JPH04204267A

JPH04204267A - 自動平衡装置

Info

Publication number: JPH04204267A
Application number: JP33781890A
Authority: JP
Inventors: Masanori Ando; 正典安藤
Original assignee: N F KAIRO SEKKEI BLOCK KK
Current assignee: N F KAIRO SEKKEI BLOCK KK
Priority date: 1990-11-30
Filing date: 1990-11-30
Publication date: 1992-07-24
Anticipated expiration: 2010-01-18
Also published as: JPH073443B2

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】【産業上の利用分野】

コノ発明は、インピーダンスメータの作製等に用いられ
る自動平衡装置に関する。

【従来の技術】

インピーダンスを測定すべき試料であるＤＵＴ（Ｄｅｖ
ｉｓｅ　ｕｎｄｅｒ　ｔｅｓｔ）　１のインピーダンス
Ｚは、第１２図に示すように、ＤｔＪＴｌに信号源２を
接続して、そのＤＵＴＩに印加される電圧■と、そのＤ
ＵＴＩに流れる電流Ｉを測定すれば、Ｚ＝Ｖ／Ｉ　　　
　　　　　　・・・（１）として求められる。電流Ｉは
、第１３図に示すように、ＤＵＴｌと接地の間に、既知
の抵抗値Ｒｒを持つ基準素子、例えば基準抵抗３を直列
に接続し、ＤＵＴＩと基準抵抗３の接続点Ｐの信号Ｖｉ
を測定して、１＝Ｖ　ｉ／Ｒｒ　　　　　　・・１２）として求める
ことができる。このとき、ＤＵＴＩと基準抵抗３の接続
点Ｐに、接地との間の浮遊容量Ｃｐや絶縁抵抗Ｒｐなど
からなる浮遊アドミタンス（Ｙｐ）４があると、ＤＵＴ
Ｉに流れた電流の一部がＹ２４に分流するので、電流検
出誤差が発生する。そこで、ＤＵＴＩのインピーダンスＺを正確に測定する
には、第１４図に示すように、信号源５を付加してＤＵ
ＴＩと基準抵抗３の接続点Ｐの電位をほぼ接地電位と等
しく保つように信号源５を調節する、ハーフブリッジ型
の自動平衡装置が用いられている。

