JPH0661761A - マイクロ波管によって増幅された波の位相の不安定性を補償するための方法及び装置 - Google Patents
マイクロ波管によって増幅された波の位相の不安定性を補償するための方法及び装置Info
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- H03F2201/00—Indexing scheme relating to details of amplifiers with only discharge tubes, only semiconductor devices or only unspecified devices as amplifying elements covered by H03F1/00
- H03F2201/32—Indexing scheme relating to modifications of amplifiers to reduce non-linear distortion
- H03F2201/3231—Adaptive predistortion using phase feedback from the output of the main amplifier
Abstract
(57)【要約】 （修正有）
【目的】マイクロ波管レーダー送信機などが、負荷率の
大きな変動を受けた場合に、その送信機の位相安定性の
悪化を防止する。 【構成】本装置への入力は方向性結合器２、位相器３、
及び３１を経てマイクロ波管増巾器１に入り、増巾さ
れ、更に方向性結合器５を経て出力される。入力側及び
出力側の方向性結合器２及び５はそれぞれ位相を検出す
る。これら両者はミキサ４により比較され、出力は増巾
器６を経て移相器３に入り、出力の位相が入力の位相に
固定されるように働らく。このような状態でマイクロ波
管の電極電圧の変動は増巾器の出力の１つとして出力さ
れ、増巾手段３２の負入力となり、正入力の基準電圧３
３と比較され、その出力は移相器３１に入力され、増巾
管電極電圧の変動による移相を打消すように動作する。
大きな変動を受けた場合に、その送信機の位相安定性の
悪化を防止する。 【構成】本装置への入力は方向性結合器２、位相器３、
及び３１を経てマイクロ波管増巾器１に入り、増巾さ
れ、更に方向性結合器５を経て出力される。入力側及び
出力側の方向性結合器２及び５はそれぞれ位相を検出す
る。これら両者はミキサ４により比較され、出力は増巾
器６を経て移相器３に入り、出力の位相が入力の位相に
固定されるように働らく。このような状態でマイクロ波
管の電極電圧の変動は増巾器の出力の１つとして出力さ
れ、増巾手段３２の負入力となり、正入力の基準電圧３
３と比較され、その出力は移相器３１に入力され、増巾
管電極電圧の変動による移相を打消すように動作する。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、マイクロ波増幅器のマ
イクロ波管の電極間の電圧変動を補償して、増幅した波
の位相変動を減少させ、それによって、その安定性を確
実にするための方法及び装置に関するものである。本発
明は、特に、例えばマイクロ波管レーダ送信機が送信波
形のデューティサイクルの大きな変化を受ける時、マイ
クロ波管レーダ送信機の位相安定性を改良することに応
用される。より一般的には、大きな負荷変動を受ける、
全ての型のマイクロ波管増幅器に応用される。
イクロ波管の電極間の電圧変動を補償して、増幅した波
の位相変動を減少させ、それによって、その安定性を確
実にするための方法及び装置に関するものである。本発
明は、特に、例えばマイクロ波管レーダ送信機が送信波
形のデューティサイクルの大きな変化を受ける時、マイ
クロ波管レーダ送信機の位相安定性を改良することに応
用される。より一般的には、大きな負荷変動を受ける、
全ての型のマイクロ波管増幅器に応用される。
【０００２】
【従来の技術】位相の不安定性は、マイクロ管増幅器の
動作に影響する様々な種類の不安定性の中でも特に影響
が大きい。それは、送信波の品質を変化させ、特に、当
業者には公知の、送信した波とレーダが受信した波との
間の位相差の測定を使用するドップラー処理を妨害す
る。これらの位相の不安定性は、マイクロ波管の陰極と
本体との間の電圧の変動によって生じる。クライストロ
ンまたは進行波管の場合、例えば、この電圧の１％の変
動によって、各々、約20°及び40°の位相回転が起き
る。送信機のマイクロ波管の陰極と本体との間の電圧変
動は、多かれ少なかれ、電圧を発生させる電源装置の端
子上の負荷の突然の変動によって生じる。そのような負
荷変動は、例えば、無出力状態から全電力送信までの遷
移の間に、より一般的には平均値の極めて異なる一連の
パターンまたはバーストを示す送信波形のデューティサ
イクルの大きな変動がある時に生じる。
動作に影響する様々な種類の不安定性の中でも特に影響
が大きい。それは、送信波の品質を変化させ、特に、当
業者には公知の、送信した波とレーダが受信した波との
間の位相差の測定を使用するドップラー処理を妨害す
る。これらの位相の不安定性は、マイクロ波管の陰極と
本体との間の電圧の変動によって生じる。クライストロ
ンまたは進行波管の場合、例えば、この電圧の１％の変
動によって、各々、約20°及び40°の位相回転が起き
る。送信機のマイクロ波管の陰極と本体との間の電圧変
動は、多かれ少なかれ、電圧を発生させる電源装置の端
子上の負荷の突然の変動によって生じる。そのような負
荷変動は、例えば、無出力状態から全電力送信までの遷
移の間に、より一般的には平均値の極めて異なる一連の
パターンまたはバーストを示す送信波形のデューティサ
イクルの大きな変動がある時に生じる。
【０００３】これらの位相回転を減少させる第１の公知
