JP2554511B2 - ベクトル電流計 - Google Patents
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- G—PHYSICS
- G01—MEASURING; TESTING
- G01R—MEASURING ELECTRIC VARIABLES; MEASURING MAGNETIC VARIABLES
- G01R27/00—Arrangements for measuring resistance, reactance, impedance, or electric characteristics derived therefrom
- G01R27/02—Measuring real or complex resistance, reactance, impedance, or other two-pole characteristics derived therefrom, e.g. time constant
Description
【発明の詳細な説明】 〔発明の技術分野〕 本発明は広帯域、高感度ベクトル電流計に関する。本
発明のベクトル電流計は、広帯域、高感度の電圧計やイ
ンピーダンス計としても応用される。本明細書における
ベクトル電流計とはある電流を同一周波数の電流あるい
は電圧に対する比として出力する測定器である。
発明のベクトル電流計は、広帯域、高感度の電圧計やイ
ンピーダンス計としても応用される。本明細書における
ベクトル電流計とはある電流を同一周波数の電流あるい
は電圧に対する比として出力する測定器である。
広帯域、高感度ベクトル電流計の用途は多岐に渉る。
入力端子に抵抗を接続して電圧・電流変換すれば、その
抵抗の値を知って入力電圧を測定できる。
入力端子に抵抗を接続して電圧・電流変換すれば、その
抵抗の値を知って入力電圧を測定できる。
また、横河・ヒューレット・パッカード株式会社から
市販されているHP4274A:マルチ・フリケンシLCRメータ
などの電子素子測定器の広帯域ハーフ・ブリッジ回路の
主要部などとしても用いられている。第５図はその広帯
域ハーフ・ブリッジ回路を用いたインピーダンス測定器
としてのベクトル電流計である。
市販されているHP4274A:マルチ・フリケンシLCRメータ
などの電子素子測定器の広帯域ハーフ・ブリッジ回路の
主要部などとしても用いられている。第５図はその広帯
域ハーフ・ブリッジ回路を用いたインピーダンス測定器
としてのベクトル電流計である。
第５図において、交流信号源１で発生された交流信号
は、信号源抵抗２を介して、３つの成分に分流される。
第１の分流された成分は第１径路４を介してベクトル電
圧比計17へ導入され、第２の成分は被測定素子３（DUT3
と呼称する）を介して増幅器７の反転入力端子に導入さ
れ、第３の成分は径路５を介して信号分配回路９に導入
される。
は、信号源抵抗２を介して、３つの成分に分流される。
第１の分流された成分は第１径路４を介してベクトル電
圧比計17へ導入され、第２の成分は被測定素子３（DUT3
と呼称する）を介して増幅器７の反転入力端子に導入さ
れ、第３の成分は径路５を介して信号分配回路９に導入
される。
増幅器７と帰還抵抗８は電流・電圧変換回路を構成し
ており、DUT3と基準抵抗６を介して入力される電流を電
圧に変換して位相検波器10,11のそれぞれの一方の端子
に入力する。位相検波器10,11のそれぞれの他方の入力
端子は信号分配器９から出力され互いは90゜位相の異る
前記交流信号と同一周波数の駆動信号により励振され
る。
ており、DUT3と基準抵抗６を介して入力される電流を電
圧に変換して位相検波器10,11のそれぞれの一方の端子
に入力する。位相検波器10,11のそれぞれの他方の入力
端子は信号分配器９から出力され互いは90゜位相の異る
前記交流信号と同一周波数の駆動信号により励振され
る。
位相検波器10,11の出力はそれぞれ積分器12,13により
平滑増幅され、それぞれ変調器14,15の一方の端子に導
入され、位相検波器10,11に入力された互いに90゜位相
の異る信号を変調して加算器16に入力せしめる。加算器
16の出力は基準抵抗６を介して増幅器７の反転入力端子
に入力される。DUT3を流れる電流は全て基準抵抗６を通
るように構成されており、増幅器７の反転入力端子は仮