【発明が解決しようとする課題】

ところで、このような自動平衡装置は、第１５図に示す
ように、信号源５を安価な演算増幅器６を用いて構成す
ることができる。この自動平衡装置では、演算増幅器６
の利得をＧとすると、ＤＵＴｌから基準抵抗３側を見た
ときの見かけのアドミタンスＹｒ’　はＹｒ′＝（ｌ＋Ｇ）／Ｒｒ　　　　・・・（３）になる
。周波数が低い場合は、演算増幅器６の利得Ｇが十分大
きいため、アドミタンスＹｒ’　も十分大きくなり、Ｙ
ｐ４に分流する電流は無視できる。例えば、１ｋＨｚに
おける演算増幅器６の利得Ｇは、８０ｄＢ　（１０の４
乗倍）程度が得られるので、基準抵抗３の抵抗値を１０
にΩとすると、Ｙｒ’は約ＩＳになる。これに対して、
２００ｐＦの浮遊アドミタンスｙｐは約１μｓであるか
ら、約６桁の開きがあり、このアドミタンスの影響は無
視できる。ところが、周波数が高い領域では、演算増幅器の利得は
周波数ｒに反比例して低下し、かつ浮遊容量Ｃｐを主成
分とする浮遊アドミタンスＹｐ＝約２πｆＣｐは周波数
に比例して増大するため、Ｙｐ４を通して接地に分流す
る電流、すなわち電流の検出誤差は周波数の２乗に比例
して大きくなる。例えば、先の例と同じ、基準抵抗３を
１０にΩ、浮遊容量２００ｐＦの条件でも、周波数が１
００ｋＨｚになると約１％の誤差を生じる。演算増幅器
の利得を上げれば誤差は減るが、演算増幅器の位相回り
のため、自動平衡装置の安定性を保てなくなるので限界
がある。このため、演算増幅器を用いた自動平衡装置に
よるインピーダンス測定は、実用上、数１００ｋＨｚが
周波数の上限となる。このため、高い周波数でインピーダンスを測定するには
、第１６図に示すように、直交２成分を同期検波により
分離、検出して帰還する自動平衡装置を使用する。この
自動平衡装置において、信号源５は、前置増幅器７、安
定化抵抗８、乗算器９．１０、積分器１１．１２、乗算
器１３．１４、演算増幅器１５及び９０°移相器１６で
構成されている。この自動平衡装置では、各成分の振幅
を制御するため、必要な制御帯域が測定周波数に比べて
狭いので、安定性を損なわずに測定周波数での実効利得
を高く取ることができ、しかも周波数の上昇に伴って実
効利得が低下しないため、ＤＵＴｌと基準抵抗３との接
続点Ｐの電位をμＶオーダーに抑えることが容易である
。このため、原理的には極めて正確なインピーダンス測
定が可能である。しかしながら、この自動平衡装置には、次の欠点がある
。　　　　　　　　　　　　　　−（ａ）ＤＵＴＩのイ
ンピーダンスや基準抵抗３の′インピーダンスなどで、
ＤＵＴＩと基準抵抗３との接続点Ｐの電位を零に保つ自
動制御系のループ利得が大きく変化するため、広い周波
数範囲と広いインピーダンス範囲で、安定で高速の測定
を行おうとすると、前置増幅器７の利得や、Ｐ点と接地
間に接続される安定化抵抗８の他、以下に述べる多くの
アナログ要素を制御しなければならないため、装置が大
型化し、高価になる。（ｂ）　　同期検波用の乗算器９や積分器１１の直流オ
フセントのため、完全に平衡させるのが困難である。直
流オフセットがあると、Ｐ点の残留電圧になる。直流オ
フセットを避けるために、同期検波用の乗算器９や積分
器１１用に、直流オフセットが大きいアナログ乗算器を
避けて、アナログスイッチによる方形波乗算にすると、
奇数次高調波が完全に除去できないため、高精度測定に
は、フィルタなどの高調波除去手段が必要になる。しが
も測定周波数によって特性を切り換えなければならない
。（Ｃ）　　アナログ積分器１１．１２を使用しているた
め、測定周波数が低いと平衡するのに時間を要する。そこで、この発明は、低い周波数から高い周波数まで、
精度の高いインピーダンス測定が可能で、平衡に要する
時間が短く、安価で小型の自動平衡装置を提供すること
を目的とする。

【課題を解決するための手段】

この発明の自動平衡装置は、試料（ＤＵＴＩ）とこの試
料に流れる電流を電圧に変換する基準素子（基準抵抗３
）とを直列に接続し、前記試料の基準素子と接続されな
い端子を信号源（２）で駆動するとともに、前記試料と
前記基準素子との接続点の信号を基準電位に平衡させる
自動平衡装置において、前記試料と前記基準素子との接
続点の信号を増幅する増幅手段（演算増幅器６）と、こ
の増幅手段の出力信号を記憶して補償信号を発生する補
償手段（補償信号発生装置２０）と、この補償手段の発
生する前記補償信号と前記増幅手段出力信号とを加算し
て前記基準素子の前記試料と接続されていない端子側か
ら前記試料と前記基準素子との接続点に帰還する加算手
段（加算器３０）とを備えたことを特徴とする。