の解決方法は、マイクロ波管の陰極と本体との間の電圧
を極めて正確に調節して、これらの変動を例えば公称電
圧の約１％に制限することからなる。このため、この方
法では、特に、広い通過帯域と高い利得を有する極めて
進歩した調節装置を有する、高いスイッチング周波数を
使用する電源装置を使用することを必要とする。しか
し、公称電圧は、多くの場合数キロボルトから数10キロ
ボルトの間の範囲に固定されており、さらに、これらの
電源装置の形成を複雑にし、より重大なのはその電源装
置は極めて精密で、極めて高い電圧に耐えることができ
る回路及び部品を必要としているので極めて高価なもの
になり、さらに、調節には多大な注意が必要となる。
の解決方法は、マイクロ波管の陰極と本体との間の電圧
を極めて正確に調節して、これらの変動を例えば公称電
圧の約１％に制限することからなる。このため、この方
法では、特に、広い通過帯域と高い利得を有する極めて
進歩した調節装置を有する、高いスイッチング周波数を
使用する電源装置を使用することを必要とする。しか
し、公称電圧は、多くの場合数キロボルトから数10キロ
ボルトの間の範囲に固定されており、さらに、これらの
電源装置の形成を複雑にし、より重大なのはその電源装
置は極めて精密で、極めて高い電圧に耐えることができ
る回路及び部品を必要としているので極めて高価なもの
になり、さらに、調節には多大な注意が必要となる。
【０００４】この第１の解決方法はコストの点から使用
されず、もう１つの解決方法は、送信機が受信する信号
に対して送信機によって増幅された信号を位相ロック
し、それによって、それほど複雑ではなく、従って、低
価格の電源装置を使用することを可能にする。しかしな
がら、この場合、90°以上の位相回転を有する位相ロッ
クループでは、ループ内で使用されるミキサの正弦伝達
関数の特性によってループ利得が負になるので、この位
相ロックループの安定した動作を得ることは不可能であ
る。そのような位相回転は、例えば、電極間の電圧が約
２％変動する場合、進行波管において生じる。
されず、もう１つの解決方法は、送信機が受信する信号
に対して送信機によって増幅された信号を位相ロック
し、それによって、それほど複雑ではなく、従って、低
価格の電源装置を使用することを可能にする。しかしな
がら、この場合、90°以上の位相回転を有する位相ロッ
クループでは、ループ内で使用されるミキサの正弦伝達
関数の特性によってループ利得が負になるので、この位
相ロックループの安定した動作を得ることは不可能であ
る。そのような位相回転は、例えば、電極間の電圧が約
２％変動する場合、進行波管において生じる。
【０００５】しかしながら、この後者の解決方法は、位
相ロックループにブロッキングサンプラーを加え、前段
のパルスに加えられた補正によって処理すべきパルスに
行うべき補正をプリセットすることによって改良され
る。実際、ブロッキングサンプラーは、補正されたばか
りのパルスについてのエラー信号を格納し、位相ロック
ループの移相器を次に補正のためにプリセットする。し
かし、この方法は、原則的にはほとんど同様に反復され
るパルスについてのみ有効なので、特にパルス間の変動
を処理することができないため、この改良はまだ十分で
はない。また、そのようなブロッキングサンプラーは、
使用するのが難しく、調節が複雑である。
相ロックループにブロッキングサンプラーを加え、前段
のパルスに加えられた補正によって処理すべきパルスに
行うべき補正をプリセットすることによって改良され
る。実際、ブロッキングサンプラーは、補正されたばか
りのパルスについてのエラー信号を格納し、位相ロック
ループの移相器を次に補正のためにプリセットする。し
かし、この方法は、原則的にはほとんど同様に反復され
るパルスについてのみ有効なので、特にパルス間の変動
を処理することができないため、この改良はまだ十分で
はない。また、そのようなブロッキングサンプラーは、
使用するのが難しく、調節が複雑である。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】本発明の目的は、特
に、位相ロックループに変動を加えることによって、増
幅された波の位相に対する、マイクロ波増幅器のマイク
ロ波管の電極間の電圧変動の影響を補償することによっ
て上記の欠点を解消することにある。
に、位相ロックループに変動を加えることによって、増
幅された波の位相に対する、マイクロ波増幅器のマイク
ロ波管の電極間の電圧変動の影響を補償することによっ
て上記の欠点を解消することにある。
【０００７】
【課題を解決するための手段】このため、本発明の目的
は、マイクロ波増幅器からの出力波の移相の原因となる
マイクロ波増幅器のマイクロ波管の電極間の電圧変動の
補償方法であって、この電圧変動によって生じる出力波
の移相の反対の方向に、その電圧変動にほぼ比例して、
上記マイクロ波増幅器管への入力波の移相を生じるさせ
ることからなることを特徴とする方法である。本発明に
よれば、更に上記の方法を実施する装置が提供される。
本発明の主な利点は、位相の不安定性を排除することに
加えて、経済的且つ使用が容易であり、全ての型のマイ
クロ波増幅器及び送信機に利用できることである。本発
明のその他の特徴及び利点は、添付図面を参照して行う
以下の実施例の説明から明らかになろう。
は、マイクロ波増幅器からの出力波の移相の原因となる
マイクロ波増幅器のマイクロ波管の電極間の電圧変動の
補償方法であって、この電圧変動によって生じる出力波
の移相の反対の方向に、その電圧変動にほぼ比例して、
上記マイクロ波増幅器管への入力波の移相を生じるさせ
ることからなることを特徴とする方法である。本発明に
よれば、更に上記の方法を実施する装置が提供される。
本発明の主な利点は、位相の不安定性を排除することに