想接地点となる。ベクトル電圧比計17は、加算器16の出
力と径路４を介してDUT3の駆動交流電圧を入力し、後者
に対する前者のベクトル比を計算する。ベクトル電圧比
の計算は前記HP4274A等で広く実施されており周知の技
術であるから、説明を省略する。なお、ベクトル比は２
入力の振幅比と位相差によって表わされることは言うま
でもない。
平滑増幅され、それぞれ変調器14,15の一方の端子に導
入され、位相検波器10,11に入力された互いに90゜位相
の異る信号を変調して加算器16に入力せしめる。加算器
16の出力は基準抵抗６を介して増幅器７の反転入力端子
に入力される。DUT3を流れる電流は全て基準抵抗６を通
るように構成されており、増幅器７の反転入力端子は仮
想接地点となる。ベクトル電圧比計17は、加算器16の出
力と径路４を介してDUT3の駆動交流電圧を入力し、後者
に対する前者のベクトル比を計算する。ベクトル電圧比
の計算は前記HP4274A等で広く実施されており周知の技
術であるから、説明を省略する。なお、ベクトル比は２
入力の振幅比と位相差によって表わされることは言うま
でもない。
DUT3の駆動交流電圧をV3,加算器16の出力交流電圧をV
16とすると、DUT3のインピーダンスＺは、基準抵抗６の
抵抗値R6をパラメータとして、次のように求められる。
16とすると、DUT3のインピーダンスＺは、基準抵抗６の
抵抗値R6をパラメータとして、次のように求められる。
上記の式において〔 〕内がベクトル電圧比を表す。
同様にして、DUT3を流れる電流I3をV3に対するベクトル
比で表せば、 一般に、V3,V16は信号分配器９からの第３入力V9に対す
るベクトル電圧比としてそれぞれが求められ、しかる後
V3とV16のベクトル電圧比がそれらから求められる。
（式２）の場合は、ベクトル電流はアドミタンスであ
る。
同様にして、DUT3を流れる電流I3をV3に対するベクトル
比で表せば、 一般に、V3,V16は信号分配器９からの第３入力V9に対す
るベクトル電圧比としてそれぞれが求められ、しかる後
V3とV16のベクトル電圧比がそれらから求められる。
（式２）の場合は、ベクトル電流はアドミタンスであ
る。
以上のような従来技術には、下記のような欠点があ
る。
る。
（１） ベクトル電圧比計が必要であって、コスト，ス
ペースが必要となる。
ペースが必要となる。
（２） 第５図のベクトル電圧比計を除くブリッジ部が
安定した後にベクトル電圧比の計算を開始するので、測
定時間が長くなる。
安定した後にベクトル電圧比の計算を開始するので、測
定時間が長くなる。
（３） 高周波におけるブリッジ部の安定性の確保が困
難である。
難である。
従って本発明の目的は、デジタル信号処理装置（DS
P）を用いることにより、ベクトル電圧比計が不要で、
小型、高速で廉価なベクトル電流計を提供し、上記の欠
点を解消することにある。
P）を用いることにより、ベクトル電圧比計が不要で、
小型、高速で廉価なベクトル電流計を提供し、上記の欠
点を解消することにある。
本発明の一実施例によれば、（一般にはIC化された）
デジタル信号処理装置（DSP）が、ブリッジ部の順方向
増幅路に設けられる。DSPはマイクロプロセッサにより
制御されており、ブリッジ部の校正係数と動作の安定化
に必要ないくつかのパラメータが与えられている。
デジタル信号処理装置（DSP）が、ブリッジ部の順方向
増幅路に設けられる。DSPはマイクロプロセッサにより
制御されており、ブリッジ部の校正係数と動作の安定化
に必要ないくつかのパラメータが与えられている。
DSPはブリッジの平衡時の内部状態変数をマイクロプ
ロセッサに与えることにより、求めるＺや1/Zを計算す
ることができる。マイクロプロセッサ内蔵のDSPではそ
の計算もDSP内で行うことができる。
ロセッサに与えることにより、求めるＺや1/Zを計算す
ることができる。マイクロプロセッサ内蔵のDSPではそ
の計算もDSP内で行うことができる。
第１図と第２図は本発明の第1,第２の一実施例のブロ
ック図であり、第３図はそれらのシステム・モデルであ
り、第４図はより一般的な第３の実施例のシステム・モ
デルである。第１図から第５図を通して、同等の機能と
同等の性能を有する部分には同一の参照番号を付してあ
る。
ック図であり、第３図はそれらのシステム・モデルであ
り、第４図はより一般的な第３の実施例のシステム・モ
