JPH01143968A - ベクトル電流計 - Google Patents
ベクトル電流計Info
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- JPH01143968A JPH01143968A JP62302927A JP30292787A JPH01143968A JP H01143968 A JPH01143968 A JP H01143968A JP 62302927 A JP62302927 A JP 62302927A JP 30292787 A JP30292787 A JP 30292787A JP H01143968 A JPH01143968 A JP H01143968A
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Classifications
-
- G—PHYSICS
- G01—MEASURING; TESTING
- G01R—MEASURING ELECTRIC VARIABLES; MEASURING MAGNETIC VARIABLES
- G01R27/00—Arrangements for measuring resistance, reactance, impedance, or electric characteristics derived therefrom
- G01R27/02—Measuring real or complex resistance, reactance, impedance, or other two-pole characteristics derived therefrom, e.g. time constant
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔発明の技術分野〕
本発明は広帯域、高感度ベクトル電流計に関する。本発
明のベクトル電流計は、広帯域、高感度の電圧計やイン
ピーダンス計としても応用される。
明のベクトル電流計は、広帯域、高感度の電圧計やイン
ピーダンス計としても応用される。
本明細書におけるベクトル電流計とはある電流を同一周
波数の電流あるいは電圧に対する比とじて出力する測定
器である。
波数の電流あるいは電圧に対する比とじて出力する測定
器である。
広帯域、高感度ベクトル電流計の用途は多岐に渉る。入
力端子に抵抗を接続して電圧・電流ｆ変換すれば、その
抵抗の値を知って入力電圧を測定できる。
力端子に抵抗を接続して電圧・電流ｆ変換すれば、その
抵抗の値を知って入力電圧を測定できる。
また、横河・ヒユーレット・パッカード株式会社から市
販されているＨＰ４２７４Ａ：マルチ・フリケンシＬＣ
Ｒメータなどの電子素子測定器の広帯域ハーフ・ブリフ
ジ回路の主要部などとしても用いられている。第５図は
その広帯域ハーフ・ブリッジ回路を用いたインピーダン
ス測定器としてのベクトル電流計である。
販されているＨＰ４２７４Ａ：マルチ・フリケンシＬＣ
Ｒメータなどの電子素子測定器の広帯域ハーフ・ブリフ
ジ回路の主要部などとしても用いられている。第５図は
その広帯域ハーフ・ブリッジ回路を用いたインピーダン
ス測定器としてのベクトル電流計である。
第５図において、交流信号源ｌで発生された交流信号は
、信号源抵抗２を介して、３つの成分に分流される。第
１の分流された成分は第１径路４を介してベクトル電圧
止針１７へ導入され、第２の成分は被測定素子３ （Ｄ
ＵＴ３と呼称する）を介して増幅器７の反転入力端子に
導入され、第３の成分は径路５を介して信号分配回路９
に導入される。
、信号源抵抗２を介して、３つの成分に分流される。第
１の分流された成分は第１径路４を介してベクトル電圧
止針１７へ導入され、第２の成分は被測定素子３ （Ｄ
ＵＴ３と呼称する）を介して増幅器７の反転入力端子に
導入され、第３の成分は径路５を介して信号分配回路９
に導入される。
増幅器７と帰還抵抗８は電流・電圧変換回路を構成して
おり、ＤＵＴ３と基準抵抗６を介して入力される電流を
電圧に変換して位相検波器１０．１１のそれぞれの一方
の端子に入力する。位相検波器１０、１１のそれぞれの
他方の入力端子は信号分配器９から出力され互いは９０
’位相の異る前記交流信号と同一周波数の駆動信号によ
り励振される。
おり、ＤＵＴ３と基準抵抗６を介して入力される電流を
電圧に変換して位相検波器１０．１１のそれぞれの一方
の端子に入力する。位相検波器１０、１１のそれぞれの
他方の入力端子は信号分配器９から出力され互いは９０
’位相の異る前記交流信号と同一周波数の駆動信号によ
り励振される。
位相検波器１０．１１の出力はそれぞれ積分器１２゜１