加えて、経済的且つ使用が容易であり、全ての型のマイ
クロ波増幅器及び送信機に利用できることである。本発
明のその他の特徴及び利点は、添付図面を参照して行う
以下の実施例の説明から明らかになろう。
【０００８】
【実施例】図１は、基準波に位相に対してマイクロ波管
増幅器１の出力信号をロックする回路のブロック図であ
る。この基準波は、一般的に、増幅されるべき波、すな
わち、マイクロ波管増幅器１への入力波である。従来技
術で公知のこの位相ロック回路は、マイクロ波管増幅器
１によって増幅される出力波の位相変動を部分的に制限
することができる。これらの変動は、特に、マイクロ波
管供給電圧のリップル、マイクロ波管の固有の位相ノイ
ズ及びマイクロ波管の電源負荷変動によって引き起こさ
れる。位相変動の最初の２つの原因は、比較的限定され
ており、時間的にみると再現性があり、図１のブロック
図によって図示されている型の位相ロック回路によって
効果的に補償される。
増幅器１の出力信号をロックする回路のブロック図であ
る。この基準波は、一般的に、増幅されるべき波、すな
わち、マイクロ波管増幅器１への入力波である。従来技
術で公知のこの位相ロック回路は、マイクロ波管増幅器
１によって増幅される出力波の位相変動を部分的に制限
することができる。これらの変動は、特に、マイクロ波
管供給電圧のリップル、マイクロ波管の固有の位相ノイ
ズ及びマイクロ波管の電源負荷変動によって引き起こさ
れる。位相変動の最初の２つの原因は、比較的限定され
ており、時間的にみると再現性があり、図１のブロック
図によって図示されている型の位相ロック回路によって
効果的に補償される。
【０００９】このため、位相ロックループは、例えば、
増幅されるべき波を受ける入力結合器２と、その入力結
合器２の主出力に接続される移相器３と、入力結合器２
からその入力波を表す信号を受けるミキサ４と、マイク
ロ波管増幅器１の出力に接続された入力を有し、マイク
ロ波管増幅器１の出力波を表す信号をミキサ４に出力す
る出力結合器５と、入力がミキサ４の出力に接続され、
出力が移相器３の制御入力に接続されたアナログ増幅器
６とを備え、その移相器３の出力がマイクロ波管増幅器
１の入力に接続されている。ミキサ４の出力は、アナロ
グ増幅器６に、そのミキサが受ける２つの波の間の位相
差、すなわち、ここでは基準波として使用した結合器２
に対する入力波とマイクロ波管増幅器１からの出力波の
間の位相差を示す電圧を出力する。例えば、アナログ増
幅器６の入力電圧を、そのアナログ増幅器によって増幅
して、マイクロ波管増幅器１への入力波の移相を移相器
３によって制御する。この移相器は、一般的に、その制
御電圧によって変化する移相を生じさせる。アナログ増
幅器６の作用は、例えば、当業者には公知なので図１の
ブロック図には図示していない位相ロックループの安定
性を確実にするための積分回路または微分回路を組み合
わせることによって補償される。マイクロ波管増幅器１
のマイクロ波管の電極間、特に、その陰極と本体との間
の電圧変動が大きすぎる場合、図１に図示した位相ロッ
クループは、もはや安定した動作を保証することはでき
ない。図２ａは、そのような電圧変動を示している。こ
の図は、時間に対するマイクロ波管増幅器１のマイクロ
波管の陰極と本体との間の電圧Ｖc を示している。マイ
クロ波管増幅器が例えばレーダ送信機内に内蔵されてい
る時、時間の原点と時間ｔ１との間に出力される初期電
圧Ｖo は例えば、レーダ無出力期間に対応させることが
できる。
増幅されるべき波を受ける入力結合器２と、その入力結
合器２の主出力に接続される移相器３と、入力結合器２
からその入力波を表す信号を受けるミキサ４と、マイク
ロ波管増幅器１の出力に接続された入力を有し、マイク
ロ波管増幅器１の出力波を表す信号をミキサ４に出力す
る出力結合器５と、入力がミキサ４の出力に接続され、
出力が移相器３の制御入力に接続されたアナログ増幅器
６とを備え、その移相器３の出力がマイクロ波管増幅器
１の入力に接続されている。ミキサ４の出力は、アナロ
グ増幅器６に、そのミキサが受ける２つの波の間の位相
差、すなわち、ここでは基準波として使用した結合器２
に対する入力波とマイクロ波管増幅器１からの出力波の
間の位相差を示す電圧を出力する。例えば、アナログ増
幅器６の入力電圧を、そのアナログ増幅器によって増幅
して、マイクロ波管増幅器１への入力波の移相を移相器
３によって制御する。この移相器は、一般的に、その制
御電圧によって変化する移相を生じさせる。アナログ増
幅器６の作用は、例えば、当業者には公知なので図１の
ブロック図には図示していない位相ロックループの安定
性を確実にするための積分回路または微分回路を組み合
わせることによって補償される。マイクロ波管増幅器１
のマイクロ波管の電極間、特に、その陰極と本体との間
の電圧変動が大きすぎる場合、図１に図示した位相ロッ
クループは、もはや安定した動作を保証することはでき
ない。図２ａは、そのような電圧変動を示している。こ
の図は、時間に対するマイクロ波管増幅器１のマイクロ
波管の陰極と本体との間の電圧Ｖc を示している。マイ
クロ波管増幅器が例えばレーダ送信機内に内蔵されてい
る時、時間の原点と時間ｔ１との間に出力される初期電
圧Ｖo は例えば、レーダ無出力期間に対応させることが
できる。
【００１０】時間ｔ１から、例えば、全出力送信が開始
される。これによって、マイクロ波管の陰極と本体との
間に電圧Ｖc を供給する電源装置の端子上に負荷変動が
生じ、この電圧が低下する。この電圧は、ある時間が経
過すると、新しい平衡電圧Ｖ１に達する。電源装置の調
節が極めて有効でなければ、マイクロ波管の陰極と本体
との間の電圧変動ΔＶは、マイクロ波管増幅器からの出
力波の90°以上の位相変動、いわゆる位相回転を生じさ
せる。実際、進行波管増幅器の場合、例えば、約２％の
