ＯＵＴが出力アンプ１２１へ、夫々接続さ
れる。

【００２６】ヌル・ループの一巡位相推移を測定し、測
定された一巡位相推移からヌル・ループの安定に必要な
追加の位相推移量を算出する過程に関して、本発明のＮ
ＢＡの動作を図７を参照しながら説明する。これについ
ては前述した通り、特開平３−６１８６３号に記載され
たものと同様である。通常のＤＵＴの測定時には、スイ
ッチＳ₁、Ｓ₂、Ｓ₃、Ｓ₄はＮ側に切換えられており、新
たに設けられたベクトル演算回路６００を除けば図２に
示す状態と同じ状態である。ヌル・ループの一巡位相推
移を測定する時には、ＮＢＡは次のように動作する。但
しここで注意されたいのは、本願発明を構成するものと
して、ヌル・ループの一巡位相推移を測定し測定された
一巡位相推移からヌル・ループの安定に必要な追加の位
相推移量を算出する手段が必須であるわけではないとい
うことである。例えば、ユーザ側でこの手段による補正
ができない代わりに、固定された位相回転を施すように
予め各ＤＡＣの設定を製造側で行っておくというやり方
を取ってもよい。

【００２７】まず、スイッチＳ₁、Ｓ₂、Ｓ₃、Ｓ₄をＴ側
に切換える。この時、ＤＵＴ測定時には積分器として機
能していた増幅器Ａ₁、Ａ₂が、今度は増幅器として機能
する。ちなみに、ＤＵＴは図１に示した状態と同じく、
各測定端子に接続されたままであるが、測定信号源１０
８は信号経路から切り離される、或いは出力０に設定さ
れる。直交検波器及び直交変調器に供給される信号（０
°復調信号、９０°復調信号、０°変調信号、９０°変
調信号）はそれぞれ、ｓｉｎ（ωｔ＋θ₁）、ｃｏｓ
（ωｔ＋θ₁）、ｓｉｎ（ωｔ＋θ₂）、ｃｏｓ（ωｔ＋
θ₂）である。ここで各信号の振幅は全て１と仮定して
いるが、振幅における僅かな違いは本発明の主旨とは無
関係である。ωは各周波数、ｔは時間、θ₁とθ₂は位相
角である。例えばこれらの信号を、特開平３−６１８６
３号に記載されているように、単一の信号源と複数の９
０°移相回路によって構成することもできるが、信号源
の構成方法に関しても本発明の主旨とは無関係である。
さらに、これらの復調、変調信号は、矩形波などの非正
弦波でもよい。例えば、直交検波器２０１を構成する２
つの検波器は夫々、ＦＥＴスイッチによって実施するこ
とが好ましく、復調信号としては矩形波が賞用される。