３により平滑増幅され、それぞれ変調器１４．１５の一
方の端子に導入され、位相検波器１０．１１に入力され
た互いに９０°位相の異る信号を変調して加算器１６に
入力せしめる。加算器１６の出力は基準抵抗６を介して
増幅器７の反転入力端子に入力される。
３により平滑増幅され、それぞれ変調器１４．１５の一
方の端子に導入され、位相検波器１０．１１に入力され
た互いに９０°位相の異る信号を変調して加算器１６に
入力せしめる。加算器１６の出力は基準抵抗６を介して
増幅器７の反転入力端子に入力される。
ＤＵＴ３を流れる電流は全て基準抵抗６を通るように構
成されており、増幅器７の反転入力端子は仮想接地点と
なる。ベクトル電圧比針１７は、加算器１６の出力と径
路４を介してＤＵＴ３の駆動交流電圧を人力し、後者に
対する前者のベクトル比を計算する。ベクトル電圧比の
計算は前ｉ２７４Ａ等で広〈実施されており周知の技術
であるから、説明を省略する。なお、ベクトル比は２人
力の振幅比と位相差によって表わされることは言うまで
もない。
成されており、増幅器７の反転入力端子は仮想接地点と
なる。ベクトル電圧比針１７は、加算器１６の出力と径
路４を介してＤＵＴ３の駆動交流電圧を人力し、後者に
対する前者のベクトル比を計算する。ベクトル電圧比の
計算は前ｉ２７４Ａ等で広〈実施されており周知の技術
であるから、説明を省略する。なお、ベクトル比は２人
力の振幅比と位相差によって表わされることは言うまで
もない。
ＤｔＪＴ３の駆動交流電圧を■３．加算器１６の出力交
流電圧を■、とすると、ＤＵＴ、のインピーダンスＺは
、基準抵抗６の抵抗値Ｒ６をバラメークとして、次のよ
うに求められる。
流電圧を■、とすると、ＤＵＴ、のインピーダンスＺは
、基準抵抗６の抵抗値Ｒ６をバラメークとして、次のよ
うに求められる。
上記の式において〔〕内がベクトル電圧比を表す。同様
にして、ＤＵＴ３を流れる電流Ｉ、を■３に対するベク
トル比で表せば、 ・・・・・−・−−−−（式２）。
にして、ＤＵＴ３を流れる電流Ｉ、を■３に対するベク
トル比で表せば、 ・・・・・−・−−−−（式２）。
一般に、Ｖ３＋Ｖｌ＆は信号分配器９からの第３人力■
、に対するベクトル電圧比としてそれぞれが求められ、
しかる後■３とＶ１６のベクトル電圧比がそれらから求
められる。（式２）の場合は、ベクトル電流はアドミタ
ンスである。
、に対するベクトル電圧比としてそれぞれが求められ、
しかる後■３とＶ１６のベクトル電圧比がそれらから求
められる。（式２）の場合は、ベクトル電流はアドミタ
ンスである。
以上のような従来技術には、下記のような欠点がある。
（１） ベクトル電圧比針が必要であって、コスト。
スペースが必要となる。
（２）第５図のベクトル電圧比針を除くブリ・ノジ部が
安定した後にベクトル電圧比の計算を開始するので、測
定時間が長くなる。
安定した後にベクトル電圧比の計算を開始するので、測
定時間が長くなる。
（３）高周波におけるブリフジ部の安定性の確保が困難
である。
である。
従って本発明の目的は、デジタル信号処理装置（ＤＳＰ
）を用いることにより、ベクトル電圧比針が不要で、小
型、高速で廉価なベクトル電流計を提供し、上記の欠点
を解消することにある。
）を用いることにより、ベクトル電圧比針が不要で、小
型、高速で廉価なベクトル電流計を提供し、上記の欠点
を解消することにある。
本発明の一実施例によれば、（一般にはＩＣ化された）
デジタル信号処理装置ｔ（ＤＳＰ）が、ブリ・７ジ部の
順方向増幅路に設けられる。ＤＳＰはマイクロプロセッ
サにより制御されており、ブリッジ部の校正係数と動作
の安定化に必要ないくつかのパラメータが与えられてい
る。
デジタル信号処理装置ｔ（ＤＳＰ）が、ブリ・７ジ部の
順方向増幅路に設けられる。ＤＳＰはマイクロプロセッ
サにより制御されており、ブリッジ部の校正係数と動作
の安定化に必要ないくつかのパラメータが与えられてい
る。
ＤＳＰはブリフジの平衡時の内部状態変数をマイクロプ
ロセッサに与えることにより、求めるＺや１／Ｚを計算
することができる。マイクロプロセッサ内蔵のＤＳＰで
はその計算もＤＳＰ内で行うことができる。
ロセッサに与えることにより、求めるＺや１／Ｚを計算
することができる。マイクロプロセッサ内蔵のＤＳＰで
はその計算もＤＳＰ内で行うことができる。
第１図と第２図は本発明の第１．第２の一実施例のブロ
ック図であり、第３図はそれらのシステム・モデルであ
り、第４図はより一般的な第３の実施例のシステム・モ
デルである。第１図から第５図を通して、同等の機能と
同等の性能を有する部分には同一の参照番号を付しであ
る。
ック図であり、第３図はそれらのシステム・モデルであ
り、第４図はより一般的な第３の実施例のシステム・モ
