JPS62187256A

JPS62187256A - 測定電圧をデジタル値に変換する方法とその装置

Info

Publication number: JPS62187256A
Application number: JP61292624A
Authority: JP
Inventors: マンフレート・クロイツエル
Original assignee: Hottinger Baldwin Messtechnik GmbH
Current assignee: Hottinger Bruel and Kjaer GmbH
Priority date: 1986-02-07
Filing date: 1986-12-10
Publication date: 1987-08-15
Anticipated expiration: 2009-10-19
Also published as: EP0237583A1; US4724419A; JPH0682134B2; CA1260144A; EP0237583B1; DE3667231D1

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】本発明は少なくとも１個の測定電圧を追従比ｌｌ！２法
によりデジタル値に変換する方法に関する。

この追従比較法では、測定信号に対し補償信号を加算し
、両１δ号の平均ＩｌｆをＯＶｃするよう調整している
。この場合補償信号は少なくとも２個の補助補償値から
形成され、固定周波数で独立可変デユープ・ｆ比の矩形
波で、測定１Ｈ号と補償信号の平均値が０からずｎたと
き、このデユーティ比を変えて上記平均値が再ひ０にな
るようにしている。本発明は又この変換方法を実施す法
とこれに適合する回路は西独連邦共和国特許公開公告第
２９５２３１１号明細書により公知である。

本発明の課題は現状の技術水準に対してわずかな回路経
費で実質上追従速度が早く、過渡期間が短かいデジタ、
シ変換の方法とそのための回路を提掲することにある。

この課題は測定電圧のデジタル値変換方法に関しては下
記によって解決されている。即ち追従比較方式により測
定信号Ｕｍに補償信号Ｕｋを加算し、両信号の平均値を
均衡を保って零にし、この場合補償信号は少なくとも２
個の補助信号Ｕｆ　、Ｕｆから成υ、一定周波数で個別
に調整できるデユーティ比を有する矩形波信号からなり
、測定信号と補償信号の加算平均値がずれたとき、この
平均値を零にもどすように上記デユーティ比を変えてい
る追従比較法に基き少なくとも１個の測定電圧をデジタ
ル値に変換する方法において、測定信号Ｕｍと補償信号
Ｕｋから構成されるオフセット信号が積分器によって積
分され、この積分器の出力σＩは一定の周波数ｆＴでデ
ジタル値に変換され、オフセット調整値は上記デジタル
値によって所定の計数値を減算するように形成され、こ
のオフセット調整値はデジタル値で表わしたＰＩ又はＰ
ＩＤの制御器に導入され（こ＼でＰは入力信号の比例成
分、工は入力信号の積分値成分、Ｄは入力信号の微分値
成分を意味する）、この制御器はＩ−値に対してオフセ
ット調整値と所定の工因子の積に等しい値を加え、ＰＸ
Ｄの制御器はオフセット調整値と所定のＰ−因子の積に
等しいＰ値を形成し、ＰＩＤの制御器はこの制御器の場
合、差の値を形成していて、この差の値の中には、新し
いオフセット調整値から先に与えたオフセット調整値を
差し引いてあり、先に与えたオフセット調整値はこの差
の値に所定のＤ−因子をかけ、それによってＤ値を定め
ていて、Ｐ値、１値そして場合によってはＤ値もＰＩＤ
値に加え、補助補償値ＴＴｆ、Ｕｆのデユーティ比がＰ
Ｉ値又はＰＩＤ値で調整され、１値が測定電圧Ｕｍに対
する目安として使用されることによる。またデジタル値
変換用回路に関する課題は測定信号Ｕｍと補償信号Ｕｋ
の加算値を積分器の入力端に入れ、積分器の出力を比較
器の第１入力端に接続し、第２入力端には一定振幅で一
定周波数ｆ丁の三角波電圧［ＪＤを入れ、比較器の出力
はゲート回路の入力端に接続され、ゲート回路の他方の
入力端に周波数ｆｔを有する発振器の出力を入れ、ゲー
ト回路の出力をカウンタの入力に接続し、カウンタのデ
ジタル出力を制御器に接続し、発振器の出力電圧を同時
に分局器にかけ、周波数ｆＴを有する分周器の矩形波出
力電圧を一方では制御器のトリガ入力端に、他方では第
２積分器の入力端に入れ、第２積分器は比較器の第２入
力端のところで矩形波電圧を三角波電圧に変換し、制御
器の出力を常時少なくとも２個の開閉器の制御入力端に
接続し、これ等の開閉器は制御器の制御電圧に依存して
基準電圧＋Ｕｒｅｆ　＃　−Ｕｒｅｆ　に交互に切換え
、それにより補助補償電圧Ｕｆ、σｆを発生し、補助補
償電圧Ｕｆ、Ｏｆは抵抗Ｒ３，ＮＲ５によってＮ：１の
比率に換算して補償信号Ｕｋを作ることによる。

