JPH0682134B2 - 測定電圧をデジタル値に変換する方法とその装置 - Google Patents
測定電圧をデジタル値に変換する方法とその装置Info
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- JPH0682134B2 JPH0682134B2 JP61292624A JP29262486A JPH0682134B2 JP H0682134 B2 JPH0682134 B2 JP H0682134B2 JP 61292624 A JP61292624 A JP 61292624A JP 29262486 A JP29262486 A JP 29262486A JP H0682134 B2 JPH0682134 B2 JP H0682134B2
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Description
【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 この発明は、測定電圧に補償電圧を加算し、平衡状態で
測定電圧と補償電圧の和の平均値である零信号を零に
し、補償電圧を重みを付けた互いに異なる少なくとも２
つの補助補償電圧で形成し、これ等の補助補償電圧が一
定周波数で互いに無関係に調整できるデューティ比を有
する矩形波信号であり、零信号が零からずれている場
合、零信号が再び零になるように、前記補助補償電圧の
デューティ比を変える、少なくとも１つの測定電圧をデ
ジタル値に変換する方法、およびこの方法を実施する回
路装置に関する。
測定電圧と補償電圧の和の平均値である零信号を零に
し、補償電圧を重みを付けた互いに異なる少なくとも２
つの補助補償電圧で形成し、これ等の補助補償電圧が一
定周波数で互いに無関係に調整できるデューティ比を有
する矩形波信号であり、零信号が零からずれている場
合、零信号が再び零になるように、前記補助補償電圧の
デューティ比を変える、少なくとも１つの測定電圧をデ
ジタル値に変換する方法、およびこの方法を実施する回
路装置に関する。
この種のデジタル変換方法およびこの方法に適した回路
装置はドイツ特許第2952311号明細書により周知であ
る。
装置はドイツ特許第2952311号明細書により周知であ
る。
この発明の課題は、従来の技術に比べて、少ない回路コ
ストで著しく高い再調整速度とより短い応答時間の得ら
れる、冒頭に述べた種類の測定電圧をデジタル値に変換
する方法とこの方法を実施する回路装置を提供すること
にある。
ストで著しく高い再調整速度とより短い応答時間の得ら
れる、冒頭に述べた種類の測定電圧をデジタル値に変換
する方法とこの方法を実施する回路装置を提供すること
にある。
上記の課題は、この発明により、冒頭に述べた類の方法
にあって、 測定電圧Umが一定の場合、零信号が補助補償電圧Ug，Uf
の加算信号の形にしたほぼ矩形波信号であり、平衡状態
で矩形波信号の平均値を零、つまり矩形波信号の正と負
の成分を時間平均で積分器2.1中で零にし、 積分器2.1の出力電圧UIを一定周波数ｆＴで零調整値に
変換し、 上記零調整値をデジタルPIあるいはPID制御器３に導入
し、この制御器３が零調整値にP,Iおよび／またはＤ係
数を乗算し、結果の和を既存の補償電圧に加算し、 デジタル信号としてのＩ値を測定電圧Umの目安として使
用する、 ことによって解決されている。
にあって、 測定電圧Umが一定の場合、零信号が補助補償電圧Ug，Uf
の加算信号の形にしたほぼ矩形波信号であり、平衡状態
で矩形波信号の平均値を零、つまり矩形波信号の正と負
の成分を時間平均で積分器2.1中で零にし、 積分器2.1の出力電圧UIを一定周波数ｆＴで零調整値に
変換し、 上記零調整値をデジタルPIあるいはPID制御器３に導入
し、この制御器３が零調整値にP,Iおよび／またはＤ係
数を乗算し、結果の和を既存の補償電圧に加算し、 デジタル信号としてのＩ値を測定電圧Umの目安として使
用する、 ことによって解決されている。
更に、上記の課題は、この発明により、下記構成要素、 −補償点１の測定電圧Umと補償電圧Ukの和を入力して積
分する第一積分器2.1, −周波数ｆｔの矩形波信号を出力するクロック発生器2.