デルである。第１図から第５図を通して、同等の機能と
同等の性能を有する部分には同一の参照番号を付してあ
る。
第１図において、増幅器７の出力はアナログ・デジタ
ル変換器（ADC）21によりデジタル信号に変換されてDSP
23に入力される。DSP23の内部はデジタル位相検波器P1,
P2,アナログ積分器をシミュレートするデジタル積分器
としての累算器S1,S2増幅度を与える利得調整器K1,K2か
ら構成されている。DSP23の利得調整K1,K2の出力はそれ
ぞれ４象限乗算形デジタル・アナログ変換器（MDAC）2
4,25にそれぞれ入力される。MDAC25,24には、DUT3の駆
動交流電圧とその90゜移相した信号電圧も入力されてお
り、MDAC24,25の出力は加算器16で加算される。90゜移
相器26は入力信号移相を90゜推移させてMDAC24に入力す
る。
ル変換器（ADC）21によりデジタル信号に変換されてDSP
23に入力される。DSP23の内部はデジタル位相検波器P1,
P2,アナログ積分器をシミュレートするデジタル積分器
としての累算器S1,S2増幅度を与える利得調整器K1,K2か
ら構成されている。DSP23の利得調整K1,K2の出力はそれ
ぞれ４象限乗算形デジタル・アナログ変換器（MDAC）2
4,25にそれぞれ入力される。MDAC25,24には、DUT3の駆
動交流電圧とその90゜移相した信号電圧も入力されてお
り、MDAC24,25の出力は加算器16で加算される。90゜移
相器26は入力信号移相を90゜推移させてMDAC24に入力す
る。
また、デジタル位相検波器P1,P2には、DSP23内部で発
生された（あるいは外部より受信した）デジタル正弦波
（SIN）、デジタル余弦波（COS）が入力され、ADC21の
出力との乗算が行われる。
生された（あるいは外部より受信した）デジタル正弦波
（SIN）、デジタル余弦波（COS）が入力され、ADC21の
出力との乗算が行われる。
本ベクトル電流計に必要なタイミング信号は、タイミ
ング発生器22から駆動電圧V3に同期して出力され、それ
を必要とするデジタル素子、デジタル・アナログ混在素
子に分配される。
ング発生器22から駆動電圧V3に同期して出力され、それ
を必要とするデジタル素子、デジタル・アナログ混在素
子に分配される。
ADC21の変換レートは入力信号のナイキスト・レート
より十分大きなオーバーサンプリングを行うのが好まし
い。第２図の回路ではタイミング発生器22と同等なタイ
ミング発生器32のタイミングに従うDSP33の内部に復調
用のデジタル変調器M1,M2とデジタル加算器Ａが設けら
れ、その出力はデジタル・アナログ変換器（DAC）35に
おいて基準直流電圧VRに比例した交流出力に変換され
る。DSP33の内部構成はDSP33が行う処理のアルゴリズム
を等価的に示したものであり、図示の方法が唯一でない
ことは勿論である。また順方向増幅を行う場合に位相調
整を行うときは、図示しないが、S1,S2の出力からK2,K1
の出力への径路が追加して設けられる。その径路におい
て、信号には係数が乗ぜられるが、その処理はK1,K2に
おけると同様である。
より十分大きなオーバーサンプリングを行うのが好まし
い。第２図の回路ではタイミング発生器22と同等なタイ
ミング発生器32のタイミングに従うDSP33の内部に復調
用のデジタル変調器M1,M2とデジタル加算器Ａが設けら
れ、その出力はデジタル・アナログ変換器（DAC）35に
おいて基準直流電圧VRに比例した交流出力に変換され
る。DSP33の内部構成はDSP33が行う処理のアルゴリズム
を等価的に示したものであり、図示の方法が唯一でない
ことは勿論である。また順方向増幅を行う場合に位相調
整を行うときは、図示しないが、S1,S2の出力からK2,K1
の出力への径路が追加して設けられる。その径路におい
て、信号には係数が乗ぜられるが、その処理はK1,K2に
おけると同様である。
第１図の第１の実施例と第２図の第２の実施例の長所
欠点は以下の通りである。
欠点は以下の通りである。
第１の実施例では、信号源１の出力レベル変動に抱わ
らずベクトル電流比が求められる。それは、V3が変化す
るとMDAC24,25への入力も比例して変化するためであ
る。又MDAC24,25の動作も信号振幅の調整であり、交流
駆動電圧と同じ周波数の信号の瞬時値に応答する必要は