デルである。第１図から第５図を通して、同等の機能と
同等の性能を有する部分には同一の参照番号を付しであ
る。
第１図において、増幅ａ７の出力はアナログ・デジタル
変換器（ＡＤＣ）２１によりデジタル信号に変換されて
ＤＳＰ２３に入力される。ＤＳＰ２３の内部はデジタル
位相検波器Ｐｌ＋ＰＺ＋アナログ積分器をシミュレート
するデジタル積分器としての累算器Ｓ ｌ ＋ ３２＋
増幅度を与える利得調整器Ｋ ＋ 、Ｋ ｚから構成さ
れている。ＤＳＰ２３の利得調整ＫＩ＋Ｋｔの出力はそ
れぞれ４象限乗算形デジタル・アナログ変換器（ＭＤＡ
Ｃ）２４．２５にそれぞれ入力される。ＭＤＡＣ２５，
２４には、ＤＵＴ３の駆動交流電圧とその９０°移相し
た信号電圧も入力されており、Ｍ Ｄ Ａ Ｃ２４，２
５の出力は加算器１６で加算される。９０″移相器２６
は入力信号位相を９０″′推移させてＭＤＡＣ２４に入
力する。
変換器（ＡＤＣ）２１によりデジタル信号に変換されて
ＤＳＰ２３に入力される。ＤＳＰ２３の内部はデジタル
位相検波器Ｐｌ＋ＰＺ＋アナログ積分器をシミュレート
するデジタル積分器としての累算器Ｓ ｌ ＋ ３２＋
増幅度を与える利得調整器Ｋ ＋ 、Ｋ ｚから構成さ
れている。ＤＳＰ２３の利得調整ＫＩ＋Ｋｔの出力はそ
れぞれ４象限乗算形デジタル・アナログ変換器（ＭＤＡ
Ｃ）２４．２５にそれぞれ入力される。ＭＤＡＣ２５，
２４には、ＤＵＴ３の駆動交流電圧とその９０°移相し
た信号電圧も入力されており、Ｍ Ｄ Ａ Ｃ２４，２
５の出力は加算器１６で加算される。９０″移相器２６
は入力信号位相を９０″′推移させてＭＤＡＣ２４に入
力する。
また、デジタル位相検波器Ｐｔ、 Ｐｇには、ＤＳＰ２
３内部で発生された（あるいは外部より受信した）デジ
タル正弦波（ＳＩＮ）、デジタル余弦波（ＣＯ３）が入
力され、ＡＤＣ２１の出力との乗算が行われる。
３内部で発生された（あるいは外部より受信した）デジ
タル正弦波（ＳＩＮ）、デジタル余弦波（ＣＯ３）が入
力され、ＡＤＣ２１の出力との乗算が行われる。
本ベクトル電流計に必要なタイミング信号は、タイミン
グ発生器２２から駆動電圧Ｖ、に同期して出力され、そ
れを必要とするデジタル素子、デジタル・アナログ混在
素子に分配される。
グ発生器２２から駆動電圧Ｖ、に同期して出力され、そ
れを必要とするデジタル素子、デジタル・アナログ混在
素子に分配される。
ＡＤＣ２１の変換レートは入力信号のナイキスト・レー
トより十分大きなオーバーサンプリングを行うのが好ま
しい。第２図の回路ではタイミング発生器２２と同等な
タイミング発生器３２のタイミングに従うＤＳＰ３３の
内部に復調用のデジタル変調器Ｍ、、 Ｍ、？”デジタ
ル加算器Ａが設けられ、その出力はデジタル・アナログ
変換器（ＤＡＣ）３５において基準直流電圧ＶＲに比例
した交流出力に変換される。ＤＳＰ３３の内部構成はＤ
ＳＰ３３が行う処理のアルゴリズムを等価的に示したも
のであり、図示の方法が唯一でないことは勿論である。
トより十分大きなオーバーサンプリングを行うのが好ま
しい。第２図の回路ではタイミング発生器２２と同等な
タイミング発生器３２のタイミングに従うＤＳＰ３３の
内部に復調用のデジタル変調器Ｍ、、 Ｍ、？”デジタ
ル加算器Ａが設けられ、その出力はデジタル・アナログ
変換器（ＤＡＣ）３５において基準直流電圧ＶＲに比例
した交流出力に変換される。ＤＳＰ３３の内部構成はＤ
ＳＰ３３が行う処理のアルゴリズムを等価的に示したも
のであり、図示の方法が唯一でないことは勿論である。
また順方向増幅を行う場合に位相調整を行うときは、図
示しないが、Ｓｔ、 Ｓ２の出力からに、、 Ｋ、の出
力への径路が追加して設けられる。その径路において、
信号には係数が乗ぜられるが、その処理はに、、 Ｋ！
におけると同様である。
示しないが、Ｓｔ、 Ｓ２の出力からに、、 Ｋ、の出
力への径路が追加して設けられる。その径路において、
信号には係数が乗ぜられるが、その処理はに、、 Ｋ！
におけると同様である。
第１図の第１の実施例と第２図の第２の実施例の長所欠
点は以下の通りである。
点は以下の通りである。
第１の実施例では、信号源１の出力レベル変動に抱わら
ずベクトル電流比が求められる。それは、ｖ３が変化す
るとＭＤＡＣ２４，２５への入力も比例して変化するた
めである。又Ｍ Ｄ Ａ Ｃ２４，２５の動作も信号振
幅の調整であり、交流駆動電圧と同じ周波数の信号の瞬
時値に応答する必要はない。しかしながら２個のＭＤＡ
Ｃが必要である。
ずベクトル電流比が求められる。それは、ｖ３が変化す
るとＭＤＡＣ２４，２５への入力も比例して変化するた
めである。又Ｍ Ｄ Ａ Ｃ２４，２５の動作も信号振
幅の調整であり、交流駆動電圧と同じ周波数の信号の瞬
