JP2587970B2 - インピーダンス測定装置 - Google Patents
インピーダンス測定装置Info
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Description
【発明の詳細な説明】 「産業上の利用分野」 この発明は低周波、超低周波においても被測定物のイ
ンピーダンス伝達関数を高速、高精度に測定することが
できるインピーダンス測定装置に関する。
ンピーダンス伝達関数を高速、高精度に測定することが
できるインピーダンス測定装置に関する。
「従来の技術」 従来の同期検波方式のインピーダンス測定装置は第４
図に示すように方形波発振器11の端子12より０゜位相の
方形波と、端子13より90゜位相の方形波とを出力し、端
子12の０゜位相方形波を低域通過濾波器14を通して正弦
波出力とし、増幅器15で増幅した後、被測定物16へ供給
する。被測定物16の電流出力Ixを電流電圧変換器17で電
圧信号に変換し、その電圧信号を同期検波器18,19へそ
れぞれ供給し、端子12,13よりの方形波と掛算して同期
検波を行い、これら同期検波器18,19の出力を積分器21,
22でそれぞれ積分して、積分出力RlとImとを得、これら
をスイッチ23で切替えてAD変換器24へ供給してデジタル
信号に変換する。電流電圧変換器17の帰還抵抗器25の抵
抗値をＲとすると、AD変換器24からデジタルのベクトル
電圧Ｒ・Ix＝Rl＋jImが得られる。
図に示すように方形波発振器11の端子12より０゜位相の
方形波と、端子13より90゜位相の方形波とを出力し、端
子12の０゜位相方形波を低域通過濾波器14を通して正弦
波出力とし、増幅器15で増幅した後、被測定物16へ供給
する。被測定物16の電流出力Ixを電流電圧変換器17で電
圧信号に変換し、その電圧信号を同期検波器18,19へそ
れぞれ供給し、端子12,13よりの方形波と掛算して同期
検波を行い、これら同期検波器18,19の出力を積分器21,
22でそれぞれ積分して、積分出力RlとImとを得、これら
をスイッチ23で切替えてAD変換器24へ供給してデジタル
信号に変換する。電流電圧変換器17の帰還抵抗器25の抵
抗値をＲとすると、AD変換器24からデジタルのベクトル
電圧Ｒ・Ix＝Rl＋jImが得られる。
低域通過濾波器14から周波数fcの出力Si1が第５図Ａ
に示すように得られるとすると、被測定物16、電流電圧
変換器17から第５図Ａに示すように歪Si2,Si3…が発生
する。一方、方形波のスペクトルは第５図Ｂに示すよう
に比較的大きい奇数次の高調波を含む。従って同期検波
器18,19では前記歪が、高調波により同期検波され、出
力に現れる。つまりこの従来の測定装置は被測定物16、
電流電圧変換器17の歪が直接測定誤差となる問題があっ
た。
に示すように得られるとすると、被測定物16、電流電圧
変換器17から第５図Ａに示すように歪Si2,Si3…が発生
する。一方、方形波のスペクトルは第５図Ｂに示すよう
に比較的大きい奇数次の高調波を含む。従って同期検波
器18,19では前記歪が、高調波により同期検波され、出
力に現れる。つまりこの従来の測定装置は被測定物16、
電流電圧変換器17の歪が直接測定誤差となる問題があっ
た。
またインピーダンス測定装置として第６図に示すもの
が考えられる。すなわち正弦波発振器26の出力電圧Vin
を被測定物16へ供給し、被測定物16の電流出力Ixを電流
電圧変換器17で電圧信号に変換し、その電圧信号をAD変
換器27でデジタル信号に変換する。そのデジタル信号を
フーリエ変換器28でフーリエ変換して−RIxと対応したS
bを得る。一方、正弦波発振器26の出力VinをAD変換器29
でデジタル信号に変換し、そのデジタル信号をフーリエ
変換器31でフーリエ変換してVinと対応したSaを得る。
従ってZx＝Vin＝−Ｒ・Sa・/Sbを求めることができる。
が考えられる。すなわち正弦波発振器26の出力電圧Vin
を被測定物16へ供給し、被測定物16の電流出力Ixを電流
電圧変換器17で電圧信号に変換し、その電圧信号をAD変
換器27でデジタル信号に変換する。そのデジタル信号を
フーリエ変換器28でフーリエ変換して−RIxと対応したS
bを得る。一方、正弦波発振器26の出力VinをAD変換器29
でデジタル信号に変換し、そのデジタル信号をフーリエ
変換器31でフーリエ変換してVinと対応したSaを得る。
従ってZx＝Vin＝−Ｒ・Sa・/Sbを求めることができる。