【００２８】θ₁＝θ₂なる上記復変調信号を直交検波器
及び直交変調器に印加し、前記ベクトル演算回路６００
の設定は、Ａ₁₁＝１２７、Ａ₁₂＝０、Ａ₂₁＝０、Ａ₂₂＝
１２７にしておく。スイッチＳ₂、Ｓ₄がＴ側に接続さ
れ、スイッチＳ₅が１側に、スイッチＳ₆が０側に接続さ
れることにより、直交変調器の０°パス側変調器には基
準直流電圧源７０３からの基準直流電圧Ｅが入力され、
９０°パス側変調器には接地電位が接続されるので、絶
対振幅を無視すると、出力端子ＯＵＴにはｓｉｎ（ωｔ
＋θ₂）が出力される。続いて、ＮＢＡの入力ＩＮに
は、外部回路でさらに移相された信号ｓｉｎ（ωｔ＋θ
₂＋θ_x）が帰還される。θ_xは外部回路の移相量であ
る。この信号が直交検波器において復調されて、各直交
成分が夫々平滑直流増幅されて、増幅器Ａ₁、Ａ₂から出
力される。これら増幅器から出力されるＶ₁及びＶ₂は、
ベクトル電圧計７０１によって測定される。電圧増幅器
Ａ₁の出力直流電圧Ｖ₁は、ｃｏｓ（θ₂＋θ_x−θ₁）に
比例し、電圧増幅器Ａ₂の出力直流電圧Ｖ₂は、ｓｉｎ
（θ₂＋θ_x−θ₁）に比例し。説明を簡単にするため、
Ｒ₁＝Ｒ₂、Ｒ₃＝Ｒ₄、Ｃ₁＝Ｃ₂とすれば、Ｖ₂／Ｖ₁＝ｔａｎ（θ₂＋θ_x−θ₁）となる。従って、図示しない計算手段により、 θ₂＋θ_x−θ₁＝ｔａｎ^-1（Ｖ₂／Ｖ₁）が求められる。ヌル・ループが安定に動作するために
は、 θ₂＋θ_x−θ₁＝π であればよい。ここで、θ₂とθ₁の位相差が０であると
すると、 θ_x＝ｔａｎ^-1（Ｖ₂／Ｖ₁）であるから、ヌル・ループの安定化に必要な追加の位相
回転量φは、 φ＝π−θ_x＝π−ｔａｎ^-1（Ｖ₂／Ｖ₁）で求められる。そして、このφの値を前記式（３）のθ
に代入して、Ｉ及びＱの値が算出され、各乗算ＤＡＣの
設定値が決定される。決定された該設定値は、図示しな
い記憶装置に記憶される。各測定周波数毎にこれらＤＡ
Ｃ設定値が算出され、記憶された後、ＤＵＴの測定時に
各測定周波数に応じて適切なＤＡＣ設定値が読み出さ
れ、ＤＡＣの設定が行われる。スイッチＳ₁、Ｓ₂、
Ｓ₃、Ｓ₄がＮ側に切換えられると、ＤＵＴの測定が開始
可能な状態になる。

【００２９】以上説明した一巡位相推移量補正方法につ
いてまとめると、図８に示すような手順になる。なお、
図８中の各ボックスの内容は以下に示す通りである。８０１：スイッチＳ₁、Ｓ₂、Ｓ₃、Ｓ₄をＴ側に切換え
る。８０２：スイッチＳ₅を１側に、スイッチＳ₆を０側に接
続する。８０３：ベクトル演算回路６００の設定を、Ａ₁₁＝１２
７、Ａ₁₂＝０、Ａ₂₁＝０、Ａ₂₂＝１２７にする。８０４：θ₁＝θ₂なる復変調信号を直交検波器及び直交
変調器に印加する。８０５：測定周波数を設定する。８０６：スイッチＳ₀を０°側と９０°側に切換えて、
各直交成分の電圧値Ｖ₁及びＶ₂をベクトル電圧計７０１
で測定し、ヌル・ループ一巡位相推移θ_xを測定する。８０７：測定したヌル・ループ一巡位相推移θ_xから必
要な追加の位相回転量φを求める。８０８：式（３）により行列成分Ｉ及びＱを求め、各乗
算ＤＡＣの設定値を算出する。８０９：算出した各ＤＡＣ設定値を記憶手段に格納す
る。８１０：スイッチＳ₁、Ｓ₂、Ｓ₃、Ｓ₄をＮ側に切換え
る。

【００３０】次に、上述の一巡位相回転補正に加えて、
一巡ゲインも補正することを可能にした本発明によるＮ
ＢＡの実施例について説明する。まず、一巡ゲイン補正
量の算出についてであるが、これも先ほどと同じ測定手
順によってＶ₁及びＶ₂をベクトル電圧計７０１で測定す
ることによりそのベクトル電圧の絶対振幅が求められ、
該絶対振幅と直流電圧源の既知の電圧値との比を求める
ことによって、ヌル・ループの一巡ゲインが得られる。
この測定されたゲインから所望のゲインにするために必
要な上記式（５）のゲイン補正係数Ｋが容易に求まる。
先ほどのＩ及びＱの値にこのゲイン補正係数Ｋが加味さ
れて、上記式（５）によって各ＤＡＣの設定値が決定さ
れる。これを各測定周波数毎に実行し、先ほどと同様に
図示しない記憶装置に各ＤＡＣの設定値が記憶されて、
ＤＵＴ測定時に使用される。