時値に応答する必要はない。しかしながら２個のＭＤＡ
Ｃが必要である。
一方、第２の実施例では、信号源ｌの出力レベル変動が
直接誤差を与えるので、頻繁に校正を行う必要がある。
直接誤差を与えるので、頻繁に校正を行う必要がある。
また、ＤＡＣ３５も交流の瞬時値に応答する必要があり
高速でなければならないが、ＤＡＣ３５１個あればよい
。
高速でなければならないが、ＤＡＣ３５１個あればよい
。
第３図は第１．第２の実施例のシステム・モデルである
。周知のＺ変換を用いることにより、下記の方程式群を
得ることができる。第３図の（）内の参照番号は第１図
の参照番号と各作要素の対応関係を示している。
。周知のＺ変換を用いることにより、下記の方程式群を
得ることができる。第３図の（）内の参照番号は第１図
の参照番号と各作要素の対応関係を示している。
入力電流Ｕ（ｉ）、累算器出力χ（ｉ）、χ （ｉ＋１
）は直交成分を要素とする２行１列のベクトルでありシ
ステムの状態変数となる。各作用素は２×２行列で各行
列が図示されている。
）は直交成分を要素とする２行１列のベクトルでありシ
ステムの状態変数となる。各作用素は２×２行列で各行
列が図示されている。
ｉ、ｉ＋１はひきつづく離散時刻を表わしている。Ｚ−
１は遅延を示す。時刻ｔ＋１におけ累算器出力χ（ｉ＋
１）は時刻ｉのＵ（ｉ）とχ（ｉ）から次のように与え
られる。
１は遅延を示す。時刻ｔ＋１におけ累算器出力χ（ｉ＋
１）は時刻ｉのＵ（ｉ）とχ（ｉ）から次のように与え
られる。
χ Ｎ ＋ １）＝Ａ（ｉ） χ（ｉ） ＋Ｂ（ｉ
） Ｕ（ｉ）□ （式３） ％式％ 但し、■は単位行列、Ｗは２π／ｎで、ｎは駆動電圧周
波数１周期内のサンプル数（離散時刻数）で、θ６．θ
、は位相パラメータである。
） Ｕ（ｉ）□ （式３） ％式％ 但し、■は単位行列、Ｗは２π／ｎで、ｎは駆動電圧周
波数１周期内のサンプル数（離散時刻数）で、θ６．θ
、は位相パラメータである。
金側定電流のサンプル値１ｉ（ｉ）はＵ（ｉ）から次の
ように表わされる。
ように表わされる。
ｒ、（ｉ） ＝Ｕｃ （ｉ）ｃｏｓωｏｉ＋Ｕｓ （ｉ
）ｓｉｎωｏｉここでは狭帯域電流を考えているので、
Ｕ （ｉ）は十分ゆっくり変化するものとします。ｉ＝
ｏにおいてステップ人力Ｕ（ｉ）が入力したとき交流−
周期分の漸化式は、Ｕ（ｉ）を一定として次のようにな
る。
）ｓｉｎωｏｉここでは狭帯域電流を考えているので、
Ｕ （ｉ）は十分ゆっくり変化するものとします。ｉ＝
ｏにおいてステップ人力Ｕ（ｉ）が入力したとき交流−
周期分の漸化式は、Ｕ（ｉ）を一定として次のようにな
る。
Ｚ （ｎ） ＝Ａ（ｎ−１）Ａ（ｎ−２） −−−−
Ａ（１）Ａ（０） Ｚ （０）＋Ａ（ｎ−１）Ａ（ｎ−
２） −−−−Ａ（１）Ｂ（０）Ｕ（０）＋ ４−Ａ （ｎ−１） Ｂ （ｎ−２） Ｕ （ｎ−２）
＋ Ｂ （ｎ−１） Ｕ （ｎ−１） 従って、１周朋単位の状態方程式は、 １１３＝ （Ｘ−１）（Ｙ、ＦＭＫ）−’。
Ａ（１）Ａ（０） Ｚ （０）＋Ａ（ｎ−１）Ａ（ｎ−
２） −−−−Ａ（１）Ｂ（０）Ｕ（０）＋ ４−Ａ （ｎ−１） Ｂ （ｎ−２） Ｕ （ｎ−２）
＋ Ｂ （ｎ−１） Ｕ （ｎ−１） 従って、１周朋単位の状態方程式は、 １１３＝ （Ｘ−１）（Ｙ、ＦＭＫ）−’。
交流駆動電圧の周期を単位に時間を刻時すれば、周期番
号をｋとし、 χ（ｋ＋１）＝へχ（ｋ） ＋ ＩＩ Ｕ （ｋ） −
（式５）％式％ λの固有値を０にできれば有限整定応答がなされる。人
をどのように選ぶかは設計の問題であるが、その理論は
周知である。人を適正に選べば、ステップ応答の最終値
χ（ｏｏ、） ＝χ（ｋ＋１）＝χ（ｋ）は、 （式４
）、 （式５）から次式のように求められる。
号をｋとし、 χ（ｋ＋１）＝へχ（ｋ） ＋ ＩＩ Ｕ （ｋ） −
（式５）％式％ λの固有値を０にできれば有限整定応答がなされる。人
をどのように選ぶかは設計の問題であるが、その理論は
周知である。人を適正に選べば、ステップ応答の最終値
χ（ｏｏ、） ＝χ（ｋ＋１）＝χ（ｋ）は、 （式４
）、 （式５）から次式のように求められる。
χ（ｏｏ）＝−（Ｙ、ＦＭＫ）−’Ｕ（ｏｏ）従って、
Ｕ（”）＝ −（Ｙ、ＦＭＫ）Ｚ（００）−（式６）。
オフセットε。（２行１列のベクトル）が（位相検波器
の信号もれ等で）存在するときは、Ｕ（ｏｏ）＝−（Ｙ
、ＦＭＫ）χ（ｏｏ）＋ ｔ。
の信号もれ等で）存在するときは、Ｕ（ｏｏ）＝−（Ｙ
、ＦＭＫ）χ（ｏｏ）＋ ｔ。
□（式７）
（式７）からＹ、ＦＭＫとε。が校正されていれば、χ
（ｏｏ）からＵ（ｏｏ）が求められる。
（ｏｏ）からＵ（ｏｏ）が求められる。
校正はＵ（”）ｏ＝０．Ｕ（Ｏｏ）＝ ［Ｕｃ、Ｏ］
ｔ。
ｔ。