24, −発振器2.24の出力電圧を周波数ｆＴの矩形波信号に分
周する分周器2.25, −分周器2.25の矩形波電圧URを積分して三角波電圧UDに
変換する第二積分器2.26, −第一入力端に第一積分器2.1の出力が入力し、第二入
力端に第二積分器2.26の出力電圧が入力する比較器2.2
1, −一方の入力端に発振器2.24が接続し、他方の入力端に
比較器2.21の出力端が接続するゲート回路2.22, −入力端にゲート回路2.22の出力電圧を入力して計数す
る計数器2.23, −一方の入力端に計数器2.23のデジタル出力が入力し、
他方のトリガ入力端に分周器2.25の出力電圧が入力する
制御器3, −制御器３の対応する出力端を制御入力端の各々に接続
する少なくとも２つの切換スイッチ4.2,4.3および切換
スイッチ4.2,4.3を介して基準電圧＋Uref，−Urefが印
加する少なくとも２つの抵抗R3，NXR3を備え、全ての抵
抗の共通接続端4.1を介して前記基準電圧を補償点１に
供給する調整ユニット4, で構成され、 制御器３の制御電圧に応じて切換スイッチ4.2,4.3によ
り交互に基準電圧＋Uref，−Urefを切り換えて補助補償
電圧Ug，Ufを発生し、これ等の補助補償電圧Ug，Ufが抵
抗R3，NXR3によりN:1の比で重みを付けて補償電圧UKを
形成し、測定電圧Umと補償電圧Ukの和の平均値で表され
る零信号を零にするように、制御器３が補助補償電圧
Ug，Ufを制御し、少なくとも１つの測定電圧をデジタル
値に変換する回路装置によって解決されている。
分する第一積分器2.1, −周波数ｆｔの矩形波信号を出力するクロック発生器2.
24, −発振器2.24の出力電圧を周波数ｆＴの矩形波信号に分
周する分周器2.25, −分周器2.25の矩形波電圧URを積分して三角波電圧UDに
変換する第二積分器2.26, −第一入力端に第一積分器2.1の出力が入力し、第二入
力端に第二積分器2.26の出力電圧が入力する比較器2.2
1, −一方の入力端に発振器2.24が接続し、他方の入力端に
比較器2.21の出力端が接続するゲート回路2.22, −入力端にゲート回路2.22の出力電圧を入力して計数す
る計数器2.23, −一方の入力端に計数器2.23のデジタル出力が入力し、
他方のトリガ入力端に分周器2.25の出力電圧が入力する
制御器3, −制御器３の対応する出力端を制御入力端の各々に接続
する少なくとも２つの切換スイッチ4.2,4.3および切換
スイッチ4.2,4.3を介して基準電圧＋Uref，−Urefが印
加する少なくとも２つの抵抗R3，NXR3を備え、全ての抵
抗の共通接続端4.1を介して前記基準電圧を補償点１に
供給する調整ユニット4, で構成され、 制御器３の制御電圧に応じて切換スイッチ4.2,4.3によ
り交互に基準電圧＋Uref，−Urefを切り換えて補助補償
電圧Ug，Ufを発生し、これ等の補助補償電圧Ug，Ufが抵
抗R3，NXR3によりN:1の比で重みを付けて補償電圧UKを
形成し、測定電圧Umと補償電圧Ukの和の平均値で表され
る零信号を零にするように、制御器３が補助補償電圧
Ug，Ufを制御し、少なくとも１つの測定電圧をデジタル
値に変換する回路装置によって解決されている。
この発明の他の有利な構成は、特許請求の範囲の従属請
求項に記載されている。
求項に記載されている。
以下、図面に模式的に示す実施例に基づき、この発明を
より詳しく説明する。
より詳しく説明する。
第１図で抵抗R1を介して測定電圧Umが、また抵抗R2を介
して補償電圧Ukが補償点（加算点）１に導入され、そこ
で加算され、零増幅器２中の積分器2.1の反転入力端に
入力する。補償点1,つまり積分器2.1の入力端での信号
の平均値が０でなければ、積分器2.1の出力電圧UIが変
化する。この出力電圧UIが零増幅器２のアナログ・デジ
タル変換器2.2中で対応するデジタル値に変換される。
デジタル値はデジタル動作するPIまたはPID制御回路
（以後、簡単に制御器３と呼ぶ）により検査される。制
御器３はこのデジタル値から所定のデジタル値（通常、