電圧変動によって、その出力波の約90°の位相回転が生
じる。標準的な電源装置では、増幅した波形のデューテ
ィサイクルの大きな変動によって、そのような変動また
はより大きい変動が生じ、従って、90°以上の位相回転
が生じる。マイクロ波管レーダ送信機の場合、これらの
変動は、１つのモードから他のモードへの変化、特に、
無出力モードから送信モードへの変化から、より一般的
には、平均値の極めて異なる一連のパターンまたはバー
ストを示す送信波形のデューティサイクルの任意の変動
から生じる。
される。これによって、マイクロ波管の陰極と本体との
間に電圧Ｖc を供給する電源装置の端子上に負荷変動が
生じ、この電圧が低下する。この電圧は、ある時間が経
過すると、新しい平衡電圧Ｖ１に達する。電源装置の調
節が極めて有効でなければ、マイクロ波管の陰極と本体
との間の電圧変動ΔＶは、マイクロ波管増幅器からの出
力波の90°以上の位相変動、いわゆる位相回転を生じさ
せる。実際、進行波管増幅器の場合、例えば、約２％の
電圧変動によって、その出力波の約90°の位相回転が生
じる。標準的な電源装置では、増幅した波形のデューテ
ィサイクルの大きな変動によって、そのような変動また
はより大きい変動が生じ、従って、90°以上の位相回転
が生じる。マイクロ波管レーダ送信機の場合、これらの
変動は、１つのモードから他のモードへの変化、特に、
無出力モードから送信モードへの変化から、より一般的
には、平均値の極めて異なる一連のパターンまたはバー
ストを示す送信波形のデューティサイクルの任意の変動
から生じる。
【００１１】実際、図１に示した位相ロックが安定した
動作を実行するのを妨害するのは、90°以上の位相回転
である。この場合、ミキサ４の伝達関数によって変化す
るループの利得は、負である。図２ｂは、この伝達関数
を図示したものである。図２ｂは、ミキサ４の２つの入
力波形、すなわち、マイクロ波管増幅器１からの出力波
形とその位相が例えばここでは基準とされる位相ロック
ループに対する入力波形との間の位相差に対するミキサ
４の出力電圧Ｖｓを図示している。位相ロックループの
利得は、主に、問題とする動作点でのアナログ増幅器６
の利得とミキサの伝達関数の勾配によって決定される。
ミキサの伝達関数は正弦曲線なので、その勾配は０〜90
°の範囲で正である。一方、90°を越えると、その勾配
は負になる。アナログ増幅器６の利得は正であるので、
位相ロックループの全体の利得は負であり、位相ロック
が安定した動作に向かうのを妨害する。このようにして
発生した位相の不安定性は、他の全ての種類の不安定よ
り支配的であり、位相ノイズの原因となる。この位相ノ
イズは、送信波の品質を著しく損なう。マイクロ波管送
信機の場合、これらの不安定性が、特に、ドップラー処
理を妨害する。
動作を実行するのを妨害するのは、90°以上の位相回転
である。この場合、ミキサ４の伝達関数によって変化す
るループの利得は、負である。図２ｂは、この伝達関数
を図示したものである。図２ｂは、ミキサ４の２つの入
力波形、すなわち、マイクロ波管増幅器１からの出力波
形とその位相が例えばここでは基準とされる位相ロック
ループに対する入力波形との間の位相差に対するミキサ
４の出力電圧Ｖｓを図示している。位相ロックループの
利得は、主に、問題とする動作点でのアナログ増幅器６
の利得とミキサの伝達関数の勾配によって決定される。
ミキサの伝達関数は正弦曲線なので、その勾配は０〜90
°の範囲で正である。一方、90°を越えると、その勾配
は負になる。アナログ増幅器６の利得は正であるので、
位相ロックループの全体の利得は負であり、位相ロック
が安定した動作に向かうのを妨害する。このようにして
発生した位相の不安定性は、他の全ての種類の不安定よ
り支配的であり、位相ノイズの原因となる。この位相ノ
イズは、送信波の品質を著しく損なう。マイクロ波管送
信機の場合、これらの不安定性が、特に、ドップラー処
理を妨害する。
【００１２】マイクロ波管増幅器１のマイクロ波管の電
極間の電圧変動を補償し、特に、上記の位相の不安定性
を排除するために、本発明による方法は、マイクロ波管
への入力波を電圧変動によって生じる移相とは反対の方
向に移相し、この移相はほぼこの電圧変動に比例してい
る。実際、本出願人が実施した計算及び実験では、マイ
クロ波管の電極間、特に、その陰極とその本体との間の
電圧変動によって生じた移相は、一般的に、まず第１番
目にこの電圧変動に比例していることが分かった。さら
に、各マイクロ波管ごとに、比例係数を確かめることが
できる。この係数は、以下“λ”と表記する。λは、正
の実数である。ΔＶがマイクロ波管の電極間の電圧変動
であり、Δφがこの電圧変動ΔＶによって生じるマイク
ロ波管からの出力波の移相量であるとすると、第１番目
に、下記の〔式１〕が成り立つ：
極間の電圧変動を補償し、特に、上記の位相の不安定性
を排除するために、本発明による方法は、マイクロ波管
への入力波を電圧変動によって生じる移相とは反対の方
向に移相し、この移相はほぼこの電圧変動に比例してい
る。実際、本出願人が実施した計算及び実験では、マイ
クロ波管の電極間、特に、その陰極とその本体との間の
電圧変動によって生じた移相は、一般的に、まず第１番
目にこの電圧変動に比例していることが分かった。さら
に、各マイクロ波管ごとに、比例係数を確かめることが
できる。この係数は、以下“λ”と表記する。λは、正
の実数である。ΔＶがマイクロ波管の電極間の電圧変動
であり、Δφがこの電圧変動ΔＶによって生じるマイク
ロ波管からの出力波の移相量であるとすると、第１番目
に、下記の〔式１〕が成り立つ：
【００１３】
【式１】Δφ＝λΔＶ （１） ここで、Δφ’が本発明の方法によってマイクロ波管へ
の入力波に誘導された移相量であるとすると、Δφ’は