このインピーダンス測定装置は被測定物16、電流電圧
変換器17の歪の影響を受けないが、AD変換器27,29は波
形をデジタル信号に変換するため高速、高精度が要求さ
れ高価になる。またフーリエ変換数値処理が必要なため
高速に実行することが難しい問題があった。
変換器17の歪の影響を受けないが、AD変換器27,29は波
形をデジタル信号に変換するため高速、高精度が要求さ
れ高価になる。またフーリエ変換数値処理が必要なため
高速に実行することが難しい問題があった。
「問題点を解決するための手段」 この発明によれば少くとも１つの正弦波波形メモリを
含む数値正弦波発生手段がフェーズアキュムレータの出
力で読出され、第１デジタル正弦波、第２デジタル正弦
波、デジタル余弦波を発生する。その第１デジタル正弦
波はDA変換器でアナログ信号に変換されて被測定物へ供
給される。被測定物の出力と第２デジタル正弦波とが第
１乗算形DA変換器で掛算され、被測定物の出力とデジタ
ル余弦波とが第２乗算形DA変換器で掛算される。第１乗
算形DA変換器、第２乗算形DA変換器の各出力は第１積分
器、第２積分器でそれぞれ正弦波周期の整数倍の区間積
分される。
含む数値正弦波発生手段がフェーズアキュムレータの出
力で読出され、第１デジタル正弦波、第２デジタル正弦
波、デジタル余弦波を発生する。その第１デジタル正弦
波はDA変換器でアナログ信号に変換されて被測定物へ供
給される。被測定物の出力と第２デジタル正弦波とが第
１乗算形DA変換器で掛算され、被測定物の出力とデジタ
ル余弦波とが第２乗算形DA変換器で掛算される。第１乗
算形DA変換器、第２乗算形DA変換器の各出力は第１積分
器、第２積分器でそれぞれ正弦波周期の整数倍の区間積
分される。
「実施例」 第１図はこの発明の実施例を示す。この発明ではフェ
ーズアキュムレータ32が設けられる。フェーズアキュム
レータ32は与えられた数値ｎをクロックごとに累加算
し、数値波形33を端子34に出力し、内部の累加算器のオ
ーバーフローごとに端子35にパルス36を出力する。発振
器37の出力が可変分周器38でｍ分の１に分周され、周波
数fsのクロックがアキュムレータ32に入力される。
ーズアキュムレータ32が設けられる。フェーズアキュム
レータ32は与えられた数値ｎをクロックごとに累加算
し、数値波形33を端子34に出力し、内部の累加算器のオ
ーバーフローごとに端子35にパルス36を出力する。発振
器37の出力が可変分周器38でｍ分の１に分周され、周波
数fsのクロックがアキュムレータ32に入力される。
アキュムレータ32の端子34の出力33は数値正弦波発生
手段39へ出力される。数値正弦波発生手段39はこの例で
は第１正弦波波形メモリ41、第２正弦波波形メモリ42、
余弦波波形メモリ43を備え、これらメモリ41,42,43は端
子34からの数値をアドレスとして読出されてクロックに
よりラッチ回路44,45,46に格納される。
手段39へ出力される。数値正弦波発生手段39はこの例で
は第１正弦波波形メモリ41、第２正弦波波形メモリ42、
余弦波波形メモリ43を備え、これらメモリ41,42,43は端
子34からの数値をアドレスとして読出されてクロックに
よりラッチ回路44,45,46に格納される。
ラッチ回路44の出力はDA変換器47でアナログ信号に変
換され、そのアナログ信号は低域通過ろ波器48を通さ
れ、必要に応じて増幅器49で増幅され、更に必要に応じ
て端子51からの直流バイアスが加算器52で加算され、そ
の加算出力Vinが被測定物53へ供給される。被測定物53
の出力電流Ixは電流電圧変換器54で電圧出力Voutに変換
される。
換され、そのアナログ信号は低域通過ろ波器48を通さ
れ、必要に応じて増幅器49で増幅され、更に必要に応じ
て端子51からの直流バイアスが加算器52で加算され、そ
の加算出力Vinが被測定物53へ供給される。被測定物53
の出力電流Ixは電流電圧変換器54で電圧出力Voutに変換
される。
この電圧出力Voutは第1,第２乗算形DA変換器55,56に
それぞれ基準電圧として供給される。第1,第２乗算形DA
変換器55,56のデータ入力端子にはラッチ回路45,46の各
出力が供給される。第1,第２乗算形DA変換器55,56のデ
ータ入力端子にはラッチ回路45,46の各出力が供給され
る。第1,第２乗算形DA変換器55,56の出力はそれぞれス
イッチ57,58を通じて第1,第２積分器61,62へ供給され
る。第1,第２積分器61,62の出力は切替スイッチ63を通