【作　　　用】

この発明の自動平衡装置の原理及び作用を第１図及び第
２図を参照して説明する。第１図に示すように、この自動平衡装置には、試料とし
てのＤＵＴＩ、基準素子としての基準抵抗３、増幅手段
として演算増幅器６が設置され、演算増幅器６の出力信
号とほぼ同じ補償信号を発生する補償手段として補償信
号発生装置２０、並びに加算手段として加算器３０が設
置され、演算増幅器６の負担を軽減し、ＤＵＴＩと基準
抵抗３の接続点Ｐの電位をより接地電位に近付けるよう
にしたものである。補償を要しない低い周波数では、ス
イッチ２１を開いて補償信号発生装置２０を切り離して
、補償信号発生装置２０の補償動作に要する時間を節約
することができる。低い周波数でも、浮遊アドミタンス
Ｙｐが大きいときは、補償信号発生装置２０を作動させ
て、電流検出誤差を低減することができる。この自動平衡装置の動作原理を説明すると、第２図の（
Ａ）は、補償信号発生装置２０の出力を切り離し、演算
増幅器６のみで平衡動作を行う状態を示す。Ｐ点の残留
電圧Ｅｒｏは、Ｙｐを無視したとき、Ｅｒｏ−Ｖ、　　・　ｆｌ／　（１＋Ｇ））　　・Ｒｒ
／　ＩＺ、　十Ｒｒ／　（１士Ｇ）１・　・　・（４）である。この状態で、補償信号発生装置２０は演算増幅
器６の出力電圧Ｅａｏ＝−Ｇ−Ｅｒ。 −Ｒｒ／　（Ｚｌ　＋Ｒｒ／　（１＋ｃ’）１・・・（
５）を観測する。ここで、Ｇは演算増幅器６の利得、Ｚ、　
＝Ｒｓ　＋　Ｚ　ｘ、　Ｒｓは信号源２の出力インピー
ダンス、ＺｘはＤＵＴＩのインピーダンスである。なお、Ｙｐが無視できないときは、式（４）と式（５）
のＶｌ及びＺｌを次のように置き換える必要がある。 ■、→Ｖ＋　／（Ｙｐ　（Ｚ、　＋１／Ｙｐ））Ｚｌ　
→Ｚ、／　ｆＹｐ　　（Ｚ　１＋ｌ／Ｙｐ）１次に、第
２図の（Ｂ）は、演算増幅器６の出力を切り離して、補
償信号発生装置２０の出力のみを基準素子に与えた状態
を示す。補償信号発生装置２０は、その出力に、先に観
測した演算増幅器６の出力Ｅａｏに等しい補償信号であ
る補償電圧Ｅｃ、を発生する。Ｅｃｌ　＝Ｅａｏ−−Ｃ；−Ｅｒｏ　　−−１６）した
がって、Ｐ点の残留電圧は、第２図の（Ａ）の場合と等
しいＥｒＯとなる。次に、第２図の（Ｃ）は、演算増幅器６の出力Ｅａ＋　
と、補償信号発生装置２０の出力Ｅｃ、を加算器３０に
与え、加算手段３０の出力である（Ｅａ＋　＋Ｅｃ＋　
）を基準素子３に与えた状態を示す。補償信号発生装置
２０の出力だけを基準素子に与え、演算増幅器の出力を
与えない場合のＰ点の信号をＥｒｏとすると、補償信号
発生装置２０の出力と演算増幅器６の出力の両方を与え
た場合のＰ点の信号Ｅｒ、は、Ｅｒ、＝Ｅｒｏ　・　（１／　（１＋Ｇ））　　・（Ｌ
　　＋　Ｒｒ’）　／　（Ｚ＋　　・Ｒｒ／（１＋Ｃ，
）ｌ　　　・　　　　　　・　・　・（７）となる。浮遊アドミタンスＹｐによる電流誤差が問題になるのは
、ＤＵＴＩのインピーダンス１Ｚｘｌが大きい場合であ
って、このような場合、通常は、Ｒｓ（ｌ　Ｚｘ　ｌ、
Ｒｒ≦１Ｚｘｌに選ばれるから、ＩＣＩ＞１の条件を満