【００３１】以上説明した一巡ゲイン補正方法について
まとめると、図９に示すような手順になる。なお、図９
中の各ボックスの内容は以下に示す通りである。９０１：スイッチＳ₁、Ｓ₂、Ｓ₃、Ｓ₄をＴ側に切換え
る。９０２：スイッチＳ₅を１側に、スイッチＳ₆を０側に接
続する。９０３：ベクトル演算回路６００の設定を、Ａ₁₁＝１２
７、Ａ₁₂＝０、Ａ₂₁＝０、Ａ₂₂＝１２７にする。９０４：θ₁＝θ₂なる復変調信号を直交検波器及び直交
変調器に印加する。９０５：測定周波数を設定する。９０６：スイッチＳ₀を０°側と９０°側に切換えて、
各直交成分の電圧値Ｖ₁及びＶ₂をベクトル電圧計７０１
で測定し、ベクトル電圧の絶対振幅を求める。９０７：求めたベクトル電圧の絶対振幅から必要なゲイ
ン補正係数Ｋを求める。９０８：ステップ８０８により求めたＩ及びＱの値と式
（５）により、各乗算ＤＡＣの設定値を算出する。９０９：算出した各ＤＡＣ設定値を記憶手段に格納す
る。９１０：スイッチＳ₁、Ｓ₂、Ｓ₃、Ｓ₄をＮ側に切換え
る。

【００３２】当業者には明らかなことであるが、前記ス
テップ９０６においてべクトル電圧の絶対振幅測定と同
時にヌル・ループ一巡位相推移θ_xの測定を、また、前
記ステップ９０７においてゲイン補正係数Ｋの算出と同
時に追加位相回転量φの算出を、夫々実行するようにし
てもよい。この場合、各測定周波数につき１回だけヌル
・ループ一巡のベクトル電圧測定を行えばよいので、ヌ
ル・ループの位相とゲイン両方の補正を行う時にかかる
時間が短縮される。

【００３３】さらに、この一巡ゲイン補正については、
ＮＢＡの前後に接続された入力アンプ１１９及び出力ア
ンプ１２１のそれぞれの設定ゲインを含めて補正するこ
とが可能である。例えば、上述の９０５〜９０９のステ
ップからなる手順を、各入力アンプ１１９及び出力アン
プ１２１のゲイン設定を切換えて再度実行し、入力アン
プ及び出力アンプの設定ゲインの様々な組合せ毎に、一
巡補正のためのＤＡＣ設定値を求めてもよい。

【００３４】上述した一巡位相推移量補正及びゲイン補
正の方法においては、スイッチＳ₂、Ｓ₄、Ｓ₅、Ｓ₆と２
つの基準直流電圧源７０３、７０４、及び、Ａ₁₁＝１２
７、Ａ₁₂＝０、Ａ₂₁＝０、Ａ₂₂＝１２７に設定されたベ
クトル演算回路６００を使用して直交変調器２０４に
（０°成分，９０°成分）＝（Ｅ，０）の信号を供給し
ているが、スイッチＳ₅、Ｓ₆を省略してベクトル演算回
路６００の両入力に電圧Ｅを与えるようにし、ベクトル
演算回路６００をＡ₁₁＝１２７、Ａ₁₂＝０、Ａ₂₁＝０、
Ａ₂₂＝０に設定することによっても（０°成分，９０°
成分）＝（Ｅ，０）の信号を直交変調器２０４に供給す
ることができることは明らかである。この場合、スイッ
チＳ₂、Ｓ₄及び単一の基準直流電圧源だけでヌル・ルー
プ一巡位相推移測定手段を構成できるので、回路が簡単
になる。