ない。しかしながら２個のMDACが必要である。
らずベクトル電流比が求められる。それは、V3が変化す
るとMDAC24,25への入力も比例して変化するためであ
る。又MDAC24,25の動作も信号振幅の調整であり、交流
駆動電圧と同じ周波数の信号の瞬時値に応答する必要は
ない。しかしながら２個のMDACが必要である。
一方、第２の実施例では、信号源１の出力レベル変動
が直接誤差を与えるので、頻繁に校正を行う必要があ
る。また、DAC35も交流の瞬時値に応答する必要があり
高速でなければならないが、DAC351個あればよい。
が直接誤差を与えるので、頻繁に校正を行う必要があ
る。また、DAC35も交流の瞬時値に応答する必要があり
高速でなければならないが、DAC351個あればよい。
第３図は第1,第２の実施例のシステム・モデルであ
る。周知のＺ変換を用いることにより、下記の方程式群
を得ることができる。第３図の（ ）内の参照番号は第
１図の参照番号と各作要素の対応関係を示している。
る。周知のＺ変換を用いることにより、下記の方程式群
を得ることができる。第３図の（ ）内の参照番号は第
１図の参照番号と各作要素の対応関係を示している。
入力電流Ｕ（ｉ），累算器出力ｘ（ｉ）,x（ｉ＋１）
は直交成分を要素とする２行１列のベクトルでありシス
テムの状態変数となる。各作用素は２×２行列で各行列
が図示されている。
は直交成分を要素とする２行１列のベクトルでありシス
テムの状態変数となる。各作用素は２×２行列で各行列
が図示されている。
i,i＋１はひきつづく離散時刻を表わしている。Z-1は
遅延を示す。時刻ｉ＋１におけ累算器出力ｘ（ｉ＋１）
は時刻ｉのＵ（ｉ）とｘ（ｉ）から次のように与えられ
る。
遅延を示す。時刻ｉ＋１におけ累算器出力ｘ（ｉ＋１）
は時刻ｉのＵ（ｉ）とｘ（ｉ）から次のように与えられ
る。
ｘ（ｉ＋１）＝Ａ（ｉ）ｘ（ｉ）＋Ｂ（ｉ）Ｕ（ｉ）…
…（式３） ここに、 Ａ（ｉ）＝Ｈ（ｉ）DYrFMK＋Ｉ…… Ｂ（ｉ）＝Ｈ（ｉ）Ｄ 但し、Ｉは単位行列、Ｗは２π/nで、ｎは駆動電圧周
波数１周期内のサンプル数（離散時刻数）で、θC,θＳ
は位相パラメータである。
…（式３） ここに、 Ａ（ｉ）＝Ｈ（ｉ）DYrFMK＋Ｉ…… Ｂ（ｉ）＝Ｈ（ｉ）Ｄ 但し、Ｉは単位行列、Ｗは２π/nで、ｎは駆動電圧周
波数１周期内のサンプル数（離散時刻数）で、θC,θＳ
は位相パラメータである。
今測定電流のサンプル値I3（ｉ）はＵ（ｉ）から次の
ように表わされる。
ように表わされる。
I3（ｉ）＝UC（ｉ）cosω0i＋US（ｉ）sinω0i 但し、 ここでは狭帯域電流を考えているので、Ｕ（ｉ）は十
分ゆっくり変化するものとします。ｉ＝０においてステ
ップ入力Ｕ（ｉ）が入力したとき交流一周期分の漸化式
は、Ｕ（ｉ）を一定として次のようになる。
分ゆっくり変化するものとします。ｉ＝０においてステ
ップ入力Ｕ（ｉ）が入力したとき交流一周期分の漸化式
は、Ｕ（ｉ）を一定として次のようになる。
従って、１周期単位の状態方程式は、 ｘ（ｎ）＝ｘ（０）＋Ｕ（０） ……（式４） ここに、 ＝（−Ｉ）（YrFMK）-1 o 交流駆動電圧の周期を単位に時間を刻時すれば、周期
番号をｋとし、 ｘ（ｋ＋１）＝ｘ（ｋ）＋Ｕ（ｋ） ……（式５） が得られる。
番号をｋとし、 ｘ（ｋ＋１）＝ｘ（ｋ）＋Ｕ（ｋ） ……（式５） が得られる。
の固有値を０にできれば有限整定応答がなされる。
をどのように選ぶかは設計の問題であるが、その理論
は周知である。を適正に選べば、ステップ応答の最終
値ｘ（∞）＝ｘ（ｋ＋１）＝ｘ（ｋ）は、（式４），
（式５）から次式のように求められる。
をどのように選ぶかは設計の問題であるが、その理論
は周知である。を適正に選べば、ステップ応答の最終
値ｘ（∞）＝ｘ（ｋ＋１）＝ｘ（ｋ）は、（式４），
（式５）から次式のように求められる。
ｘ（∞）＝−（YrFMK）-1U（∞） 従って、 Ｕ（∞）＝−（YrFMK）ｘ（∞） ……（式６）。
オフセットε０（２行１列のベクトル）が（位相検波
器の信号もれ等で）存在するときは、 Ｕ（∞）＝−（YrFMK）ｘ（∞）＋ε０ ……（式７） となる。
器の信号もれ等で）存在するときは、 Ｕ（∞）＝−（YrFMK）ｘ（∞）＋ε０ ……（式７） となる。
（式７）からYrFMKとε０が校正されていれば、ｘ
（∞）からＵ（∞）が求められる。