値０）を引算して、零調整値を形成する。制御器３はこ
の零調整値を比例（Ｐ），積分（Ｉ）および、場合によ
って、微分（Ｄ）アルゴリズムを用いて評価し、PIまた
はPIDの結果を加えて、調整ユニット４中のスイッチ4.2
と4.3のデューティ比を上記PIまたはPID値に調整する。
この場合、大きな値の調整はスイッチ4.2で、また小さ
い値の調整はスイッチ4.3で行われる。
して補償電圧Ukが補償点（加算点）１に導入され、そこ
で加算され、零増幅器２中の積分器2.1の反転入力端に
入力する。補償点1,つまり積分器2.1の入力端での信号
の平均値が０でなければ、積分器2.1の出力電圧UIが変
化する。この出力電圧UIが零増幅器２のアナログ・デジ
タル変換器2.2中で対応するデジタル値に変換される。
デジタル値はデジタル動作するPIまたはPID制御回路
（以後、簡単に制御器３と呼ぶ）により検査される。制
御器３はこのデジタル値から所定のデジタル値（通常、
値０）を引算して、零調整値を形成する。制御器３はこ
の零調整値を比例（Ｐ），積分（Ｉ）および、場合によ
って、微分（Ｄ）アルゴリズムを用いて評価し、PIまた
はPIDの結果を加えて、調整ユニット４中のスイッチ4.2
と4.3のデューティ比を上記PIまたはPID値に調整する。
この場合、大きな値の調整はスイッチ4.2で、また小さ
い値の調整はスイッチ4.3で行われる。
スイッチ4.2と4.3は一定の周波数ｆＴであるが、可変で
きるデューティ比で基準電圧−Urefと＋Urefの間を切り
換える。両方のデューティ比は、前記一定の周波数ｆＴ
の整数倍であるより高い周波数ｆｔを計数して形成され
る。
きるデューティ比で基準電圧−Urefと＋Urefの間を切り
換える。両方のデューティ比は、前記一定の周波数ｆＴ
の整数倍であるより高い周波数ｆｔを計数して形成され
る。
スイッチ4.2や4.3では、それぞれ矩形波電圧UgとUfが発
生する。それ等の電圧UgとUfの平均値は、各々のデュー
ティ比に比例するデューティ比を変えて−Urefと＋Uref
の間で調整できる。両方の電圧UgとUfは抵抗R3とＮ・R3
により比率Ｎで配分され（重みを付け）、補償電圧Ukを
形成する。その重み係数Ｎは、 Ｎ＝Ug／Uf である。例えばｆＴ＝1KHz,fｔ＝1MHz,PIまたはPIDの値
＝435,783および重み係数Ｎ＝1000で、スイッチ4.2に対
して1000:435のデューティ比となり、またスイッチ4.3
に対して1000:783のデューティ比となる。
生する。それ等の電圧UgとUfの平均値は、各々のデュー
ティ比に比例するデューティ比を変えて−Urefと＋Uref
の間で調整できる。両方の電圧UgとUfは抵抗R3とＮ・R3
により比率Ｎで配分され（重みを付け）、補償電圧Ukを
形成する。その重み係数Ｎは、 Ｎ＝Ug／Uf である。例えばｆＴ＝1KHz,fｔ＝1MHz,PIまたはPIDの値
＝435,783および重み係数Ｎ＝1000で、スイッチ4.2に対
して1000:435のデューティ比となり、またスイッチ4.3
に対して1000:783のデューティ比となる。
これ等のデューティ比は、補償点１の加算電圧の平均値
が０になるまで、再調整される。この状態で、 となる。R1とR2は既知であり、補償電圧UkはUgとUfの両
方のデューティ比で定まるから、測定電圧Umよりも高い
分解能で求めることができる。表示装置５には、制御器
３の当該積分値Ｉが測定値の目安として表示される。
が０になるまで、再調整される。この状態で、 となる。R1とR2は既知であり、補償電圧UkはUgとUfの両
方のデューティ比で定まるから、測定電圧Umよりも高い
分解能で求めることができる。表示装置５には、制御器
３の当該積分値Ｉが測定値の目安として表示される。
比例（Ｐ）成分は調整ユニット４を安定化するために必
要となる。零増幅器２中の積分器2.1と共に単に積分
（Ｉ）制御器だけを使用すると、180°の位相条件が生
じるため、不安定性が生じる。平衡制御ループが積分器
に加えて、更に遅延時間や不感時間（例えばフィルタや
制御器の計算時間）を与える他の要素と機能を有すれ