Ｕ（ｏｏ）２＝［０，Ｕ３］Ｔを用イテ行ワレル（Ｔは
行列の転置を示す。） Ｕ（ｏｏ）。はＤＵＴ３を開放とし、Ｕ（ｏｏ）、とＵ
（ｏｏ）ｚは抵抗標準と容量標準で与えられる。
行列の転置を示す。） Ｕ（ｏｏ）。はＤＵＴ３を開放とし、Ｕ（ｏｏ）、とＵ
（ｏｏ）ｚは抵抗標準と容量標準で与えられる。
なおりＵＴ３を単に開放するだけでなく、増幅器７の入
力端子部分をシールドする必要があろう。
力端子部分をシールドする必要があろう。
上記の例では、ＤＳＰは位相検波後に単に累算と利得付
加のみ行っているが、ＡＤＣ入力にアンチエリアシング
・フィルタ挿入時の動的補償や、高周波位相推移の補償
などを行うアルゴリズムのインプリメントも容易に行な
える。又ＡＤＣの前にヘテロゲイン回路を設けて、ＡＤ
Ｃ入力周波数を低下させるなどの変形はアナログ系のば
あいと同様である。
加のみ行っているが、ＡＤＣ入力にアンチエリアシング
・フィルタ挿入時の動的補償や、高周波位相推移の補償
などを行うアルゴリズムのインプリメントも容易に行な
える。又ＡＤＣの前にヘテロゲイン回路を設けて、ＡＤ
Ｃ入力周波数を低下させるなどの変形はアナログ系のば
あいと同様である。
第４図は第２図のＤＳＰ３３を２次の巡回フィルタアル
ゴリズムで実現したもののモデルである。
ゴリズムで実現したもののモデルである。
第３図の場合と異なり、状態変数χ（ｉ）やＵ（ｉ）。
Ｗ（ｉ）はＤＵＴの駆動交流電圧と同一周波数の信号正
弦波の瞬時値のサンプル値である。第４図においてＷ（
ｉ）はＡＤＣ出力がＤＳＰ３３でサンプルされるときの
遅れを表わすために用いられる。以下にＺ変換を用いて
伝達関数を求める。
弦波の瞬時値のサンプル値である。第４図においてＷ（
ｉ）はＡＤＣ出力がＤＳＰ３３でサンプルされるときの
遅れを表わすために用いられる。以下にＺ変換を用いて
伝達関数を求める。
［ｏ］
Ｕ（Ｚ） Ｚ（Ｚ２＋ｏｔＺ＋β）＋に、Ｚ＋
に２内部モデル条件（定常エラー〇となる条件）α＝−
２Ｃ０３（（ＩＪ ＯＴ） 、β＝１を課せば、Ｋ＋、
Ｋｚはつぎのように求めることができる。まず望ましい
共役複素極λ１．λ２を と選べば、 となり結果として、実極λ３は、 λ３ ＝２（１−ｒ）ｃｏｓωｏＴ −（式１３
）ベクトル電流計が安定であるためには１λ３１く１で
なければならないから、ω。Ｔが十分小さい（サンプル
間隔が短い）ときはｃｏｓω。Ｔｚｌとなり・ ０．５〈γ〈１ （式１４）％式
％ 定常状態ではＵ （ｉ） ＝ Ｙ （ｉ）となる。
に２内部モデル条件（定常エラー〇となる条件）α＝−
２Ｃ０３（（ＩＪ ＯＴ） 、β＝１を課せば、Ｋ＋、
Ｋｚはつぎのように求めることができる。まず望ましい
共役複素極λ１．λ２を と選べば、 となり結果として、実極λ３は、 λ３ ＝２（１−ｒ）ｃｏｓωｏＴ −（式１３
）ベクトル電流計が安定であるためには１λ３１く１で
なければならないから、ω。Ｔが十分小さい（サンプル
間隔が短い）ときはｃｏｓω。Ｔｚｌとなり・ ０．５〈γ〈１ （式１４）％式
％ 定常状態ではＵ （ｉ） ＝ Ｙ （ｉ）となる。
Ｇｌ、Ｇ２が１と異なる場合は、
Ｕ（ｉ）＝Ｇｚ−’Ｇ、Ｙ（ｉ） −（式１５）％
式％（） を求めることが可能である。
式％（） を求めることが可能である。
Ｕ （ｉ） 、 Ｙ （ｉ）は瞬時値であるのでＹ（ｉ
）の時々刻々の値をある整数周期分記憶しておき、この
データにデジタル位相検波とデジタル積分を行うことに
より、Ｙ（ｉ）の振幅と位相を求めることができる。従
って、（式１５）により入力電流Ｕ （ｉ）の振幅と位
相が求められる。
）の時々刻々の値をある整数周期分記憶しておき、この
データにデジタル位相検波とデジタル積分を行うことに
より、Ｙ（ｉ）の振幅と位相を求めることができる。従
って、（式１５）により入力電流Ｕ （ｉ）の振幅と位
相が求められる。
校正の方法は第３図のモデルで行ったと同様であるが、
デジタル位相検波が正確に行われるので、電流Ｏとｃｏ
ｓω。ｔあるいはｓｉｎω。ｔの一方を入力して校正で
きる。
デジタル位相検波が正確に行われるので、電流Ｏとｃｏ
ｓω。ｔあるいはｓｉｎω。ｔの一方を入力して校正で
きる。
以上述べた実施例のＤＳＰ３３の構成は本発明を限定す
るために用いられるべきものではない。実施例と異るア
ルゴリズムによって、実施例とは別の特長をなにがしか
の妥協点を伴って実現される。
るために用いられるべきものではない。実施例と異るア
ルゴリズムによって、実施例とは別の特長をなにがしか
の妥協点を伴って実現される。
またＹ、やＫは一般に２次の伝達マトリクスの非対角要
素が０でない２ボート装置を包合するものである。特に
順方向増幅路の位相調整を行うときは、Ｋの４つのマト
リクス要素が調整される。