ΔＶに比例しており、Δφに対して反対向きであり、下
記の式〔式２〕が成り立つ：
の入力波に誘導された移相量であるとすると、Δφ’は
ΔＶに比例しており、Δφに対して反対向きであり、下
記の式〔式２〕が成り立つ：
【００１４】
【式２】Δφ’＝−λ’ΔＶ （２） （但し、λ’は、正の実数である）
【００１５】マイクロ波管の特性からλは知ることがで
き、λ’＝λとすることによって、増幅器からの出力波
に影響する移相量Δφに絶対値で等しく、反対方向の増
幅器への入力波に作用させる移相量Δφ’を生じさせる
ことができる。この場合、マイクロ波管の電極間の電圧
変動に対するマイクロ波管の入力波の移相量の比は、絶
対値で、この同じ電圧変動に対する当該電圧変動によっ
て生じたマイクロ波管増幅器１からの出力波の移相量の
比にほぼ等しい。しかしながら、実際には、特に移相特
性はマイクロ波管ごとに異なるので、λ’はλとは極め
て僅かに異なるか、または、かなり異なることがある
が、マイクロ波管増幅器１からの出力波のループ位相ロ
ックの動作を特に安定化する本発明による方法によって
もたらされる結果を損なうことはない。実際、不安定性
はミキサ４の動作点が勾配が負である伝達関数の部分上
にあるという事実によって生じるので、本発明の主な目
的の１つは、この動作点を勾配が正である位置に戻すこ
とであり、この場合、λ＝λ’である必要はない。しか
しながら、この場合、λとλ’が等しい時、または、少
なくともほとんど等しい時、ミキサのその伝達関数につ
いての動作点は、例えば、図２ｂの曲線上の点Ｃによっ
て示すように、０°に等しい移相量Δφゼロの極めて近
くに戻る。さて、０°に近い移相量Δφゼロの近傍で
は、ミキサの伝達関数を示す正弦曲線の勾配は最大であ
り、その結果、この近傍では、位相ロックループの利得
は最大である。従って、ループの性能は最高である。
き、λ’＝λとすることによって、増幅器からの出力波
に影響する移相量Δφに絶対値で等しく、反対方向の増
幅器への入力波に作用させる移相量Δφ’を生じさせる
ことができる。この場合、マイクロ波管の電極間の電圧
変動に対するマイクロ波管の入力波の移相量の比は、絶
対値で、この同じ電圧変動に対する当該電圧変動によっ
て生じたマイクロ波管増幅器１からの出力波の移相量の
比にほぼ等しい。しかしながら、実際には、特に移相特
性はマイクロ波管ごとに異なるので、λ’はλとは極め
て僅かに異なるか、または、かなり異なることがある
が、マイクロ波管増幅器１からの出力波のループ位相ロ
ックの動作を特に安定化する本発明による方法によって
もたらされる結果を損なうことはない。実際、不安定性
はミキサ４の動作点が勾配が負である伝達関数の部分上
にあるという事実によって生じるので、本発明の主な目
的の１つは、この動作点を勾配が正である位置に戻すこ
とであり、この場合、λ＝λ’である必要はない。しか
しながら、この場合、λとλ’が等しい時、または、少
なくともほとんど等しい時、ミキサのその伝達関数につ
いての動作点は、例えば、図２ｂの曲線上の点Ｃによっ
て示すように、０°に等しい移相量Δφゼロの極めて近
くに戻る。さて、０°に近い移相量Δφゼロの近傍で
は、ミキサの伝達関数を示す正弦曲線の勾配は最大であ
り、その結果、この近傍では、位相ロックループの利得
は最大である。従って、ループの性能は最高である。
【００１６】図３は、本発明による方法を実施すること
ができる装置を図示したものである。この装置は、図１
に図示した位相ロックループに組み合わされている。こ
の装置は、少なくとも第２の移相器31と、増幅手段32
と、基準電圧33とを備える。第２の移相器31は、例え
ば、第１の移相器３とマイクロ波管増幅器１との間に配
置されており、その入力は第１の移相器３の出力に接続
されており、その出力はマイクロ波管増幅器１の入力に
接続されている。第２の移送器31の制御入力は増幅手段
32の出力に接続されている。この出力は、増幅手段32の
正の入力と負の入力との間の電圧差に比例した電圧を出
力する。増幅手段32の正の入力は、基準電圧33の出力に
接続されている。この基準電圧33は、例えば、増幅手段
32にマイクロ波管増幅器１のマイクロ波管の公称動作電
圧に対応する電圧を出力する。増幅手段32の負の入力
は、マイクロ波管の電極間の電圧を表す電圧を出力する
マイクロ波間増幅器１の出力の１つに接続されている。
従って、ΔＶがマイクロ波管の公称電圧に対するこれら
の電極間の電圧変動であり、Ｇが増幅手段32の利得であ
るとすると、第２の移相器31はリニアであり、ｋがその
制御電圧とそれが発生させる移相と間の伝達係数である
とすると、その時、マイクロ波管増幅器１のマイクロ波
管への入力波に加えられる移相量Δφ’は下記の式〔式
３〕で示される。
ができる装置を図示したものである。この装置は、図１
に図示した位相ロックループに組み合わされている。こ
の装置は、少なくとも第２の移相器31と、増幅手段32
と、基準電圧33とを備える。第２の移相器31は、例え
ば、第１の移相器３とマイクロ波管増幅器１との間に配
置されており、その入力は第１の移相器３の出力に接続
されており、その出力はマイクロ波管増幅器１の入力に
接続されている。第２の移送器31の制御入力は増幅手段
32の出力に接続されている。この出力は、増幅手段32の
正の入力と負の入力との間の電圧差に比例した電圧を出
力する。増幅手段32の正の入力は、基準電圧33の出力に
接続されている。この基準電圧33は、例えば、増幅手段
32にマイクロ波管増幅器１のマイクロ波管の公称動作電
圧に対応する電圧を出力する。増幅手段32の負の入力
は、マイクロ波管の電極間の電圧を表す電圧を出力する
マイクロ波間増幅器１の出力の１つに接続されている。
従って、ΔＶがマイクロ波管の公称電圧に対するこれら
の電極間の電圧変動であり、Ｇが増幅手段32の利得であ