じてAD変換器64へ供給される。
それぞれ基準電圧として供給される。第1,第２乗算形DA
変換器55,56のデータ入力端子にはラッチ回路45,46の各
出力が供給される。第1,第２乗算形DA変換器55,56のデ
ータ入力端子にはラッチ回路45,46の各出力が供給され
る。第1,第２乗算形DA変換器55,56の出力はそれぞれス
イッチ57,58を通じて第1,第２積分器61,62へ供給され
る。第1,第２積分器61,62の出力は切替スイッチ63を通
じてAD変換器64へ供給される。
フェーズアキュムレータ32の端子35のパルスはサイク
ルカウンタ65で計数され、カウンタ65の出力66により第
1,第２積分器61,62のリセットスイッチ67,68が短時間オ
ンとされて第1,第２積分器61,62がリセットされる。そ
のリセット後の所定期間k/fc（fcはパルス36の周波数、
ｋは整数）、スイッチ57,58はカウンタ65の出力69で第
1,第２乗算形DA変換器55,56の出力側を第1,第２積分器6
1,62に接続する。出力69の後縁からリセットパルス66の
直前までの間に、第1,第２積分器61,62の出力がAD変換
器64でそれぞれデイジタル値に変換される。
ルカウンタ65で計数され、カウンタ65の出力66により第
1,第２積分器61,62のリセットスイッチ67,68が短時間オ
ンとされて第1,第２積分器61,62がリセットされる。そ
のリセット後の所定期間k/fc（fcはパルス36の周波数、
ｋは整数）、スイッチ57,58はカウンタ65の出力69で第
1,第２乗算形DA変換器55,56の出力側を第1,第２積分器6
1,62に接続する。出力69の後縁からリセットパルス66の
直前までの間に、第1,第２積分器61,62の出力がAD変換
器64でそれぞれデイジタル値に変換される。
第1,第２乗算形DA変換器55,56の各出力は、 Vout（ｔ）Sin（ωｔ） Vout（ｔ）Cos（ωｔ） となり、ω＝２πfc、第1,第２積分器61,62の各出力
は、 とそれぞれなる。t2−t1＝k/fc、つまりVoutがフーリエ
変換された出力Rl,Inが得られる。この観測される出力R
l＋jImは被測定物53を流れる電流Ixに比例する。
は、 とそれぞれなる。t2−t1＝k/fc、つまりVoutがフーリエ
変換された出力Rl,Inが得られる。この観測される出力R
l＋jImは被測定物53を流れる電流Ixに比例する。
Vout＝RIx＝Rl＋jIm Ｒは電流電圧変換器54の帰還抵抗器71の抵抗値であ
る。従って被測定物53のインピーダンスZxは で求まる。Vinは被測定物53に加える正弦波振幅、は
測定システムの補正ベクトルである。
る。従って被測定物53のインピーダンスZxは で求まる。Vinは被測定物53に加える正弦波振幅、は
測定システムの補正ベクトルである。
Voutを検波する信号、つまりラッチ回路45,46の出力
のスペクトラムは第５図Ｃに示すようになる。測定対象
スペクトルSi1と一致したスペクトルSb1は検波に有効な
成分となる。スペクトルSb2,Sb3…被測定物53、電流電
圧変換器54の歪スペクトルと一致したものであり、測定
誤差と成るが、一般に極く微少、1/1000以下であるため
影響は少ない。スペクトルSc1,Sc2はmfs±fc（ｍ＝1,2,
…）で発生するサンプル不要スペクトルである。fs/fc
を非整数、例えば10.24に選択すれば、このスペクトル
は被測定物53、電流電圧変換器54の歪スペクトルと一致
しないため、測定誤差とはならない。積分区間t2−t1を
1/fcの整数倍でかつ1/f2の整数倍例えば400/fc＝4096/f
sに選択されない場合は、スンペクトルSc1,Sc2成分はフ
ーリエ変換切り取り誤差として観測される。この誤差は
積分区間t2−t1＝k/fcで選択される整数ｋ及びfs/fcに
反比例して減少するため、例えばfs/fc＝10.24、ｋ＝10
で切り取り誤差は0.1％以下である。
のスペクトラムは第５図Ｃに示すようになる。測定対象
スペクトルSi1と一致したスペクトルSb1は検波に有効な
成分となる。スペクトルSb2,Sb3…被測定物53、電流電
圧変換器54の歪スペクトルと一致したものであり、測定
誤差と成るが、一般に極く微少、1/1000以下であるため
影響は少ない。スペクトルSc1,Sc2はmfs±fc（ｍ＝1,2,
…）で発生するサンプル不要スペクトルである。fs/fc
を非整数、例えば10.24に選択すれば、このスペクトル