たす範囲内で、Ｅｒ、＃Ｅｒ　ｏ　・（（１＋Ｒｒ／Ｚｘ）／Ｇ）　　
　　　　　　　　・・・（８）となる。ここで、Ｇ／　
（１＋Ｒｒ／Ｚ　ｘ）はループ利得であり゛、式（８）
は、残留電圧がループ利得分の１に圧縮されることを示
す。演算増幅器６の利得１０１は、周波数が高い領域で周波
数に反比例するので、この改善効果は周波数が高くなる
ほど減少する。補償信号発生装置２０がない場合、電流
検出誤差は周波数の２乗に比例して増大するので、この
発明の自動平衡装置では、電流検出誤差は周波数の３乗
に比例して増大する。次に、上記の動作を繰り返して、さらに精密に補償でき
ることを示す。第１回目の補償後の演算増幅器６の出力Ｅａ１　＝　　
Ｇ−Ｅｒｔ　　　　　　ＨＨ・（９）を観測して、補償
信号発生装置２０の出力をＥａ。たけ増加させると、補償信号発生装置２０の出力Ｅｃ、
はＥＣ２＝Ｅｃ＋　＋Ｅａ＋　　　　　・・・ＧＯ）とな
る。この状態で演算増幅器６を切り離すと、加算手段３
０から基準抵抗３に与えられる信号は第２図の（Ｃ）に
示した場合と同じＥｃ＋　となるから、Ｐ点の信号はＥ
ｒ、に等しくなる。ここで演算増幅器６を再び接続すれ
ば、Ｐ点の信号Ｅｒｚは、先はどと同様な計算で、Ｅｒｚ　＃Ｅｒ＋　　・　（（１＋Ｒｒ／Ｚｘ）／Ｇ１
″、Ｅ　ｒ　ｏ　−（（１＋Ｒｒ／Ｚ　ｘ）　／Ｇｌ　
”・・・００となる９同様にして、ｎ回補償を繰り返すと、Ｐ点の残
留電圧ＥｒｎはＥｒｎ′、Ｅｒｏ　・　［（１＋Ｒｒ／Ｚｘ）／Ｇ）れ
・　・　・０２）となり、（（１＋Ｒｒ／Ｚｘ）／Ｇｌ　）１の条件を満
たせば、残留電圧は十分小さくできる。Ｙｐを無視できない場合は、上式のＺｘを、ＺＸとＹｐ
の並列値で置き換える必要がある。この場合、演算増幅
器６により制御される系のループ利得が小さくなるので
、改善率が低くなる。このような場合、基準抵抗３の抵
抗値Ｒｒを小さく抑えると改善率は向上するが、電流検
出信号、すなわちＲｒの端子間電圧が小さくなって、雑
音の影響を受けやすくなってしまう。したがって、ＹＰ
が１　／　Ｒｒに比べて大きくなる周波数では、Ｐ点と
接地間に安定化インピーダンス、例えば抵抗ＲＣや抵抗
ＲｃとコンデンサＣｃの直列回路を接続して帰還量を下
げ、その分演算増幅器６の位相補償量を減らして利得を
上げ、Ｒｒをあまり小さくしない方が有利である。この
ように演算増幅器の入力と接地の間に安定化インピーダ
ンスを接続するのは、従来から知られている位相補償手
段である。ループ利得が変化しなければ安定性を保つこ
とができ、また補償動作１回当りの改善率も変わらない
。なお、ＩＹｐ’＞ｌ　１／Ｒｒ　１の場合、式（＋２
１はＥｒｎ’、Ｅｒｏ・　（（１＋Ｒｒ−Ｙｐ）／Ｃ）’・
・・側と変形される。なお、補償信号発生装置２０の出力が一定に保たれてい
る間、補償信号発生装置２０は演算増幅器６０制御ルー
プの安定性に影響を与えないので、演算増幅器のみで安
定なら、補償手段を使用しても系は安定である。補償動
作を繰り返した場合も、補償手段を含む制御ループの応
答時間に比べて、補償動作の繰り返し周期が十分長けれ
ば安定であるのは明白である。