以下の記述において、本発明は図面で模式的に示した実
施例にもとすき説明する。

第１図において、抵抗Ｒ１を経由して測定電圧Ｕｍと抵
抗Ｒ２を経由して補償電圧Ｕｋが補償点１に入ってくる
。そこで両電圧は加算され、変換ユニット２中にある積
分器２．１の反転入力端に与えられる。補償点１、従っ
て積分器２．１の入力端での信号の平均値が０でなけれ
ば、積分器２．１の出力Ｕ工は変わる。この出力Ｕ工を
変換ユニット２中のアナログ・デジタル変換部（以後、
Ａ／’Ｄ変換部と略記する）２．２中で変換して対応す
る零調整値にする。この零調整値は、次に制御器３とし
て簡単に書き入れであるデジタルで動作しているＰＩな
いしはＰＩＤ制御器に持込まれる。

この零調整値は所定の値、即ち通常の場合０にされる、
からはずれると、制御器３はこの偏差値を比例部分（Ｐ
）、積分値部分（１）、そして必要によっては微分値部
分（Ｄ）のアルゴリズムで解析し、ＰＩ値、ないしはＰ
ＩＤ値の結果を加え、補償ｘニット４中の開閉器４．２
と４．３の開閉デユーティ比を上記ＰＩ又はＰＩＤ値に
調整する。これによシ開閉器４．２により上位の桁を、
また開閉器４．３によυ下位の桁を表わす。

開閉器４．２と４．３は一定の周波数ｆＴであるが、デ
ユーティ比を変えて、基準電圧−Ｕｒｅｆと＋Ｕｒｅｆ
の間を切換えている。両開閉器のデユーティ比はより高
い周波数ｆｔのカウンタによって形成されていて、ｆｔ
はｆ丁の整数倍にしである。

開閉器４．２と４．３にはそれぞれ矩形波ＯｆとＯｆが
一定の平均値をもって発生する、それらの平均値は−”
ｒｅｆとＵｒｅｆ間の滞在比に比例したパルスデューテ
ィ比を変えて調整されている。

両電圧ＵｆとＵｆは抵抗Ｒ５とＮ−Ｒ３によってＮの比
率に評価される。この場合、この比率係数にはＮ＝：　Ｕｙ／Ｕｆである。例えばｆＴ＝Ｉ　ＫＨｚ　％ｆｔ＝　Ｉ　ＭＨ
ｚ、ＰＩ又はＰＩＤ　ノ値＝＝４５５．７８５で比率係
数Ｎ＝１００［］であれば、開閉器４．２に対してデユ
ーティ比は１０００：４３５で、開閉器４．３に対して
は、１０００　ニア８５になる。

これ等のデユーティ比は補償点１の地点で合成電圧の平
均値が０になるまで追従比較され、最終状態で、Ｕｍ＝−−・ｔＴｋとなる。Ｒ１とＲ２は既知で、補償値ＵｋはＴＪｆとＵ
ｆの両デユーティ比により定まっているから、測定電圧
Ｕｍをより高い分解能で定めることができる。表示器５
には制御器３の当該積分値工が測定値の目安として表示
される〇比例値（Ｐ）の成分は補償ユニット４の安定化のために
必要である。積分値（１）の制御器だけを使用すると、
変換ユニット２中の積分器２．１と共に１８０°の位相
条件を発生し、これによって不安定が現われる。制御回
路は積分器に対して、更に他の要素と機能、−これ等は
実行時間と非実行時間（例えば、フィルターをかけてい
る時間、と制御している時間）を作り出す要素と機能を
有している。従って制御回路を最適に調整する。例えば
周期性のない過渡的振舞にするには、安定用微分値（Ｄ
）成分を追加する必要がある。