るとすると、第２の移相器31はリニアであり、ｋがその
制御電圧とそれが発生させる移相と間の伝達係数である
とすると、その時、マイクロ波管増幅器１のマイクロ波
管への入力波に加えられる移相量Δφ’は下記の式〔式
３〕で示される。
【００１７】
【式３】Δφ’＝ｋＧΔＶ （３） 電圧変動ΔＶによって生じる移相量Δφは上記〔式１〕
によって示され、ｋは第２の移相器31の固有の特性値で
ある。従って、〔式１〕及び〔式３〕によって、移相量
Δφに等しい移相量Δφ’を得るためには、増幅手段32
の利得を調節するだけで十分であり、その結果、下記
〔式４〕が成り立つ。
によって示され、ｋは第２の移相器31の固有の特性値で
ある。従って、〔式１〕及び〔式３〕によって、移相量
Δφに等しい移相量Δφ’を得るためには、増幅手段32
の利得を調節するだけで十分であり、その結果、下記
〔式４〕が成り立つ。
【００１８】
【式４】λ＝ｋＧ、すなわち、Ｇ＝λ／ｋ 本発明による方法はまた開ループ、すなわち、マイクロ
波管１からの出力波の位相ロックのない、従って、例え
ば、図３の実施例では位相ロックループを構成する第１
の結合器２、ミキサ４、アナログ増幅器６、第１の移相
器３及び第２の結合器５を除去できることを意味するル
ープにも応用される。本発明による方法を実施する残り
の装置は、それ自体、マイクロ波管増幅器１からの出力
波の位相の安定性を良好なレベルに保持する。この位相
がロックされる時、例えば、それは、デジタル技術によ
って実施される。本発明による方法を実施する装置の増
幅手段32は、例えば、１つまたは複数の演算増幅器及び
当業者には公知の方法で配線された抵抗器のセルによっ
て構成される。これらの増幅手段は、特に、マイクロ波
管増幅器１のマイクロ波管の電極間の高い電圧を示す低
い電圧レベルを出力する、抵抗をベースとする読出ブリ
ッジを備えることがある。
波管１からの出力波の位相ロックのない、従って、例え
ば、図３の実施例では位相ロックループを構成する第１
の結合器２、ミキサ４、アナログ増幅器６、第１の移相
器３及び第２の結合器５を除去できることを意味するル
ープにも応用される。本発明による方法を実施する残り
の装置は、それ自体、マイクロ波管増幅器１からの出力
波の位相の安定性を良好なレベルに保持する。この位相
がロックされる時、例えば、それは、デジタル技術によ
って実施される。本発明による方法を実施する装置の増
幅手段32は、例えば、１つまたは複数の演算増幅器及び
当業者には公知の方法で配線された抵抗器のセルによっ
て構成される。これらの増幅手段は、特に、マイクロ波
管増幅器１のマイクロ波管の電極間の高い電圧を示す低
い電圧レベルを出力する、抵抗をベースとする読出ブリ
ッジを備えることがある。
【図１】 従来技術によるマイクロ波管増幅器の出力信
号の位相ロックを示す回路である。
号の位相ロックを示す回路である。
【図２】 図２ａは、従来技術によるマイクロ波増幅器
管の電極間の電圧変動のグラフであり、図２ｂは、上記
の位相ロックで使用したミキサの伝達関数のグラフであ
る。
管の電極間の電圧変動のグラフであり、図２ｂは、上記
の位相ロックで使用したミキサの伝達関数のグラフであ
る。
【図３】 本発明による方法を実施する装置を製造する
可能な方法を図示した回路図である。
可能な方法を図示した回路図である。
１ マイクロ波管増幅器 ２ 入力結合器 ３ 移相器 ４ ミキサ ５ 出力結合器 ６ アナログ増幅器 31 移相器 32 増幅手段 33 基準電圧
Claims (8)
- 【請求項１】 マイクロ波増幅器（１）からの出力波の
移相の原因となる、当該マイクロ波増幅器（１）のマイ
クロ波管の電極間の電圧変動の補償方法であって、この
電圧変動によって生じる出力波の移相の方向と反対の方
向に、その電圧変動にほぼ比例して、上記マイクロ波増
幅器（１）のマイクロ波管への入力波の移相を生じさせ
ることからなることを特徴とする方法。 - 【請求項２】 上記の電圧変動に対するマイクロ波管に
入る波の移相の比は、絶対値で、その電圧変動によって
生じる出力波の移相のこの同じ電圧変動に対する比にほ
ぼ等しいことを特徴とする請求項１に記載の方法。 - 【請求項３】 上記マイクロ波増幅器（１）は、さら
に、基準マイクロ波信号の位相に対するその出力波を位
相ロックするループ（２、３、４、５、６）を備えるこ
とを特徴とする請求項１に記載の方法。 - 【請求項４】 上記基準マイクロ波は、上記マイクロ波
増幅器（１）によって増幅される波であることを特徴と
する請求項１に記載の方法。 - 【請求項５】 上記マイクロ波増幅器（１）は、マイク
ロ波送信機内に内蔵されることを特徴とする請求項１に
記載の方法。 - 【請求項６】 正の入力と負の入力との間の電圧差に比
例する電圧を出力から出力し、一方の入力がマイクロ波
管の電極間の電圧を表す電圧を出力する上記マイクロ波
増幅器（１）の出力に接続されている増幅手段(32)と、 上記増幅手段(32)の他方の入力に接続された基準電圧(3
3)と、 その入力の１つが増幅すべき波を受け、その制御入力は
上記増幅手段(32)の出力に接続されており、その出力は
上記マイクロ波増幅器（１）の入力に接続されている移
相器(31)とを少なくとも備えることを特徴とする請求項
１に記載の方法を実施する装置。 - 【請求項７】 上記基準電圧(33)は、上記マイクロ波増
幅器（１）のマイクロ波管の電極間の公称電圧を表す電
圧を出力することを特徴とする請求項６に記載の装置。 - 【請求項８】 ミキサ（４）の一方の入力に接続された
１つの出力を有する、増幅すべき信号を受ける第１の結
合器（２）と、 上記マイクロ波増幅器（１）の出力に接続された入力と
上記ミキサ（４）の他方の入力に接続された出力とを備