ば、この平衡制御ループを最適に調整するため、つまり
例えば周期性のない過渡特性を得るため、付加的な微分
（Ｄ）成分が安定化に必要となる。
要となる。零増幅器２中の積分器2.1と共に単に積分
（Ｉ）制御器だけを使用すると、180°の位相条件が生
じるため、不安定性が生じる。平衡制御ループが積分器
に加えて、更に遅延時間や不感時間（例えばフィルタや
制御器の計算時間）を与える他の要素と機能を有すれ
ば、この平衡制御ループを最適に調整するため、つまり
例えば周期性のない過渡特性を得るため、付加的な微分
（Ｄ）成分が安定化に必要となる。
デューティ比で可変できる二つの電圧Ug（粗調電圧）と
Uf（微調電圧）は補償電圧Ukに対して異なった重みを有
する。これ等の重みはWg：Wf＝N:1のような関係にな
る。両方の電圧UgとUfのデューティ比を、例えばT/1000
のステップで変え、重み係数をＮ＝1000に選べば、補償
電圧Ukの平均値は106のステップで、つまり非常に高い
分解能で可変できる。
Uf（微調電圧）は補償電圧Ukに対して異なった重みを有
する。これ等の重みはWg：Wf＝N:1のような関係にな
る。両方の電圧UgとUfのデューティ比を、例えばT/1000
のステップで変え、重み係数をＮ＝1000に選べば、補償
電圧Ukの平均値は106のステップで、つまり非常に高い
分解能で可変できる。
スイッチングされる矩形波電圧UgとUfのデューティ比を
計数するため、技術的に可能な高い周波数100MHzを選べ
ば、100KHzの変換速度となる。即ち、10μｓ毎に106ｄ
（ｄ＝１デジタルステップ）の分解能のデジタル値を利
用できる。従って、今までに全く知られていないアナロ
グ・デジタル変換方法によって達成される組み合わせの
分解能と変換速度が提供される。
計数するため、技術的に可能な高い周波数100MHzを選べ
ば、100KHzの変換速度となる。即ち、10μｓ毎に106ｄ
（ｄ＝１デジタルステップ）の分解能のデジタル値を利
用できる。従って、今までに全く知られていないアナロ
グ・デジタル変換方法によって達成される組み合わせの
分解能と変換速度が提供される。
変換速度を更に早くし、分解能を更に高くするには、調
整ユニットを上記の２段より更に多くする。つまり、別
々に可変できるデューティ比を有する３つまたはそれ以
上の重みを付けた矩形波電圧を使用して調整ユニットを
形成する。
整ユニットを上記の２段より更に多くする。つまり、別
々に可変できるデューティ比を有する３つまたはそれ以
上の重みを付けた矩形波電圧を使用して調整ユニットを
形成する。
この発明により平衡制御ループの分解能を実用上無制限
に高めることができる。何故なら、補償点１での測定電
圧Umと補償電圧Ukの平均値との間の最小差も積分器2.1
の出力がアナログ・デジタル変換器2.2のしきい値以下
になるまで０からゆっくりずれるからである。こうし
て、アナログ・デジタル変換器2.2が０からずれた値を
デジタル制御器３に出力し、非常に高い分解能の調整ユ
ニット４を１ステップほど再調整する。
に高めることができる。何故なら、補償点１での測定電
圧Umと補償電圧Ukの平均値との間の最小差も積分器2.1
の出力がアナログ・デジタル変換器2.2のしきい値以下
になるまで０からゆっくりずれるからである。こうし
て、アナログ・デジタル変換器2.2が０からずれた値を
デジタル制御器３に出力し、非常に高い分解能の調整ユ
ニット４を１ステップほど再調整する。
変動成分の大きい測定電圧を時として調べる必要があれ
ば、分解能を下げて測定電圧の帯域幅を拡げるため、制
御器３のPIまたはPID係数を大きくすることもできる。
制御器３をＰまたはPD動作モードに切り換え、デジタル
測定値としてＰ値を使用すると、信号の最大帯域幅が得
られる。もちろん、そのとき分解能は大幅に低下し、ア
ナログ・デジタル変換器2.2の分解能より原理的に大き
くならない。
ば、分解能を下げて測定電圧の帯域幅を拡げるため、制
御器３のPIまたはPID係数を大きくすることもできる。
制御器３をＰまたはPD動作モードに切り換え、デジタル
測定値としてＰ値を使用すると、信号の最大帯域幅が得