（∞）からＵ（∞）が求められる。
校正はＵ（∞）０＝0,U（∞）＝［UC,0］T,U（∞）２
＝［0,US］Ｔを用いて行われる（Ｔは行列の転置を示
す。） Ｕ（∞）０はDUT3を開放とし、Ｕ（∞）１とＵ（∞）
２を抵抗標準と容量標準で与えられる。
＝［0,US］Ｔを用いて行われる（Ｔは行列の転置を示
す。） Ｕ（∞）０はDUT3を開放とし、Ｕ（∞）１とＵ（∞）
２を抵抗標準と容量標準で与えられる。
なおDUT3を単に開放するだけでなく、増幅器７の入力
端子部分をシールドする必要があろう。
端子部分をシールドする必要があろう。
上記の例では、DSPは位相検波後に単に累算と利得付
加のみ行っているが、ADC入力にアンチエリアシング・
フィルタ挿入時の動的補償や、高周波位相推移の補償な
どを行うアルゴリズムのインプリメントも容易に行なえ
る。又ADCの前にヘテロダイン回路を設けて、ADC入力周
波数を低下させるなどの変形はアナログ系のばあいと同
様である。
加のみ行っているが、ADC入力にアンチエリアシング・
フィルタ挿入時の動的補償や、高周波位相推移の補償な
どを行うアルゴリズムのインプリメントも容易に行なえ
る。又ADCの前にヘテロダイン回路を設けて、ADC入力周
波数を低下させるなどの変形はアナログ系のばあいと同
様である。
第４図は第２図のDSP33を２次の巡回フィルタアルゴ
リズムで実現したもののモデルである。第３図の場合と
異なり、状態変数ｘ（ｉ）やＵ（ｉ）,W（ｉ）はDUTの
駆動交流電圧と同一周波数の信号正弦波の瞬時値のサン
プル値である。第４図においてＷ（ｉ）はADC出力がDSP
33でサンプルされるときの遅れを表わすために用いられ
る。以下にＺ変換を用いて伝達関数を求める。
リズムで実現したもののモデルである。第３図の場合と
異なり、状態変数ｘ（ｉ）やＵ（ｉ）,W（ｉ）はDUTの
駆動交流電圧と同一周波数の信号正弦波の瞬時値のサン
プル値である。第４図においてＷ（ｉ）はADC出力がDSP
33でサンプルされるときの遅れを表わすために用いられ
る。以下にＺ変換を用いて伝達関数を求める。
状態方程式は、G1＝G2＝１と仮定し、 測定角周波数ω０、サンプリング周期Ｔのとき、内部
モデル条件（定常エラー０となる条件）α＝−2cos（ω
0T）、β＝１を課せば、K1,K2はつぎのように求めるこ
とができる。まず望ましい共役複素極λ1,λ２を と選べば、 となり結果として、実極λ３は、 λ３＝２（１−γ）cosω0T ……（式13） である。
モデル条件（定常エラー０となる条件）α＝−2cos（ω
0T）、β＝１を課せば、K1,K2はつぎのように求めるこ
とができる。まず望ましい共役複素極λ1,λ２を と選べば、 となり結果として、実極λ３は、 λ３＝２（１−γ）cosω0T ……（式13） である。
ベクトル電流計が安定であるためには｜λ3|＜１でな
ければならないから、ω0Tが十分小さい（サンプル間隔
が短い）ときはCOSω0T１となり、 0.5＜γ＜１ （式14） と選べばよい。
ければならないから、ω0Tが十分小さい（サンプル間隔
が短い）ときはCOSω0T１となり、 0.5＜γ＜１ （式14） と選べばよい。
定常状態ではＵ（ｉ）＝Ｙ（ｉ）となる。
G1,G2が１と異なる場合は、 Ｕ（ｉ）＝G2 -1G1Y（ｉ） ……（式15） であるから、いずれのばあいもＹ（ｉ）よりもＵ（ｉ）
を求めることが可能である。
を求めることが可能である。
Ｕ（ｉ）,Y（ｉ）は瞬時値であるのでＹ（ｉ）の時々
刻々の値をある整数周期分記憶しておき、このデータに
デジタル位相検波とデジタル積分を行うことにより、Ｙ
（ｉ）の振幅と位相を求めることができる。従って、
（式15）により入力電流Ｕ（ｉ）の振幅と位相が求めら
れる。
刻々の値をある整数周期分記憶しておき、このデータに
デジタル位相検波とデジタル積分を行うことにより、Ｙ
（ｉ）の振幅と位相を求めることができる。従って、
（式15）により入力電流Ｕ（ｉ）の振幅と位相が求めら
れる。
校正の方法は第３図のモデルで行ったと同様である
が、デジタル位相検波が正確に行われるので、電流０と
cosω0tあるいはsinω0tの一方を入力して校正できる。
が、デジタル位相検波が正確に行われるので、電流０と
cosω0tあるいはsinω0tの一方を入力して校正できる。
以上述べた実施例のDSP33の構成は本発明を限定する
ために用いられるべきものではない。実施例と異るアル