素が０でない２ボート装置を包合するものである。特に
順方向増幅路の位相調整を行うときは、Ｋの４つのマト
リクス要素が調整される。
上述の実施例により明らかなように、本発明の実施によ
り、ベクトル電圧比針が不要であるから、回路部品数の
削減によるコスト低減、測定の高速化が行われる。
り、ベクトル電圧比針が不要であるから、回路部品数の
削減によるコスト低減、測定の高速化が行われる。
さらにＤＳＰは容易に小型に集積化されるので、小型化
の一層の推進と高信頼化が計られる。
の一層の推進と高信頼化が計られる。
また、ＤＳＰのアルゴリズムは容易に変更できるから、
ヘクトルミ流計の安定度を向上させるための補償を容易
に行うことができる。
ヘクトルミ流計の安定度を向上させるための補償を容易
に行うことができる。
第１図、第２図は本発明の第１、第２の一実施例のベク
トル電流計のブロック図、第３図は第１、第２の一実施
例のシステム・モデルを表わす図、第４図は第３の一実
施例のシステム・モデルを表わす図、第５図は従来技術
のベクトル電流計のブロック図である。 １：交流信号源；３：被測定素子（ＤＯＴ）ｉ６：基準
抵抗；７：増幅器；９：信号分配器；ｔｏ、ｌｔ：位相
検波器、１２，１３：積分器；１４．１５：変調器；１
６：加算器； １７：ベクトル電圧比針； ２１：アナログ・デジタル変換器（ＡＤＣ）ｉ２２．３
２：タイミング発生器； ２３．３３：デジタル信号処理装置（ＤＳＰ）；２４．
２５：乗算形デジタル・アナログ変換器（Ｍ［１ＡＣ）
；２６ ： ９０°移相器； ３５；デジタル・アナログ変換器（ＤＡＣ）；Ｐ、Ｐｚ
：デジタル位相検波器； ５ｘＳｚ：累算器；に、、に、：利得調整器；Ｍｌ、Ｍ
２ ：デジタル変調器；ＶＲ：基準直流電圧；Ａ：加
算器
トル電流計のブロック図、第３図は第１、第２の一実施
例のシステム・モデルを表わす図、第４図は第３の一実
施例のシステム・モデルを表わす図、第５図は従来技術
のベクトル電流計のブロック図である。 １：交流信号源；３：被測定素子（ＤＯＴ）ｉ６：基準
抵抗；７：増幅器；９：信号分配器；ｔｏ、ｌｔ：位相
検波器、１２，１３：積分器；１４．１５：変調器；１
６：加算器； １７：ベクトル電圧比針； ２１：アナログ・デジタル変換器（ＡＤＣ）ｉ２２．３
２：タイミング発生器； ２３．３３：デジタル信号処理装置（ＤＳＰ）；２４．
２５：乗算形デジタル・アナログ変換器（Ｍ［１ＡＣ）
；２６ ： ９０°移相器； ３５；デジタル・アナログ変換器（ＤＡＣ）；Ｐ、Ｐｚ
：デジタル位相検波器； ５ｘＳｚ：累算器；に、、に、：利得調整器；Ｍｌ、Ｍ
２ ：デジタル変調器；ＶＲ：基準直流電圧；Ａ：加
算器
Claims (1)
- 交流入力電流が印加される増幅器とアナログ・デジタル
変換器とデジタル信号処理装置とデジタル・アナログ変
換器とを継続接続して成る順方向増幅部と該順方向増幅
部の出力と前記増幅器入力間に挿入された帰還回路を有
し、前記デジタル信号処理装置がその入出力信号から前
記交流入力電流の直交分解を行うことを特徴とするベク
トル電流計。
Priority Applications (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP62302927A JP2554511B2 (ja) | 1987-11-30 | 1987-11-30 | ベクトル電流計 |
| US07/278,134 US4935692A (en) | 1987-11-30 | 1988-11-30 | Vector ammeter having digital signal processing unit |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP62302927A JP2554511B2 (ja) | 1987-11-30 | 1987-11-30 | ベクトル電流計 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH01143968A true JPH01143968A (ja) | 1989-06-06 |
| JP2554511B2 JP2554511B2 (ja) | 1996-11-13 |
Family
ID=17914803
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP62302927A Expired - Fee Related JP2554511B2 (ja) | 1987-11-30 | 1987-11-30 | ベクトル電流計 |
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| Country | Link |