える第２の結合器（５）と、 上記ミキサ（４）の出力に接続された入力を有するアナ
ログ増幅器（６）と、 上記第１の結合器（２）の出力に接続された入力と、上
記アナログ増幅器（６）の出力に接続された制御入力
と、上記移相器（31) の入力に接続された出力を有する
第２の移相器（３）とを備える、上記マイクロ波増幅器
からの出力波の位相をロックするループと組み合わされ
ることを特徴とする請求項６に記載の装置。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| FR9205060A FR2690577B1 (fr) | 1992-04-24 | 1992-04-24 | Procede et dispositif de compensation des instabilites de phase de l'onde amplifiee par un tube hyperfrequence. |
| FR9205060 | 1992-04-24 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0661761A true JPH0661761A (ja) | 1994-03-04 |
Family
ID=9429219
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP5121967A Withdrawn JPH0661761A (ja) | 1992-04-24 | 1993-04-26 | マイクロ波管によって増幅された波の位相の不安定性を補償するための方法及び装置 |
Country Status (6)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5402085A (ja) |
| EP (1) | EP0567380B1 (ja) |
| JP (1) | JPH0661761A (ja) |
| CA (1) | CA2094355A1 (ja) |
| DE (1) | DE69306032T2 (ja) |
| FR (1) | FR2690577B1 (ja) |
Cited By (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US4810606A (en) * | 1986-07-07 | 1989-03-07 | Minolta Camera Kabushiki Kaisha | Photosensitive member comprising charge generating layer and charge transporting layer |
| US4863821A (en) * | 1986-07-07 | 1989-09-05 | Minolta Camera Kabushiki Kaisha | Photosensitive member comprising charge generating layer and charge transporting layer having amorphous carbon |
| US4886724A (en) * | 1987-03-09 | 1989-12-12 | Minolta Camera Kabushiki Kaisha | Photosensitive member having an overcoat layer and process for manufacturing the same |
| JP2012191357A (ja) * | 2011-03-09 | 2012-10-04 | Asahi Kasei Electronics Co Ltd | 位相ずれ補正回路、位相可変増幅回路、位相ずれ補正方法及び位相調整方法 |
| JP2012216461A (ja) * | 2011-04-01 | 2012-11-08 | Netcomsec Co Ltd | 高周波回路システム |
Families Citing this family (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US5834971A (en) * | 1995-11-08 | 1998-11-10 | Hughes Electronics | RF amplifier including traveling wave tube with sequential stages |
| US5838195A (en) * | 1996-08-06 | 1998-11-17 | Northrop Grumman Corporation | Reduction of second order harmonic distortion in high power TWT amplifiers |
| GB2414352A (en) * | 2004-05-18 | 2005-11-23 | Roke Manor Research | An adaptively-corrected RF pulse amplifier for a beam-steered radar antenna array |
| EP2272171A1 (en) * | 2008-04-07 | 2011-01-12 | Nxp B.V. | Cancellation of oscillator remodulation |
| US9479122B2 (en) | 2014-08-28 | 2016-10-25 | Macom Technology Solutions Holdings, Inc. | Amplification phase correction in a pulse burst |