【実　施　例】

以下、この発明を図面に示した実施例を参照して詳細に
説明する。第３図は、この発明の自動平衡装置の一実施例を示すゆこの自動平衡装置には、演算増幅器６が設置され、演算
増幅器６の出力信号とほぼ同じ補償信号を発生する補償
手段として補償信号発生装置２０、並びに加算手段とし
て加算器３０が設置され、演算増幅器６の負担を軽減し
、ＤＵＴＩと基準抵抗３の接続点Ｐの電位をより接地電
位に近付けるようにしたものである。そして、補償信号
発生装置２０は、高速アナログ・ディジタル変換器（Ａ
／Ｄ）２２、波形記憶装置２４、高速ディジタル・アナ
ログ変換器（Ｄ／Ａ）２８を備え、演算増幅器６の出力
波形を記憶装置２４に取り込み、これを再生するように
したものである。このように構成すれば、補償信号がＡ／Ｄ変換器２２及
びＤ／Ａ変換器２８による高速Ａ／Ｄ及びＤ／Ａ変換処
理で実現できるため、平衡に要する時間が短い。例えば
、ＩＭＨｚの周波数で測定する場合、波形記憶装置２４
に１周期分の波形を取り込めば、わずか１ｕｓで平衡度
が改善できる。なお、波形記憶手段としては、記憶装置２４のようにデ
ィジタル記憶装置が適するが、これに限定するものでは
なく、ＣＣＤなどのアナログ記憶装置を用いてもよい。なお、この実施例の動作の説明は、作用の項で述べたｉ
ｌ／）であるので省略する。次ムこ、第４図は、補償信号発生装置２０の他の実施例
を示す。この補償信号発生装置２０は、前段側に切換器４１を設
置し、その出力をベクトル電圧計４２に加え、その測定
値で制御される発振器４３を設置したものである。即ち
、この実施例では、インピーダンスを測定する際に使用
するベクトル電圧計４２、または専用のベクトル電圧計
で演算増幅器６の出力を測定し、位相と振幅を自由に制
御できる発振器４３から、演算増幅器６の出力と同じ信
号を発生させる。演算増幅器６の出力を測定するため、
平衡度を改善するのに多少時間を要するが、このような
発振器４３は容易に作製でき、また、回路規模は極めて
小さくできる利点がある。次に、第５図は、この発明の自動平衡装置の他の実施例
を示す。第１図に示した自動平衡装置では、補償信号発生装置２
０で得られた補償信号と、演算装置６の出力信号とを加
算器３０で加算して基準抵抗３のＤＩＪＴＩと接続され
ていない端子側に与えているが、基準抵抗３とほぼ同じ
既知のインピーダンスを持った別の補助基準素子として
第２の基準抵抗１８を介してＰ点に帰還する加算手段を
用いてもよい。この場合は、基準抵抗３の端子間電圧と
基準抵抗１８の端子間電圧を測定して電流を検出するこ
とができる。次に、第６図は、この発明の自動平衡装置の具体的な回
路構成例としてインピーダンスメータの実施例を示す。基準発振器１７は、主発振器２、サンプリングパルス発
生器５０、局部発振器６０に共通の基準周波数を供給す
る。これら発振器２．６０及びサンプリングパルス発生
器５０にディジタル直接合成方式、またはＰＬＬ方式に
よる周波数シンセサイザを用いれば、各発振器間の周波
数比を完全に思い通りに設定できる。サンプリングパル
ス発生器５０は、主発振器２の発振周波数に対して、波
形記憶装置（ＷＭＩ、ＷＭ２）２４２．２４６の記憶ワ
ード数倍の周波数を持つサンプリングパルスを発生する
。カウンタ５１はサンプリングパルスを分周して、２つ
の波形記憶装置２４２．２４６に、主発振器２の発振周
期で一巡するアドレスを供給する。フィルタ２８３はＤ／’Ａ変換器２８１の量子化雑音を
除去する。このフィルタ２８３や周辺制御回路によって
、補償信号発生装置２０の入力から出力の間に位相遅れ
を生じるが、アドレス調整装置５２によって、第２波形
記憶装置２４６の書き込み、または読み出しアドレスを
調整することで、位相遅れを補償できる。なお、Ａ／Ｄ変換器２２２、Ｄ／Ａ変換器２８１には、
例えば、民生用のビデオ用集積回路を利用するのがコス