【００３５】さらに、本発明によるベクトル演算回路を
組み込んだＮＢＡでは、その０°成分パスと９０°成分
パスの間における位相差を精確に９０°に補正すること
（以下、９０°位相差補正と称する）、及び、各パスの
間のゲインのずれを補正すること（以下、ゲインずれ補
正と称する）も可能になる。これによって、ＮＢＡをよ
り理想に近い状態に補正してから動作させることができ
る。この０°成分パス−９０°成分パス間の９０°位相
差補正及びゲインずれ補正の方法について以下に説明す
る。

【００３６】この補正も、先ほどのヌル・ループ安定化
のための一巡位相推移量補正及び一巡ゲイン補正と同様
に、まず、θ₁＝θ₂なる上記復変調信号を直交検波器及
び直交変調器に印加し、前記ベクトル演算回路６００の
設定を、Ａ₁₁＝１２７、Ａ₁₂＝０、Ａ₂₁＝０、Ａ₂₂＝１
２７にした状態で、スイッチＳ₁、Ｓ₂、Ｓ₃、Ｓ₄をＴ側
に切換え、スイッチＳ₂、Ｓ₄をＴ側に切換え、スイッチ
Ｓ₅を１側に、スイッチＳ₆を０側に切換えて行われる。
直交変調器２０４の０°パス側変調器には基準直流電圧
源７０３からの基準直流電圧Ｅが入力され、９０°パス
側変調器には接地電位が接続される。ベクトル電圧計７
０１によって増幅器Ａ₁、Ａ₂の出力Ｖ₁及びＶ₂からベク
トル電圧の絶対振幅及び位相角が測定される。今度は、
スイッチＳ₅を０側に、スイッチＳ₆を１側に切換えて、
上記の手順を再度実行する。これら２つのベクトル電圧
の振幅及び位相角が得られると、今度はその振幅比及び
位相差を計算する。この計算された振幅比からは、０°
パスを基準にした場合の９０°パスのゲインを理想値に
するための係数ｋが求まる。更に、この計算された位相
差からは、０°パスを基準にした場合の９０°パスの９
０°からのずれ角θも求められるので、これらの値ｋ及
びθから、各ＤＡＣの設定値が以下の式（６）を使って
算出される。

【００３７】

【数８】

【００３８】他の補正手順と同様に、この補正も各測定
周波数毎に実行される。ところで、上記式（６）は上述
のように０°パスを基準とした場合の演算式であり、当
然のごとく、９０°パスを基準とする場合には修正が加
えられる。従って、本発明はこの式によって限定される
ものではないことに注意されたい。

【００３９】以上説明したＮＢＡの各直交成分パス間の
９０°位相差ずれ及びゲインずれの補正方法についてま
とめると、図１０に示すような手順になる。なお、図１
０中の各ボックスの内容は以下に示す通りである。１００１：スイッチＳ₁、Ｓ₂、Ｓ₃、Ｓ₄をＴ側に切換え
る。１００２：スイッチＳ₅を１側に、スイッチＳ₆を０側に
接続する。１００３：ベクトル演算回路６００の設定を、Ａ₁₁＝１
２７、Ａ₁₂＝０、Ａ₂₁＝０、Ａ₂₂＝１２７にする。１００４：θ₁＝θ₂なる復変調信号を直交検波器及び直
交変調器に印加する。１００５：測定周波数を設定する。１００６：スイッチＳ₀を０°側と９０°側に切換え
て、各直交成分の電圧値Ｖ₁及びＶ₂をベクトル電圧計７
０１で測定し、ベクトル電圧の絶対振幅及び位相角を求
める。１００７：スイッチＳ₅を０側に、スイッチＳ₆を１側に
切換え、各直交成分の電圧値Ｖ₁及びＶ₂をベクトル電圧
計７０１で再度測定し、ベクトル電圧の絶対振幅及び位
相角を求める。１００８：求めた２つのベクトル電圧の絶対振幅から必
要なゲイン補正係数ｋを、位相角の差から９０°からの
ずれ角θを求める。１００９：式（６）により、各乗算ＤＡＣの設定値を算
出する。１０１０：算出した各ＤＡＣ設定値を記憶手段に格納す
る。１０１１：スイッチＳ₁、Ｓ₂、Ｓ₃、Ｓ₄をＮ側に切換え
る。