それぞれのデユーティ比で可変できる電圧Ｕｙ（粗調電
圧）とＵｆ’（微調電圧）は補償電圧ＵＫを導入する際
刈々の重みを有している。この重みはＷｙ　：　Ｗｆ＝
　Ｎ　：　１のような関係になる。両電圧ＵｆとＵｆの
デユーティ比は、例えば、Ｔ／１０００の刻みで変え、
Ｎ＝１０００の重みを選べば、補償電圧Ｕｋの平均値は
１０６の刻みで、即ち非常な高分解能で可変できる。

矩形波電圧ＵｆとＵｆのデユーティ比を計数するため技
術上選び得る最高の周波数、１００　ＭＨｚに設定すれ
ば、１００　ＫＨｚの測定系列となる。

即ち１０μｓごとに１０６ｄの分解能のデジタル値が利
用できる。以上、今までに全く知られていないψ変換方
法によって分解能と測定系列の組合わせが実行される。

更に早い測定系列とデジタル値に対して更に高い分解能
を得るには、補償ユニットを上記の２段よシ更に多くす
る、即ち補償電圧Ｕｋを独立可変チューティ比を有する
６つ又はそれ以上の矩形波電圧で合成する。

本発明により、調整回路の分解能を実用上無制限に高め
ることができる。何故ならば、測定信号Ｕｍと補償信号
Ｕｋの平均値間の差を補償点１で最小にし、積分器２．
１の出力をＡ／’Ｄ変換部２．２のＯ基準に達するまで
０からゆっくり移し変え、また変換部２．２は０からず
れた値をデジタル制御器５に引き渡し、高分解能補償ユ
ニットは追従比較することにより１刻みほど進めるから
である。

変動分の大きい測定信号は時々調べるべきで、そうする
ことによって、分解能を下げて測定信号の帯域中を拡げ
るため制御器６のＰＩ値又はＰＩＤ値を大きくできる。

最高の信号帯域中を得るには、制御器をＰ又はＰＤ動作
状態に切換え、デジタル測定値としてＰ値を使用する。

もちろんそのとき分解能は大巾に低下する。即ち分解能
はＡ／Ｄ変換部２．２の分解能より原理的に大きくはで
きない。

Ａρ変換部２．２のデジタル値に関連して、制御器５の
ＰＩＤ値は自動的に変わり、このＰＩＤ値は非線形制御
に導く。この非線形制御の助けによって、一方では測定
信号が比較的ゆっくり変化する場合には、極度に高い分
解能と比較的早い一定の測定レートで測定値を調べ、他
方では測定信号が非常に早く又急漱に変化する場合には
、分解能を落して測定信号に非常に早く追従することが
できる。

本発明はこれによって、制御器３０制御特性を変えるだ
けで、いろいろな測定上の問題、即ち高い周波数成分の
信号測定又は不変な準安定信号を測定するような問題に
対して最適に適合させることができる。Ａβ変換部２．
２にはたソわずかな精度が要求されるだけである。その
理由は、変換部２．２は制御ループの中にあり、この動
作方法では制御器３のＰ１値ないしはＰＩＤ値が均衡を
保った場合常時オフセット値を引き渡さなくてはならな
いし、変換部２．２のオフセット誤差もまた感度誤差も
測定値に影響を与えないからである。それ故最も単純な
場合、Ａ／’Ｄ変換部２．２は３通りの出力状態、ｏ　
、＞ｏ　、＜ｏがある。Ａ力変換部２．２が最高の分解
能でデジタル値を引き渡せば調整技術には最も有利であ
る。

第２図に、第１図に従うＡ／Ｄ変換部２．２の極めて単
純な実例を示している。この動作状況を第３図に基すき
、順次説明する。

信号レベルでは実際には変化しているが、短時間では相
対的に一定と見做せる電圧Ｕ工が比較器２．２１の１つ
の入力端に入って来る。他方の入力端に三角波電圧ＵＤ
が入れである。比較器２．２１は出力に矩形波電圧ＵＧ
を発生する。この電圧の周波数は一定で、三角波電圧Ｕ
１１の周波数に等しい。