は被測定物53、電流電圧変換器54の歪スペクトルと一致
しないため、測定誤差とはならない。積分区間t2−t1を
1/fcの整数倍でかつ1/f2の整数倍例えば400/fc＝4096/f
sに選択されない場合は、スンペクトルSc1,Sc2成分はフ
ーリエ変換切り取り誤差として観測される。この誤差は
積分区間t2−t1＝k/fcで選択される整数ｋ及びfs/fcに
反比例して減少するため、例えばfs/fc＝10.24、ｋ＝10
で切り取り誤差は0.1％以下である。
第１図において電流電圧変換器54の替りに電圧電圧変
換器を用いれば被測定物53の伝達関数を測定することが
できる。
換器を用いれば被測定物53の伝達関数を測定することが
できる。
第１図中の数値正弦波発生手段39としては第２図に示
すように構成してもよい。つまりフェーズアキュムレー
タ32の出力をフェーズシフタ72へ供給し、０゜出力と90
゜出力とを第３図ａに示すように交互に出力し、これら
出力により正弦波波形メモリ73が読出され、つまり正弦
波波形メモリ73から０゜の正弦波とこれより90゜進んだ
正弦波、つまり余弦波とが交互に読出される。余弦波が
読出された時に、第３図ｂのパルスによりラッチ回路74
にラッチされ、正弦波が読出された時に第３図Ｃのパル
スによりラッチ回路75にラッチされると共にラッチ回路
74の出力がラッチ回路76にラッチされる。ラッチ回路75
の出力はDA変換器47及び第１乗算形DA変換器55へ供給さ
れ、ラッチ回路76の出力は第２乗算形DA変換器56へ供給
される。
すように構成してもよい。つまりフェーズアキュムレー
タ32の出力をフェーズシフタ72へ供給し、０゜出力と90
゜出力とを第３図ａに示すように交互に出力し、これら
出力により正弦波波形メモリ73が読出され、つまり正弦
波波形メモリ73から０゜の正弦波とこれより90゜進んだ
正弦波、つまり余弦波とが交互に読出される。余弦波が
読出された時に、第３図ｂのパルスによりラッチ回路74
にラッチされ、正弦波が読出された時に第３図Ｃのパル
スによりラッチ回路75にラッチされると共にラッチ回路
74の出力がラッチ回路76にラッチされる。ラッチ回路75
の出力はDA変換器47及び第１乗算形DA変換器55へ供給さ
れ、ラッチ回路76の出力は第２乗算形DA変換器56へ供給
される。
第１図中の第１積分器61の出力Rlは被測定インピーダ
ンスZxのコンダクタンス成分であり、第２積分器62の出
力Inはリセプタンス成分であり、これらRl,Imをオシロ
スコープで直接観測してもよい。
ンスZxのコンダクタンス成分であり、第２積分器62の出
力Inはリセプタンス成分であり、これらRl,Imをオシロ
スコープで直接観測してもよい。
「発明の効果」 以上述べたようにこの発明においては高速、高精度の
AD変換器を使用しないため、第６図に示したものと比較
して、安価に構成することができる。デジタルフーリエ
変換数値処理を必要とせず高速度に動作する。被測定物
や電流電圧変換器の歪の影響を受けないため高精度の測
定が可能である。更に第４図に示した従来のものにおい
ては測定周波数を変化させるには低域通過ろ波器14の通
過特性をも変更させる必要があり、周波数を可変とする
ことは困難であるが、この発明においては周波数を変化
させても第５図Ｃ中のスペクトルSc1,Sc2はわずかしか
変化しないため、これを除去するためのろ波器のろ波特
性を可変とする必要がなく、容易に測定周波数fcを変化
させることができる。
AD変換器を使用しないため、第６図に示したものと比較
して、安価に構成することができる。デジタルフーリエ
変換数値処理を必要とせず高速度に動作する。被測定物
や電流電圧変換器の歪の影響を受けないため高精度の測
定が可能である。更に第４図に示した従来のものにおい
ては測定周波数を変化させるには低域通過ろ波器14の通
過特性をも変更させる必要があり、周波数を可変とする
ことは困難であるが、この発明においては周波数を変化
させても第５図Ｃ中のスペクトルSc1,Sc2はわずかしか
変化しないため、これを除去するためのろ波器のろ波特
性を可変とする必要がなく、容易に測定周波数fcを変化
させることができる。
第１図はこの発明の実施例を示すブロック図、第２図は
その数値正弦波発生手段の変形例を示すブロック図、第
３図はその動作の説明に供する波形図、第４図は従来の
インピーダンス測定装置を示すブロック図、第５図はこ
の発明の説明に供するためのスペクトラムを示す図、第
６図は従来の他のインピーダンス測定装置を示すブロッ