ト上有利である。要求性能とコストに合わせて、分解能
がＡ／Ｄ変換器で６〜８ビツト、Ｄ／Ａ変換器で８〜１
０ピントのものを使用することができる。この補償信号発生装置２０の動作は、次の通りである。先ず、波形記憶装置２４２．２４６の内容を消去し、補
償信号発生装置２０の出力を零にする。そして、測定しようとするインピーダンス、即ち、補償
信号発生装置２０の入力信号の大きさに合わせて、可変
利得増幅器２２１の出力がなるべく動作範囲の限界まで
その利得を設定する。次に補償信号発生装置２０の入力から出力までの利得が
１になるように可変減衰器（ＡＴＴ）２８２の減衰量を
設定する。演算増幅器６の出力波形はＡ／Ｄ変換器２２２でディジ
タル信号に変換され、第１波形記憶装置（ＷＭＩ）２４
２に書き込む。次に、取り込んだ波形を第２波形記憶装
置（’ＷＭ２）’２４６に転送して再生する。そして、補償を繰り返すときは、演算増幅器６の出力波
形を第１波形記憶装置２４２に取り込み、取り込んだ波
形を第２波形記憶装置２４６の内容とを加算装置２４５
で加算し、再生する。この場合、補償信号発生装置２０６入力と出力の間で、
大きさと位相に多少の違いがあっても、次の補償動作で
その違いも補償される。したがって、平衡に達するのに
多少時間を要するが、最終的な平衡状態には影響しない
。ブリッジが平衡に達したら、差動増幅器７１．７２で電
圧検出、電流検出を行う。電圧検出信号Ｖ、電流検出信
号ｒは、切替えスイッチ７３で切り換えて交互に測定し
、インピーダンスを計算する。７４はＡ／Ｄ変換器７７
の分解能を補う可変利得増幅器である。また、電圧検出
信号■及び電流検出信号■を２０ｋＨｚ以下の周波数に
変換するため、局部発振器６０、周波数混合器７５及び
低域通過フィルタ７６が設置されている。周波数が高い場合は、２０ｋ）ｔｚ以下の周波数に変換
して、安価なオーディオ用１６ビツトＡ／Ｄ変換器７７
を使用できる。周波数が低い場合は、周波数混合器７５
を停止させ、周波数変換していない信号を直接ディジタ
ルに変換する。ディジタルに変換された電圧検出信号Ｖ
と電流検出信号Ｉは、ＣＰＵ１　Ｂに取り込んでインピ
ーダンスを計算し、結果を表示装置７９に数値として表
示する。補償信号発生装置２０に必要なへ／Ｄ、Ｄ、’Ａ、波形
記憶装置、周辺デイツタ、ル制御回路、および発振器用
の周波数シンセサイザは、ワンチップ集積回路化が可能
であるから、小型かつ安価Ｓこ製造できる。この実施例の自動平衡装置では、必要に応して、つぎの
補助的な手法を使うことができる。 ■　Ａ／Ｄ変換器２２２の振幅分解能を補う方法補償が進むと、演算増幅器６の出力信号が小さくなるの
で、補償が進むにつれて、可変利得増幅器２２１の利得
を上げて、Ａ／Ｄ変換器２２２の分解能を補い、利得を
上げた分だけ、ディジタル減衰器２４４で減衰させる。Ａ／Ｄ変換器２２２の分解能が、Ｄ／Ａ変換器２８１の
分解能より低゛　　くても、Ｄ／Ａ変換器２８１の分解
能を有効に利用できる。 ■　Ｄ／Ａ変換器２８１の振幅分解能を補う方法補償が進むと、演算増幅器６の出力信号、すなわち次の
補償骨が小さくなるので、ある程度補償が進んだら、第
７図に示すように、第２波形記憶装置系を成す第２波形
記憶装置２４６及びＤ／Ａ変換器（Ｄ／ＡＩ）２８２と
並列に、小さな範囲だけを補償する第３波形記憶装置２
５２及びＤ／Ａ変換器（Ｄ／Ａ２）２５４を設ける。最
初は、第３波形記憶装置２５２の内容を消去しておき、
補償が進んだら、第１波形記憶装置２４２からのデータ
を第３波形記憶装置２５２に転送または加算する。 ■　演算増幅器６の出力雑音を軽減する方法演算増幅器
６の出力に雑音が多い場合には、加算装置２４１を用い
て、加算平均化処理を施し、雑音を軽減することができ
る。例えば、第１波形記憶装置２４２の内容を消去して
から１回目の波形取込みを行い、２回目以降の波形取込