|---|---|
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| JP (1) | JP2554511B2 (ja) |
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| EP0455156A2 (de) * | 1990-05-04 | 1991-11-06 | Siemens Aktiengesellschaft Österreich | Schaltungsanordnung zur Erzeugung eines analogen, um 90 Grad gegenüber einem Eingangssignal phasenverschobenen Ausgangssignals |
| DE19505652A1 (de) * | 1994-02-10 | 1995-08-17 | Mitsubishi Electric Corp | Vorrichtung zum Erfassen der Amplitude und Phase eines Wechselsignals |
| WO2019146281A1 (ja) * | 2018-01-25 | 2019-08-01 | アルプスアルパイン株式会社 | センサ装置 |
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| KR0175839B1 (ko) * | 1992-08-04 | 1999-05-15 | 윤종용 | 전류벡터에 의한 수동소자값의 연산장치 |
| WO1994015222A1 (en) * | 1992-12-24 | 1994-07-07 | Elcorp Pty. Ltd. | Method and apparatus for determining the charge condition of an electrochemical cell |
| US5763283A (en) * | 1994-10-12 | 1998-06-09 | Sandia Corporation | Method and apparatus for phase for and amplitude detection |
| US5708363A (en) * | 1995-10-16 | 1998-01-13 | Signet Scientific Company | Liquid conductivity measurement system using a variable-frequency AC voltage |
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| JP2004317391A (ja) * | 2003-04-18 | 2004-11-11 | Agilent Technol Inc | 電流電圧変換器およびインピーダンス測定装置 |
| US7064692B1 (en) * | 2005-03-18 | 2006-06-20 | Honeywell International Inc. | Solid-state synchro/resolver converter |
| CN107612597B (zh) | 2011-02-18 | 2021-01-05 | 太阳专利托管公司 | 信号生成方法及信号生成装置 |
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| US9651592B2 (en) * | 2013-12-03 | 2017-05-16 | Rockwell Automation Technologies, Inc. | Impedance detector apparatus and method |
| LU93211B1 (en) * | 2016-09-14 | 2018-04-05 | Iee Sa | Method for determining a sense impedance in a guard-sense capacitive sensor |
| CN106370096B (zh) * | 2016-09-23 | 2019-05-10 | 中国科学院苏州生物医学工程技术研究所 | Lvdt的测量电路及其测量方法 |
| JP6469736B2 (ja) * | 2017-01-17 | 2019-02-13 | 太陽誘電株式会社 | センサ回路およびセンシング方法 |