られる。もちろん、そのとき分解能は大幅に低下し、ア
ナログ・デジタル変換器2.2の分解能より原理的に大き
くならない。
アナログ・デジタル変換器2.2のデジタル値に応じて制
御器３のPID係数を自動的に可変すると、これは非線形
制御となり、この制御により一方で測定電圧の変化がゆ
っくりから中位の場合、極度に高い分解能と一定の高測
定速度の測定値を求めることができ、他方で測定電圧の
変化が非常に早かったり急激に変化する場合、分解能を
低下させて測定電圧に非常に早く追従できる。
御器３のPID係数を自動的に可変すると、これは非線形
制御となり、この制御により一方で測定電圧の変化がゆ
っくりから中位の場合、極度に高い分解能と一定の高測
定速度の測定値を求めることができ、他方で測定電圧の
変化が非常に早かったり急激に変化する場合、分解能を
低下させて測定電圧に非常に早く追従できる。
従って、この発明は制御器３の制御特性を変えるだけ
で、高周波成分を有する信号を測定したり、単調な変化
をしたり準安定な信号を測定するような、種々の測定課
題に対して最適に適合させることができる。アナログ・
デジタル変換器2.2にはただ僅かな精度しか必要でな
い。その理由は、アナログ・デジタル変換器2.2が平衡
制御ループの中にあり、制御器３が動作モードPIまたは
PIDである時、平衡状態で常時零値しか出力する必要が
なく、その零点誤差や感度誤差も測定値に影響を与えな
いからである。それ故、最も単純な場合、アナログ・デ
ジタル変換器2.2に対して３つの出力状態0,＞0,＜０で
充分である。しかし、アナログ・デジタル変換器2.2が
最高の分解能でデジタル値を出力すると、制御技術上よ
り有利である。
で、高周波成分を有する信号を測定したり、単調な変化
をしたり準安定な信号を測定するような、種々の測定課
題に対して最適に適合させることができる。アナログ・
デジタル変換器2.2にはただ僅かな精度しか必要でな
い。その理由は、アナログ・デジタル変換器2.2が平衡
制御ループの中にあり、制御器３が動作モードPIまたは
PIDである時、平衡状態で常時零値しか出力する必要が
なく、その零点誤差や感度誤差も測定値に影響を与えな
いからである。それ故、最も単純な場合、アナログ・デ
ジタル変換器2.2に対して３つの出力状態0,＞0,＜０で
充分である。しかし、アナログ・デジタル変換器2.2が
最高の分解能でデジタル値を出力すると、制御技術上よ
り有利である。
第２図には、第１図のアナログ・デジタル変換器2.2の
極めて単純な構成が示してある。この動作を第３図に基
づき以下に説明する。
極めて単純な構成が示してある。この動作を第３図に基
づき以下に説明する。
信号レベルに変化があるが、短時間でほぼ一定と見なせ
る電圧UIを比較器2.21の一方の入力端に導入し、他方の
入力端には三角波電圧UDを入力する。比較器2.21は出力
端に矩形波電圧UGを出力する。この電圧の周波数は一定
で三角波電圧UDの周波数に等しい。しかし、矩形波電圧
のデューティ比は電圧UIと共に直線的に変わる。UGのデ
ューティ比を計数して、電圧UIのデジタル測定値を求め
ることができる。このため、UGの正電圧レベルがゲート
回路2.22を制御し、その期間中周波数ｆｔを有するクロ
ック発生器2.24の計数パルスを計数器2.23に通す。三角
波電圧の周波数に対して前記の具体例に合わせて100KHz
の測定周波数を採用し、クロック周波数ｆｔに対して10
0MHzのクロックを採用すると、計数器2.23から10μｓ毎
に±500dの間の範囲のデジタル値を読み取ることができ
る。この場合、最高追従速度は50x106d/sとなる。従っ
て106ｄの全変換範囲は最低20msで走査される。しか
し、制御器３が線形作用しないなら、この時間はもっと
著しく低減される。
る電圧UIを比較器2.21の一方の入力端に導入し、他方の
入力端には三角波電圧UDを入力する。比較器2.21は出力
端に矩形波電圧UGを出力する。この電圧の周波数は一定
で三角波電圧UDの周波数に等しい。しかし、矩形波電圧
のデューティ比は電圧UIと共に直線的に変わる。UGのデ