みにおいては、入力データと第１波形記憶装置２４２の
内容の加算結果を第１波形記憶装置２４２に書き込む。このとき、加算回数だけ利得が大きく見えるので、後に
ディジタル減衰器２４４で調整する。通常、ディジタル減衰器２４４は、指定数だけビットを
シフトして減衰させる装置である。 ■　動作速度が遅いＡ／Ｄ変換器を使用する方法Ａ／Ｄ変換器は、Ｄ／Ａ変換器と比べて動作速度が遅い
ことがある。Ａ／Ｄ変換器が十分な変換速度を持ってい
れば、第８図の（Ａ）に示すように、第１波形記憶装置
２４２に１周期で波形を取り込めるが、必要な変換速度
が得られないときは、第８図の（Ｂ）に示すように、複
数周期かけて波形を取り込んでもよい。各位相を一様に
サンプリングできれば、ランダムにサンプリングしても
よい。サブリング速度を遅くする場合には、第１波形記
憶装置２４２を、ＣＰＵ　（中央処理装置）７８で賄う
ことも可能である。また、サンプリング位相にインタリーブをかけてもよい
。例えば、補償信号発生装置２０の出力側で補間できれ
ば、第８図の（Ｃ）に示すように、１回目の補償動作（
実線）と、２回目の補償動作（破線）でサンプリング位
相をずらしてもよい。 ■　波形記憶装置２４２．２４６が直流で飽和するのを
防く方法演算増幅器６の直流利得は非常に大きいので、Ａ／Ｄ変
換器２２２の入力に直流オフセットがあるまま補償動作
を多数回繰り返すと、第２波形記憶装置２４６に直流オ
フセン）が蓄積して、補償信号発生装置２０の出力オフ
セ７）が非常に大きくなる。これは次の手法で解決でき
る。即ち、補償信号発生装置２０の入力、またはＡ／Ｄ変換
器２２２の入力をＡＣ結合にして、Ａ／Ｄ変換器２２２
に直流オフセット電圧が入らないようにする。また、第２波形記憶装Ｗ２４６に記憶するデータの最大
値と最少値を検出して、その平均値が零になるように第
２波形記憶装置２４６のデータを補正する。 ■　波形記憶装置の削減第９図に示すように、書き込みポインタと読み出しポイ
ンタを適当にずらすことによって、波形記憶装置２４２
．２４６を単一の波形記憶装置で充当することができる
。位相ずれが生ずるが、書き込みが終了した時点で、読
み出しポインタを調整して補正できる。次に、第１０図はこの発明の自動平衡装置の他の実施例
を示し、この実施例は補償信号発生装置２０にヘクトル
ミ圧計４２と発振器４３を用いた具体的な構成例を示す
。補償信号発生装置２０には、ＣＰＵ７　Ｂからその振幅
と位相を任意かつ正確に可変できる発振器４３を用いる
。この補償信号発生装置２０による補償動作は、つぎの通
りである。即ち、切替えスイッチ７３１を補償用発振器
４３に接続し、ＣＰＵ７８からの振幅、位相制御信号と
、実際の補償用発振器出力Ｖｃの関係を校正し、発振器
４３の出力を零にする。切替えスイッチ７３１を演算増
幅器６に接続し、演算増幅器６の出力電圧ベクトルＶａ
を測定する。発振器４３の振幅と位相を、測定した演算
増幅器の出力電圧ヘクトルと等しくなるように設定する
。繰り返す場合は、演算増幅器６の出力電圧ヘクトルを
新たに測定した後、発振器４３の振幅と位相の設定値を
、新たに測定した演算増幅器の出力電圧ベクトルだけ変
える。なお、発振器２．４３は第１１図に示すように構成すれ
ばよい。集積回路化されたディジタル直接合成方式の周
波数シンセサイザ９１は、周波数と位相を任意に設定で
きる。このノンセサイザ９１の出力は、正弦波変換表を
格納したメモリ９２で正弦波に変換してから、Ｄ／Ａ変
換器９３でアナログ信号に変換する。フィルタ９５で不
要な信、号を除去すれば、きれいな正弦波が得られる。出力振幅は、ステップ減衰器９６と、Ｄ／Ａ変換器９３
に接続された基準電圧源９４を可変して制御する。なお、補償信号発生装置２０は、実施例のものに限定さ
れるものではなく、直交成分検出帰還型の信号発生装置
を用いてもよい。