| RU2760175C1 (ru) * | 2020-07-03 | 2021-11-22 | Федеральное государственное бюджетное учреждение науки Институт геофизики им. Ю.П. Булашевича Уральского отделения Российской академии наук | Измерительное устройство для геоэлектроразведки |
Family Cites Families (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5875074A (ja) * | 1981-10-30 | 1983-05-06 | Yokogawa Hewlett Packard Ltd | 容量あるいは他のパラメ−タの測定装置 |
-
1987
- 1987-11-30 JP JP62302927A patent/JP2554511B2/ja not_active Expired - Fee Related
-
1988
- 1988-11-30 US US07/278,134 patent/US4935692A/en not_active Expired - Lifetime
Cited By (9)
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| EP0455156A2 (de) * | 1990-05-04 | 1991-11-06 | Siemens Aktiengesellschaft Österreich | Schaltungsanordnung zur Erzeugung eines analogen, um 90 Grad gegenüber einem Eingangssignal phasenverschobenen Ausgangssignals |
| DE19505652A1 (de) * | 1994-02-10 | 1995-08-17 | Mitsubishi Electric Corp | Vorrichtung zum Erfassen der Amplitude und Phase eines Wechselsignals |
| US5602469A (en) * | 1994-02-10 | 1997-02-11 | Mitsubishi Denki Kabushiki Kaisha | Apparatus for detecting the amplitude and phase of an a.c. signal |
| US5714877A (en) * | 1994-02-10 | 1998-02-03 | Mitsubishi Denki Kabushiki Kaisha | Apparatus for detecting the amplitude and phase of an A.C. signal |
| US5731698A (en) * | 1994-02-10 | 1998-03-24 | The Kansai Electric Power Co., Inc. | Apparatus for detecting the amplitude and phase of an a.c. signal |
| US5808462A (en) * | 1994-02-10 | 1998-09-15 | Mitsubishi Denki Kabushiki Kaisha | Apparatus for detecting the amplitude and phase of an a.c. signal |
| DE19505652C2 (de) * | 1994-02-10 | 1999-05-06 | Mitsubishi Electric Corp | Vorrichtung zum Erfassen der Amplitude und Phase eines Wechselsignals |
| WO2019146281A1 (ja) * | 2018-01-25 | 2019-08-01 | アルプスアルパイン株式会社 | センサ装置 |
| JPWO2019146281A1 (ja) * | 2018-01-25 | 2020-12-03 | アルプスアルパイン株式会社 | センサ装置 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| US4935692A (en) | 1990-06-19 |
| JP2554511B2 (ja) | 1996-11-13 |
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