| CN114448450A (zh) * | 2020-10-30 | 2022-05-06 | 华为技术有限公司 | 相位补偿装置及方法 |
Family Cites Families (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US3426291A (en) * | 1965-03-31 | 1969-02-04 | Hughes Aircraft Co | Arrangement utilizing phase conditioned harmonically related signals to improve traveling-wave amplifier efficiency |
| US4439741A (en) * | 1982-06-28 | 1984-03-27 | Motorola, Inc. | Stabilized high efficiency radio frequency amplifier |
| US4905086A (en) * | 1987-11-30 | 1990-02-27 | Nec Corporation | Television transmitter employing klystron with nonlinearity correction circuit |
| EP0495921A4 (en) * | 1989-10-16 | 1992-09-23 | Motorola, Inc. | Stabilizing circuit for feedback rf amplifier |
| GB9002789D0 (en) * | 1990-02-08 | 1990-04-04 | Marconi Co Ltd | Circuit for reducing distortion produced by an r.f.power amplifier |
-
1992
- 1992-04-24 FR FR9205060A patent/FR2690577B1/fr not_active Expired - Fee Related
-
1993
- 1993-04-16 EP EP93400999A patent/EP0567380B1/fr not_active Expired - Lifetime
- 1993-04-16 DE DE69306032T patent/DE69306032T2/de not_active Expired - Lifetime
- 1993-04-19 CA CA002094355A patent/CA2094355A1/fr not_active Abandoned
- 1993-04-20 US US08/048,199 patent/US5402085A/en not_active Expired - Lifetime
- 1993-04-26 JP JP5121967A patent/JPH0661761A/ja not_active Withdrawn
Cited By (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US4810606A (en) * | 1986-07-07 | 1989-03-07 | Minolta Camera Kabushiki Kaisha | Photosensitive member comprising charge generating layer and charge transporting layer |
| US4863821A (en) * | 1986-07-07 | 1989-09-05 | Minolta Camera Kabushiki Kaisha | Photosensitive member comprising charge generating layer and charge transporting layer having amorphous carbon |
| US4886724A (en) * | 1987-03-09 | 1989-12-12 | Minolta Camera Kabushiki Kaisha | Photosensitive member having an overcoat layer and process for manufacturing the same |
| JP2012191357A (ja) * | 2011-03-09 | 2012-10-04 | Asahi Kasei Electronics Co Ltd | 位相ずれ補正回路、位相可変増幅回路、位相ずれ補正方法及び位相調整方法 |
| JP2012216461A (ja) * | 2011-04-01 | 2012-11-08 | Netcomsec Co Ltd | 高周波回路システム |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| DE69306032D1 (de) | 1997-01-02 |
| CA2094355A1 (fr) | 1993-10-25 |
| EP0567380A1 (fr) | 1993-10-27 |
| US5402085A (en) | 1995-03-28 |
| FR2690577B1 (fr) | 1994-06-03 |
| FR2690577A1 (fr) | 1993-10-29 |
| EP0567380B1 (fr) | 1996-11-20 |
| DE69306032T2 (de) | 1997-03-13 |
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|---|---|---|---|
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