ク図である。
その数値正弦波発生手段の変形例を示すブロック図、第
３図はその動作の説明に供する波形図、第４図は従来の
インピーダンス測定装置を示すブロック図、第５図はこ
の発明の説明に供するためのスペクトラムを示す図、第
６図は従来の他のインピーダンス測定装置を示すブロッ
ク図である。
Claims (1)
- 【請求項１】フェーズアキュムレータと、 少くとも１つの正弦波波形メモリを含み、上記フェーズ
アキュムレータの出力で読出され、第１デジタル正弦波
と、第２デジタル正弦波と、デジタル余弦派とを発生す
る数値正弦波発生手段と、 上記第１デジタル正弦波をアナログ信号に変換して被測
定物へ供給するDA変換器と、 上記被測定物の出力と上記第２デジタル正弦波とを掛算
する第１乗算形DA変換器と、 上記被測定物の出力と上記デジタル余弦波とを掛算する
第２乗算形DA変換器と、 上記第１乗算形DA変換器の出力を正弦波周期の整数倍の
区間積分する第１積分器と、 上記第２乗算形DA変換器の出力を正弦波周期の整数倍の
区間積分する第２積分器とを具備するインピーダンス測
定装置。
Priority Applications (4)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP32827687A JP2587970B2 (ja) | 1987-12-23 | 1987-12-23 | インピーダンス測定装置 |
| US07/284,352 US4947130A (en) | 1987-12-23 | 1988-12-14 | Impedance measuring apparatus |
| DE88121429T DE3880648T2 (de) | 1987-12-23 | 1988-12-21 | Impedanzmessgerät. |
| EP88121429A EP0321963B1 (en) | 1987-12-23 | 1988-12-21 | Impedance measuring apparatus |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP32827687A JP2587970B2 (ja) | 1987-12-23 | 1987-12-23 | インピーダンス測定装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH01167679A JPH01167679A (ja) | 1989-07-03 |
| JP2587970B2 true JP2587970B2 (ja) | 1997-03-05 |
Family
ID=18208415
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP32827687A Expired - Lifetime JP2587970B2 (ja) | 1987-12-23 | 1987-12-23 | インピーダンス測定装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2587970B2 (ja) |
Families Citing this family (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN104781679B (zh) * | 2012-12-03 | 2017-03-08 | 三菱电机株式会社 | 电压检测装置 |
| JP6226261B2 (ja) | 2012-12-27 | 2017-11-08 | 学校法人早稲田大学 | 電気化学システム |
| JP2018036205A (ja) * | 2016-09-01 | 2018-03-08 | 日置電機株式会社 | インピーダンス測定装置およびインピーダンス測定方法 |
| CN110058164B (zh) * | 2019-05-14 | 2021-06-11 | 重庆西南集成电路设计有限责任公司 | 电池自供电的在线内阻测试仪 |
-
1987
- 1987-12-23 JP JP32827687A patent/JP2587970B2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH01167679A (ja) | 1989-07-03 |
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