ューティ比を計数して、電圧UIのデジタル測定値を求め
ることができる。このため、UGの正電圧レベルがゲート
回路2.22を制御し、その期間中周波数ｆｔを有するクロ
ック発生器2.24の計数パルスを計数器2.23に通す。三角
波電圧の周波数に対して前記の具体例に合わせて100KHz
の測定周波数を採用し、クロック周波数ｆｔに対して10
0MHzのクロックを採用すると、計数器2.23から10μｓ毎
に±500dの間の範囲のデジタル値を読み取ることができ
る。この場合、最高追従速度は50x106d/sとなる。従っ
て106ｄの全変換範囲は最低20msで走査される。しか
し、制御器３が線形作用しないなら、この時間はもっと
著しく低減される。
第４図では、第１図および第２図に対応させて、同じ部
品に同じ記号が付けてある。更に、第４図の実施例は分
周器2.25,積分器2.26,低域フィルタ2.3を保有し、前記
積分器2.26は矩形波電圧URを三角波電圧UDに変換し、多
くの場合、一個のRC素子で置換できる。
品に同じ記号が付けてある。更に、第４図の実施例は分
周器2.25,積分器2.26,低域フィルタ2.3を保有し、前記
積分器2.26は矩形波電圧URを三角波電圧UDに変換し、多
くの場合、一個のRC素子で置換できる。
分周器2.25はクロック周波数ｆｔを整数で（例えば、上
の例で1000:1の比で）周波数ｆＴとパルス期間Ｔを有す
る矩形波電圧URに分周する。矩形波電圧URは一方で積分
器2.26に導入されて三角波電圧UDを形成し、他方でURの
正の立ち上がりエッジが制御器３に入力してこれに基づ
き周波数ｆｔで計数器2.23の計数状況を読み取る。スイ
ッチ4.2と4.3の開閉電圧を発生する。
の例で1000:1の比で）周波数ｆＴとパルス期間Ｔを有す
る矩形波電圧URに分周する。矩形波電圧URは一方で積分
器2.26に導入されて三角波電圧UDを形成し、他方でURの
正の立ち上がりエッジが制御器３に入力してこれに基づ
き周波数ｆｔで計数器2.23の計数状況を読み取る。スイ
ッチ4.2と4.3の開閉電圧を発生する。
低域フィルタ2.3は、第４図にただ破線で示してある
が、その理由は、この使用が必ずしも必要でないからで
ある。低域フィルタ2.3は零増幅器２の積分器2.1に加え
て、零信号の動的成分を減衰させる。従って、低域フィ
ルタ2.3を使用すると、積分器2.1の時定数を更に短く選
ぶことができる。しかし、低域フィルタ2.3は全回路の
平衡時間を最も短くするように最適化する必要がある。
が、その理由は、この使用が必ずしも必要でないからで
ある。低域フィルタ2.3は零増幅器２の積分器2.1に加え
て、零信号の動的成分を減衰させる。従って、低域フィ
ルタ2.3を使用すると、積分器2.1の時定数を更に短く選
ぶことができる。しかし、低域フィルタ2.3は全回路の
平衡時間を最も短くするように最適化する必要がある。
第１図、この発明の方法を実施する回路装置の原理回路
図、 第２図、第１図のアナログ・デジタル変換器の特に簡単
な構成を示す回路図、 第３図、第２図のアナログ・デジタル変換器の電圧変化
を示すグラフ、 第４図、第１図の回路をより詳しく示した回路図。 図中参照符号： １……補償点 ２……零増幅器 ３……制御器 ４……調整ユニット ５……表示装置 2.1……第一積分器 2.2……アナログ・デジタル変換器 2.21……比較器 2.22……ゲート回路（アンドゲート） 2.23……計数器 2.24……クロック発生器 2.25……分周器 2.26……第二積分器
図、 第２図、第１図のアナログ・デジタル変換器の特に簡単
な構成を示す回路図、 第３図、第２図のアナログ・デジタル変換器の電圧変化
を示すグラフ、 第４図、第１図の回路をより詳しく示した回路図。 図中参照符号： １……補償点 ２……零増幅器 ３……制御器 ４……調整ユニット ５……表示装置 2.1……第一積分器 2.2……アナログ・デジタル変換器 2.21……比較器 2.22……ゲート回路（アンドゲート） 2.23……計数器 2.24……クロック発生器 2.25……分周器 2.26……第二積分器
Claims (5)