ＵＤのデユーティ比は電圧σ工に比例して変わる。

ＵＧのデユーティ比を計数して電圧Ｕｉのデジタル測定
値を確認することができる。この目的に対して、ＵＧの
正電圧レベルはゲート回路２．２２を使用し、このレベ
ルの期間中クロック発生器２．２４の周波数ｆｔを有す
る計数パルスをカウンタ２．２６に通過させる。三角波
電圧の周波数を前記の例に対応させて１００　ＫＨｚの
測定系列周波数にし、クロック周波数ｆ１．を１００　
Ｍ）ＩＺのクロックと見做す。そうするとカウンタ２．
２３から１０μθごとに±５００ｄ間の範囲のデジタル
値を読み込むことができる。この場合、最高追従速度は
５０×１０６ｄ／Ｂになる。従って全変換範囲が１０６
ｄであるとすれば最低２０ｍ日で完了する。しかしなが
ら制御器３の場合は線形に作用しているので、この時間
はもつと著るしく低減できる。

第４図には第１図を第２図に一致させて、同じ部分は同
じ記号を使用している。第４図による実施例はさらに分
周器２．２５、積分器２．２６、低減ｐ波器２．３を保
有している。上記積分器２．２６は矩形波電圧ＵＲを三
角波電圧ＵＤに変換していて、多くの場合ＲＣ素子で置
き換えられている。

分周器２．２５はクロック周波数ｆｔを整数分はど分周
して周波数ｆ１．で周期Ｔの矩形波にしている（前記例
に対応させると分周率は１０００　：１になる）。矩形
波電圧ＵＲは一方では積分器２．２６に導入され、３角
波電圧ＵＤを作る、そして他方ではＵＲを制御器３に入
れＵＲパルスの正側面でトリガをかけ、制御器５は周波
数ｉ’Ｔでカウンタ２．２５の計数状況を読み込み、開
閉器４．２と４．３に対する切換電圧を発生する。

低域Ｆ波器２．５は第４図でた譬点線で示しであるが、
これはこのＦ波器２．３の挿入が必ずしも必要ではない
からである。低域Ｆ波器２．３は変換ユニット２中の積
分器２．１に対して附加的なオフセット信号の変動成分
を減衰させる。従って低域ｐ波器２．３を使うと積分器
２．１の時定数を更に短かく選べる。しかし低域Ｆ波器
２．３は全回路の平衡時間を最も短かくするように最適
化している。

【図面の簡単な説明】

第、１図は本発明の方法を実施する原理の回路図である
。第２図は第１図中のＡ／Ｄ変換部２．２の特に簡単な
例を示す。第３図は第２図によるＡ／Ｉ）変換部におけ
る電圧変化を示す。第４図は第１図の回路をより詳しく
示したものである。図中符号、１・・・補償点２・・・変換ユニット６・・・制御器４・・・補償ユニット５・・・表示器２．１・・・積分器２．２・・・Ａ／／Ｄ変換部