【００４０】以上の各補正において使用される各演算式
は、図示しない計算手段にプログラムされているものと
し、算出された各ＤＡＣの設定値は、これも図示されな
い記憶手段に記憶されるようになっている。これら計算
手段及び記憶手段と各ＤＡＣとの関係については当業者
には容易に理解できるところであり、本明細書において
は説明しない。

【００４１】

【発明の効果】以上詳細に説明したように、本発明によ
れば、四端子対インピーダンス測定装置に必須のヌル・
ループの安定化に必要な追加の位相回転を高精度に実現
することができる。それと同時に、ヌル・ループ一巡ゲ
インの補正も可能となり、より一層広範囲の測定周波数
帯において、また広範囲の測定インピーダンスにおいて
ヌル・ループを安定化させることができる。さらに特筆
すべき本発明の効果は、ヌル・ループ位相補償及びゲイ
ン補正のための回路をそのまま、ＮＢＡの０°成分パス
−９０°成分パス間の９０°位相差補正及びゲインずれ
補正に使用することができることである。これによっ
て、ハードウェアだけでは完全なものが得られなかった
ヌル増幅手段を、ＤＡＣの設定値を調節するという至っ
て簡単な操作によってより理想に近い状態で動作させる
ことができるようになる。

【００４２】本発明を詳細にその最も好ましい実施例に
ついて説明してきたが、上記実施例は本発明の精神から
逸脱することなく変更及び修正を行うことができること
は言うまでもない。従って、本発明の範囲はその特許請
求の範囲に記載の内容によってのみ限定されるものであ
る。

【図面の簡単な説明】

【図１】従来の典型的なインピーダンス測定装置を示す
図である。

【図２】従来の狭帯域増幅器を示す図である。

【図３】従来の改善された狭帯域増幅器を示す図であ
る。

【図４】図３に示した狭帯域増幅器のゲイン特性及び位
相特性を示す図である。

【図５】本発明に使用される乗算ＤＡＣを示す図であ
る。

【図６】本発明によるベクトル演算回路を示す図であ
る。

【図７】本発明による狭帯域増幅器を示す図である。

【図８】図７に示した狭帯域増幅器を使用したヌル・ル
ープ一巡位相推移量の補正方法を説明するフローチャー
トを示す図である。

【図９】図７に示した狭帯域増幅器を使用したヌル・ル
ープ一巡ゲイン及び一巡位相推移量の補正方法を説明す
るフローチャートを示す図である。

【図１０】図７に示した狭帯域増幅器を使用した狭帯域
増幅器の各直交成分パス間の９０°位相差ずれ及びゲイ
ンずれの補正方法を説明するフローチャートを示す図で
ある。