- 【請求項１】測定電圧（Um）に補償電圧（UK）を加算
し、平衡状態で測定電圧と補償電圧の和の平均値である
零信号を零にし、補償電圧を重みを付けた互いに異なる
少なくとも２つの補助補償電圧（Ug，Uf）で形成し、こ
れ等の補助補償電圧が一定周波数で互いに無関係に調整
できるデューティ比を有する矩形波信号であり、零信号
が零からずれている場合、零信号が再び零になるよう
に、前記補助補償電圧のデューティ比を変える、少なく
とも１つの測定電圧をデジタル値に変換する方法におい
て、 測定電圧（Um）が一定の場合、零信号が補助補償電圧
（Ug，Uf）の加算信号の形にしたほぼ矩形波信号であ
り、平衡状態で矩形波信号の平均値を零、つまり矩形波
信号の正と負の成分を時間平均で積分器（2.1）中で零
にし、 積分器（2.1）の出力電圧（UI）を一定周波数ｆＴで零
調整値に変換し、 上記零調整値をデジタルPIあるいはPID制御器（３）に
導入し、この制御器（３）が零調整値にP,Iおよび／ま
たはＤ係数を乗算し、結果の和を既存の補償電圧に加算
し、 デジタル信号としてのＩ値を測定電圧（Um）の目安とし
て使用する、ことを特徴とする方法。 - 【請求項２】制御器（３）のPIまたはPID係数を変更し
て、必要な分解能に応じて、最も短い応答時間と最も広
い信号帯域幅を得ることを特徴とする特許請求の範囲第
１項に記載の方法。 - 【請求項３】制御器（３）は非線形動作し、制御器
（３）のPIまたはPID係数を制御値に連動させて可変
し、制御器（３）が低分解能で測定電圧の早い変化によ
り早い速度で追従し、測定電圧のより遅い変化にそれに
応じてより高い分解能で追従することを特徴とする特許
請求の範囲第１項または第２項に記載の方法。 - 【請求項４】測定電圧の最も広い帯域幅を得るため、制
御器（３）はPIまたはPID特性をＰまたはPD特性に切り
換え、積分値の代わりに、制御器（３）の比例値を測定
値として使用することを特徴とする特許請求の範囲第１
項に記載の方法。 - 【請求項５】下記構成要素、 −補償点（１）の測定電圧（Um）と補償電圧（Uk）の和
を入力して積分する第一積分器（2.1）， −周波数ｆｔの矩形波信号を出力するクロック発生器
（2.24）， −発振器（2.24）の出力電圧を周波数ｆＴの矩形波信号
に分周する分周器（2.25）， −分周器（2.25）の矩形波電圧（UR）を積分して三角波
電圧（UD）に変換する第二積分器（2.26）， −第一入力端に第一積分器（2.1）の出力が入力し、第
二入力端に第二積分器（2.26）の出力電圧が入力する比
較器（2.21）， −一方の入力端に発振器（2.24）が接続し、他方の入力
端に比較器（2.21）の出力端が接続するゲート回路（2.
22）， −入力端にゲート回路（2.22）の出力電圧を入力して計
数する計数器（2.23）， −一方の入力端に計数器（2.23）のデジタル出力が入力
し、他方のトリガ入力端に分周器（2.25）の出力電圧が
入力する制御器（３）， −制御器（３）の対応する出力端を制御入力端の各々に
接続する少なくとも２つの切換スイッチ（4.2,4.3）お
よび切換スイッチ（4.2,4.3）を介して基準電圧（＋U
ref，−Uref）が印加する少なくとも２つの抵抗（R3，N
XR3）を備え、全ての抵抗の共通接続端（4.1）を介して
前記基準電圧を補償点（１）に供給する調整ユニット
（４）， で構成された、少なくとも１つの測定電圧をデジタル値
に変換する回路装置において、 制御器（３）の制御電圧に応じて切換スイッチ（4.2,4.
3）により交互に基準電圧（＋Uref，−Uref）を切り換
えて補助補償電圧（Ug，Uf）を発生し、これ等の補助補
償電圧（Ug，Uf）が抵抗（R3，NXR3）によりN:1の比で
重みを付けて補償電圧（UK）を形成し、測定電圧（Um）
と補償電圧（Uk）の和の平均値で表される零信号を零に
するように、制御器（３）が補助補償電圧（Ug，Uf）を
制御することを特徴とする回路装置。
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