ゴリズムによって、実施例とは別の特長をなにがしかの
妥協点を伴って実現される。またYrやＫは一般に２次の
伝達マトリクスの非対角要素が０でない２ポート装置を
包含するものである。特に順方向増幅路の位相調整を行
うときは、Ｋの４つのマトリクス要素が調整される。
ために用いられるべきものではない。実施例と異るアル
ゴリズムによって、実施例とは別の特長をなにがしかの
妥協点を伴って実現される。またYrやＫは一般に２次の
伝達マトリクスの非対角要素が０でない２ポート装置を
包含するものである。特に順方向増幅路の位相調整を行
うときは、Ｋの４つのマトリクス要素が調整される。
〔発明の効果〕 上述の実施例により明らかなように、本発明の実施に
より、ベクトル電圧比計が不要であるから、回路部品数
の削減によるコスト低減、測定の高速化が行われる。
より、ベクトル電圧比計が不要であるから、回路部品数
の削減によるコスト低減、測定の高速化が行われる。
さらにDSPは容易に小型に集積化されるので、小型化
の一層の推進と高信頼化が計られる。
の一層の推進と高信頼化が計られる。
また、DSPのアルゴリズムは容易に変更できるから、
ベクトル電流計の安定度を向上させるための補償を容易
に行うことができる。
ベクトル電流計の安定度を向上させるための補償を容易
に行うことができる。
第１図、第２図は本発明の第１、第２の一実施例のベク
トル電流計のブロック図、第３図は第１、第２の一実施
例のシステム・モデルを表わす図、第４図は第３の一実
施例のシステム・モデルを表わす図、第５図は従来技術
のベクトル電流計のブロック図である。 1:交流信号源;3:被測定素子（DUT）； 6:基準抵抗;7:増幅器;9:信号分配器； 10,11:位相検波器;12,13:積分器； 14,15:変調器;16:加算器； 17:ベクトル電圧比計； 21:アナログ・デジタル変換器（ADC）； 22,32:タイミング発生器； 23,33:デジタル信号処理装置（DSP）； 24,25:乗算形デジタル・アナログ変換器（MDAC）； 26:90゜移相器； 35:デジタル・アナログ変換器（DAC）； P1,P2:デジタル位相検波器； S1,S2:累算器;K1,K2:利得調整器； M1,M2:デジタル変調器;VR:基準直流電圧； A:加算器
トル電流計のブロック図、第３図は第１、第２の一実施
例のシステム・モデルを表わす図、第４図は第３の一実
施例のシステム・モデルを表わす図、第５図は従来技術
のベクトル電流計のブロック図である。 1:交流信号源;3:被測定素子（DUT）； 6:基準抵抗;7:増幅器;9:信号分配器； 10,11:位相検波器;12,13:積分器； 14,15:変調器;16:加算器； 17:ベクトル電圧比計； 21:アナログ・デジタル変換器（ADC）； 22,32:タイミング発生器； 23,33:デジタル信号処理装置（DSP）； 24,25:乗算形デジタル・アナログ変換器（MDAC）； 26:90゜移相器； 35:デジタル・アナログ変換器（DAC）； P1,P2:デジタル位相検波器； S1,S2:累算器;K1,K2:利得調整器； M1,M2:デジタル変調器;VR:基準直流電圧； A:加算器
Claims (1)
- 【請求項１】交流入力電流が印加される増幅器とアナロ
グ・デジタル変換器とデジタル信号処理装置とデジタル
・アナログ変換器とを縦続接続して成る順方向増幅部と
該順方向増幅部の出力と前記増幅器入力間に挿入された
帰還回路を有し、前記デジタル信号処理装置がその入出
力信号から前記交流入力電流の直交分解を行うことを特
徴とするベクトル電流計。
Priority Applications (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP62302927A JP2554511B2 (ja) | 1987-11-30 | 1987-11-30 | ベクトル電流計 |
| US07/278,134 US4935692A (en) | 1987-11-30 | 1988-11-30 | Vector ammeter having digital signal processing unit |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP62302927A JP2554511B2 (ja) | 1987-11-30 | 1987-11-30 | ベクトル電流計 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH01143968A JPH01143968A (ja) | 1989-06-06 |