Claims

【特許請求の範囲】

（１）追従比較方式により測定信号（Ｕ＿ｍ）に補償信
号（Ｕ＿ｋ）を加算し、両信号の平均値を均衡を保つて
零にし、この場合補償信号は少なくとも２個の補助信号
（Ｕ＿ｑ、Ｕ＿ｆ）から成り、一定周波数で個別に調整
できるデューティ比を有する矩形波信号からなり、測定
信号と補償信号の加算平均値がずれたとき、この平均値
を零にもどすように上記デューティ比を変えている追従
比較法に基き少なくとも１個の測定電圧をデジタル値に
変換する方法において、測定信号（Ｕ＿ｍ）と補償信号（Ｕ＿ｋ）から形成され
るオフセット信号が積分器（２．１）によつて積分され
、この積分器（２．１）の出力（Ｕ＿Ｉ）は一定の周波数
ｆ＿Ｔでデジタル値に変換され、所定の計数値を減算するように形成され、このオフセット調整値は、デジタル値で表わしたＰＩ又
はＰＩＤの制御器（３）に導入され（こゝでＰは入力信
号の比例成分、Ｉは入力信号の積分値成分、Ｄは入力信
号の微分値成分を意味する）、この制御器（３）はＩ−
値に対してオフセット調整値と所定のＩ因子の積に等し
い値を加え、ＰＩＤの制御器（３）はオフセット調整値
と所定のＰ−因子の積に等しいＰ値を形成し、ＰＩＤの
制御器（３）はこの制御器の場合、差の値を形成してい
て、この差の値の中には、新しいオフセット調整値から
先に与えたオフセット調整値を差し引いてあり、先に与
えたオフセット調整値はこの差の値に所定のＤ−因子を
かけ、それによつてＤ値を定めていて、Ｐ値、Ｉ値そして場合によつてはＤ値もＰＩＤ値に加え
、補助補償値（Ｕ＿ｑ、Ｕ＿ｆ）のデコーテイ比がＰＩ
値又はＰＩＤ値で調整され、Ｉ値が測定電圧（Ｕ＿ｍ）に対する目安として使用され
ることを特徴とする測定電圧をデジタル値に変換する方
法。
（２）制御器（３）のＰＩ係数はＰＩＤ係数は必要とす
る分解能に応じて最短温度期間と最大信号帯域幅を得る
ように変化させられることを特徴とする特許請求の範囲
第１項に記載のデジタル値変換方法。
（３）制御器（３）は非線形的動作をし、即ち制御器（
３）のＰＩ係数又はＰＩＤ係数を制御値に関連させて変
え、制御器（３）は測定信号の高速変化に対して分解能
を減らしより早い速度で追従し、又ゆつくりとした変化
に対してそれに応じた高分解能で追従し得ることを特徴
とする特許請求の範囲第１項又は第２項に記載のデジタ
ル値変換方法。
（４）制御器（３）は測定信号の最も広い帯域幅を得る
ためにＰＩ又はＰＩＤ特性をＰ又はＰＤ特性に変え、制
御器（３）の比例値を測定値として提供することを特徴
とする特許請求の範囲第１項に記載のデジタル値変換方
法。
（５）上記特許請求の範囲第１項から第４項までのうち
いずれか１項に従うデジタル値変換方法を実施する回路
において、測定信号（Ｕ＿ｍ）と補償信号（Ｕ＿ｋ）の
加算値を積分器（２．１）の入力端に入れ、積分器（２
．１）の出力を比較器（２．２１）の第１入力端に接続
し、第２入力端には一定振幅で一定周波数（ｆ＿Ｔ）の
三角波電圧（Ｕ＿Ｄ）を入れ、比較器（２．２１）の出
力はゲート回路（２．２２）の入力端に接続され、ゲー
ト回路（２．２２）の他方の入力端に周波数（ｆ＿ｔ）
を有する発振器（２．２４）の出力を入れ、ゲート回路
（２．２２）の出力をカウンタ（２．２３）の入力に接
続し、カウンタ（２．２３）のデジタル出力を制御器（
３）に接続し、発振器（２．２４）の出力電圧を同時に
分周器（２．２５）にかけ、周波数（ｆ＿Ｔ）を有する
分周器（２．２５）の矩形波出力電圧を一方では制御器
（３）のトリガ入力端に、他方では第２積分器（２．２
６）の入力端に入れ、第２積分器（２．２６）は比較器
（２．２１）の第２入力端のところで矩形波電圧を三角
波電圧に変換し、制御器（３）の出力を常時少なくとも
２個の開閉器（４．２及び４．３）の制御入力端に接続
し、これ等の開閉器（４．２及び４．３）は制御器（３
）の制御電圧に依存して基準電圧（＋Ｕ＿ｒ＿ｅ＿ｆ、
−Ｕ＿ｒ＿ｅ＿ｆ）に交互に切換え、これにより補助補
償電圧（Ｕ＿ｑ、Ｕ＿ｆ）を発生し、補助補償電圧（Ｕ
＿ｑ、Ｕ＿ｆ）は抵抗（Ｒ＿３、ＭＲ＿３）によつてＮ
：１の比率に換算して補償信号（Ｕ＿ｋ）を作ることを
特徴とする測定電圧をデジタル値に変換する回路。