【実験結果】

本発明による自動平衡装置を用いてインピーダンスメー
タを構成し、インピーダンスを測定した場合の特性を以
下に示す。自動平衡装置の補償信号発生装置としては、
ディジタル波形記憶装置を用いるものとする。測定条件：周波数　　　　　　＝ＩＭ七発振器出力　　　　＝　Ｉ　ＶｒｍｓＤＵＴのインピーダンス＝１６０　ｋΩ（容量ｌｐＦ相当）基準抵抗　　　　　＝ｌｋΩ 浮遊アドミタンスＹＰ＝１／（２にΩ）（浮遊容量８０
ｐＦ、外部接続ケーブル＝Ｏｍ相当）演算増幅器の利得　＝３０ｄＢ　（約３０倍）補償信号
発生装置の最大出力＝±２．５６．１．２８．６４０ｍ
、　３２０　ｍＶの４レンジＤ／Ａ変換器分解能−１０ビット測定状況：信号電流　　　　　＝　Ｉ　Ｖ／１６０　ｋΩ＝６．２
５９　Ａｒｍ５電流検出電圧　　　−６，２５μＡＸ１にΩ−６，２５
ｍ　Ｖ　ｒｍｓ補償信号発生装置の出力分解能　＝３２０　ｍ　Ｖ　ｐ
１５１２　／　２　／１．４１　＝約２２０μＶ　ｒｓ
ｓループ利得　　　　　＝約２０（−回当たりの改善率）
補償回数３回で十分補償できる。残留電圧　　　　　　＝１１μＶｒｍｓ誤差電流　　　
　　　＝　６　ｎＡｒｍ５電流誤差％　　　　　＝０．
０９％何も補償しないと、１にΩ／３０／２にΩ×１００＝約
１．６７％の誤差が出るので、誤差をほぼ１／２０にで
きることになる。１ｍの外部接続ケーブルを使用すると、浮遊容量が約３
２０ｐ　Ｆになり、このときの浮遊アドミタンスは約１
／（５００Ω）になる。したがって、測定状況が次のよ
うに変化する。ループ利得　　　　　＝約１０補償回数　　　　　　＝４回残留電圧　　　　　　−２２μＶｒａＩｓ誤差電流＝ｌ
ｌｎＡｒｍｓ電流誤差％　　　　　−０，１８％この場合は：Ｙｐｌ＞ｌ／Ｒｒなので、先に指摘した通
り、安定化インピーダンスを使用して演算増幅器の利得
を上げ、基準抵抗をｌｏｋΩに変更した方が実用的であ
る。

【発明の効果】

以上説明したように、この発明によれば、簡単な構成を
もって電流検出精度を高めることができ、低周波から比
較的高い周波数の領域まで精度の高いインピーダンスメ
ータを実現することができる。

【図面の簡単な説明】

第１図はこの発明の自動平衡装置の原理を示すブロック
図、第２図はこの発明の自動平衡装置の動作原理を示すブロ
ック図、第３図はこの発明の自動平衡装置の一実施例を示すブロ
ック図、第４図はこの発明の自動平衡装置における補償信号発生
装置の他の実施例を示すブロック図、第５図はこの発明
の自動平衡装置の他の実施例を示すブロック図、第６図はこの発明の自動平衡装置を用いて構成されたイ
ンピーダンスメータの一実施例を示すブロック図、第７図は第６図に示す自動平衡装置の補償信号発生装置
におけるＤ／Ａ変換器の実効振幅分解能の改善手段を示
すブロック図、第８図はＡ／Ｄ変換器の時間分解能の改善方法を示す図
、第９図は補償信号発生装置の波形記憶装置の削減方法を
示す図、第１０図はこの発明の自動平衡装置を用いて構成された
インピーダンスメータの他の実施例を示すブロック図、第１１図は第１０図に示すインピーダンスメータに使用
すべき発振器の一例を示すブロック図、第１２図はイン
ピーダンス測定の原理を示す回路図、第１３図は電流検出の原理を示す回路図、第１４図は第
２図に示した電流検出における浮遊アドミタンスの影響
を除去する原理を示す回路図、第１５図は、従来の演算増幅器による自動平衡装置を示
すブロック図、第１６図は、高い周波数で使用されている従来の自動平
衡装置を示すブロック図である。１・・・ＤＵＴ　（試料）２・・・信号源３・・・基準抵抗（基準素子）６・・・演算増幅器（増幅手段）２０・・・補償信号発生装置（補償手段）３０・・・加
算器（加算手段）

Claims

【特許請求の範囲】１、試料とこの試料に流れる電流を電圧に変換する基準
素子とを直列に接続し、前記試料の基準素子と接続され
ない端子を信号源で駆動するとともに、前記試料と前記
基準素子との接続点の信号を基準電位に平衡させる自動
平衡装置において、前記試料と前記基準素子との接続点
の信号を増幅する増幅手段と、この増幅手段の出力信号を記憶して補償信号を発生する
補償手段と、この補償手段の発生する前記補償信号と前記増幅手段の
出力信号とを加算して前記基準素子の前記試料と接続さ
れていない端子側から前記試料と前記基準素子との接続
点に帰還する加算手段と、を備えたことを特徴とする自
動平衡装置。