【符号の説明】

２０１：直交検波器２０４：直交変調器６００：ベクトル演算回路７００：狭帯域増幅器（ＮＢＡ）７０１：ベクトル電圧計

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】２つの直交座標成分を有する入力ベクトル
信号（Ｖ_{IN_0、}Ｖ_{IN_90}）を入力し、下記の演算式によっ
て任意のベクトル回転量θを以って前記入力ベクトル信
号を回転させ、これを出力ベクトル信号（Ｖ_{OUT_0、}Ｖ
_{OUT_90}）として出力することを特徴とするベクトル演算
回路。【数１】
【請求項２】２つの直交座標成分を有する入力ベクトル
信号（Ｖ_{IN_0、}Ｖ_{IN_90}）を入力し、下記の演算式によっ
て任意のベクトル回転量θを以って前記入力ベクトル信
号を回転させると同時に、前記入力ベクトル信号の大き
さをＫ倍に変化させ、これを出力ベクトル信号（Ｖ
_{OUT_0、}Ｖ_{OUT_90}）として出力することを特徴とするベク
トル演算回路。【数２】
【請求項３】前記入力ベクトル信号の第１の成分Ｖ_{IN_0}
を入力する第１及び第３の乗算ＤＡＣ（デジタル−アナ
ログ変換器）と、前記入力ベクトル信号の第２の成分Ｖ_{IN_90}を入力する
第２及び第３の乗算ＤＡＣと、前記第１と第２の乗算ＤＡＣの出力を加算して出力ベク
トル信号の第１の成分Ｖ_{OUT_0}を出力する第１の加算器
と、前記第３と第４の乗算ＤＡＣの出力を加算して出力ベク
トル信号の第２の成分Ｖ_{OUT_90}を出力する第２の加算器
とを備え、前記第１乃至第４の乗算ＤＡＣは夫々、その設定値がＡ
であれば入力をＡ倍して出力するものであり、前記第１、第２、第３、及び第４の乗算ＤＡＣの設定値
が夫々順に、前記演算式における値Ａ₁₁、Ａ₁₂、Ａ₂₁、
Ａ₂₂に比例する値に設定されることを特徴とする、請求
項１または請求項２に記載のベクトル演算回路。
【請求項４】第１及び第２の端子を有する被測定素子
（ＤＵＴ）の前記第１の端子に接続された測定信号源
と、前記ＤＵＴの前記第２の端子に接続され、該第２の端子
を仮想接地するとともに、前記ＤＵＴに流れる電流を電
圧に変換する帰還増幅器とを備えた適応形ハーフ・ブリ
ッジであって、前記帰還増幅器は、入力端及び出力端と、前記入力端に入力される交流信号を、前記交流信号と同
周波数で互いに９０°位相の異なる２つの信号によって
直交検波する直交検波手段と、前記直交検波手段の出力を夫々積分し、前記交流信号の
２つの直交成分の大きさを表わす信号を出力する積分手
段と、前記積分手段から得られた２つの直交成分の大きさを表
わす信号を入力してベクトル演算を施し、所望の回転量
で回転させたベクトルを成す２つの直交成分信号に変換
して出力するベクトル演算回路と、前記ベクトル演算回路から出力される２つの直交成分信
号を、前記交流信号と同周波数で互いに９０°位相の異
なる２つの信号によって直交変調し、交流信号として前
記出力端に出力する直交変調手段とを設けて成る適応形
ハーフ・ブリッジ。
【請求項５】前記帰還増幅器の帰還ループを開放し、該
帰還ループの一巡位相回転量を検出する手段と、検出された前記帰還ループの一巡位相回転量から前記所
望の回転量を算出し、該所望の回転量に応じて前記ベク
トル演算回路の設定を行う計算手段とをさらに設けたこ
とを特徴とする、請求項４に記載の適応形ハーフ・ブリ
ッジ。
【請求項６】前記一巡位相回転量の検出は、前記積分手
段と前記ベクトル演算回路との間を切り離し、前記積分
手段の出力をベクトル電圧計に、前記ベクトル演算回路
の入力を基準信号源にそれぞれ接続することによって行
われることを特徴とする、請求項５に記載の適応形ハー
フ・ブリッジ。
【請求項７】前記ベクトル演算回路は、請求項１乃至請
求項３のいずれか一項に記載のベクトル演算回路によっ
て構成されることを特徴とする、請求項４乃至請求項６
のいずれか一項に記載の適応形ハーフ・ブリッジ。