| JP2554511B2 true JP2554511B2 (ja) | 1996-11-13 |
Family
ID=17914803
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP62302927A Expired - Fee Related JP2554511B2 (ja) | 1987-11-30 | 1987-11-30 | ベクトル電流計 |
Country Status (2)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US4935692A (ja) |
| JP (1) | JP2554511B2 (ja) |
Families Citing this family (18)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| AT397166B (de) * | 1990-05-04 | 1994-02-25 | Siemens Ag Oesterreich | Schaltungsanordnung zur erzeugung eines analogen, um 90 grad gegenüber einem eingangssignal phasenverschobenen ausgangssignals |
| FR2693555B1 (fr) * | 1992-07-09 | 1994-09-09 | Onera (Off Nat Aerospatiale) | Dispositif de mesure d'impédance. |
| KR0175839B1 (ko) * | 1992-08-04 | 1999-05-15 | 윤종용 | 전류벡터에 의한 수동소자값의 연산장치 |
| GB2290387B (en) * | 1992-12-24 | 1997-07-09 | Elcorp Pty Ltd | Method and apparatus for determining the charge condition of an electrochemical cell |
| JP3338159B2 (ja) * | 1994-02-10 | 2002-10-28 | 三菱電機株式会社 | 振幅・位相検出装置 |
| US5763283A (en) * | 1994-10-12 | 1998-06-09 | Sandia Corporation | Method and apparatus for phase for and amplitude detection |
| US5708363A (en) * | 1995-10-16 | 1998-01-13 | Signet Scientific Company | Liquid conductivity measurement system using a variable-frequency AC voltage |
| US5818238A (en) * | 1996-03-15 | 1998-10-06 | Symetrix Corporation | Apparatus for measuring current and other parameters of an electornic device in response to an applied voltage |
| JP2004317391A (ja) * | 2003-04-18 | 2004-11-11 | Agilent Technol Inc | 電流電圧変換器およびインピーダンス測定装置 |
| US7064692B1 (en) * | 2005-03-18 | 2006-06-20 | Honeywell International Inc. | Solid-state synchro/resolver converter |
| MX368299B (es) | 2011-02-18 | 2019-09-27 | Sun Patent Trust | Metodo de generacion de señales y dispositivo de generacion de señales. |
| US9128165B2 (en) * | 2011-05-04 | 2015-09-08 | Datang Nxp Semiconductors Co., Ltd. | Battery cell impedance measurement method and apparatus |
| US9651592B2 (en) * | 2013-12-03 | 2017-05-16 | Rockwell Automation Technologies, Inc. | Impedance detector apparatus and method |
| LU93211B1 (en) * | 2016-09-14 | 2018-04-05 | Iee Sa | Method for determining a sense impedance in a guard-sense capacitive sensor |
| CN106370096B (zh) * | 2016-09-23 | 2019-05-10 | 中国科学院苏州生物医学工程技术研究所 | Lvdt的测量电路及其测量方法 |
| JP6469736B2 (ja) * | 2017-01-17 | 2019-02-13 | 太陽誘電株式会社 | センサ回路およびセンシング方法 |
| WO2019146281A1 (ja) * | 2018-01-25 | 2019-08-01 | アルプスアルパイン株式会社 | センサ装置 |
| RU2760175C1 (ru) * | 2020-07-03 | 2021-11-22 | Федеральное государственное бюджетное учреждение науки Институт геофизики им. Ю.П. Булашевича Уральского отделения Российской академии наук | Измерительное устройство для геоэлектроразведки |
Family Cites Families (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5875074A (ja) * | 1981-10-30 | 1983-05-06 | Yokogawa Hewlett Packard Ltd | 容量あるいは他のパラメ−タの測定装置 |
-
1987
- 1987-11-30 JP JP62302927A patent/JP2554511B2/ja not_active Expired - Fee Related
-
1988
- 1988-11-30 US US07/278,134 patent/US4935692A/en not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH01143968A (ja) | 1989-06-06 |
| US4935692A (en) | 1990-06-19 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| S111 | Request for change of ownership or part of ownership |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R313113 |
|
| R350 | Written notification of registration of transfer |
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|
| R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |
|
| R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |
|
| R250 | Receipt of annual fees |
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