JP3608952B2 - インピーダンス測定装置およびインピーダンス測定方法 - Google Patents
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明はインピーダンス測定装置およびインピーダンス測定方法、特に、インピーダンスのリアルパートに比例する電気信号とイマジナリパートに比例する電気信号を各別に得てマイクロコンピュータに入力し、インピーダンスの値を求めることができるインピーダンス測定装置およびインピーダンス測定方法に関する。ここで、インピーダンスの値とは、インピーダンスの絶対値，リアルパートの値，イマジナリパートの値およびこれらの比をいう。
【０００２】
【従来の技術】
従来のこの種のインピーダンス測定装置の一例が特開昭６１−２６６９６５号公報に記載されている。図６は同公報の第１図を参照番号を変更して転載したものである。
【０００３】
本インピーダンス測定装置は、被測定物１０１がサセプタンス（静電容量）ＢおよびコンダクタンスＧから成る容量素子に対するものである。先ず、交流電源１０２の電圧ｅを被測定物１０１に印加して電流ｉｙ （＝ｅ（Ｇ＋ｊＢ））を得、電流ｉｙ を電流／電圧変換器１０３に入力して電圧ｅｙ （＝−Ｒｉｙ ）を得る。次いで、この電圧ｅｙ を２つの位相弁別器１０４と１０６に入力する。
【０００４】
位相弁別器１０４は、電圧ｅｙ と交流電源１０２の電圧ｅとを乗算して直流成分のみを抽出する。これにより、コンダクタンスＧに比例した直流電圧ｅｇ を得ることができる。一方、位相弁別器１０６は、電圧ｅｙ と乗算すべき相手を、９０度移相器１０５の出力電圧とする。９０度移相器１０５は、交流電源１０２の電圧ｅの移相を９０度ずらせた電圧を生成するものである。したがって、位相弁別器１０６からはサセプタンスＢに比例した直流電圧ｅｂ を得ることができる。
【０００５】
以上のようにして得た直流電圧ｅｙ とｅｂ を切換スイッチ１０８で端子１０９ａと１０９ｂに切換えてＡ／Ｄ変換器１１０に入力し、ディジタル化した後にマイクロコンピュータ１１１に入力して所定の演算を行う。これにより、コンダクタンスＧとサセプタンスＢの値を求めることができるので、それぞれを表示器１１４ａと１１４ｂに表示する。
【０００６】
また、電圧ｅｙ をＡＣ／ＤＣ変換器１１２に入力して、直流成分、すなわちアドミッタンスＹ＝Ｇ＋ｊＢの絶対値｜Ｙ｜に比例した直流電圧を得、これをＡ／Ｄ変換器１１３でディジタル化してマイクロコンピュータ１１１で所定の演算をすれば、アドミッタンスＹの絶対値を得ることができる。
【０００７】
前記公報記載の技術は、これまでに説明した技術を改善したものであり、そのために比較器１０７を設けている。比較器１０７は、直流電圧ｅｙ とｅｂ を比較し、この比較結果により、Ｙ≫Ｇと判断できるときには、
【０００８】
【数１】
【０００９】
であることから、サセプタンスＢは位相弁別器１０６からの直流電圧ｅb ではなくＡＣ／ＤＣ変換器１１２からの直流電圧から求め、またＹ≫Ｂと判断できるときには、
【００１０】
【数２】
【００１１】
であることから、コンダクタンスＧは位相弁別器１０４からの直流電圧ｅ ａ ではなくＡＣ／ＤＣ変換器１１２からの直流電圧を求めるようにしたものである。これは、位相弁別器１０４，１０６の精度が０．１〜０．２％程度以下であるのに対して、ＡＣ／ＤＣ変換器１１２の精度は０．０１％程度と高いことから、Ｙ≫ＧまたはＹ≫Ｂの場合にはＡＣ／ＤＣ変換器１１２を使用するようにしたことによる。
【００１２】
なお、以上は容量素子に対するインピーダンス測定装置についての説明であるが、誘導素子に対するインピーダンス測定装置についても同公報の第７図に図示されており、上述と同様な考え方で抵抗，リアクタンスおよびインピーダンスの絶対値が測定できるとされている。
【００１３】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、上述した従来のインピーダンス測定装置では、インピーダンスＺの絶対値が抵抗ＲまたはリアクタンスＸより非常に大きい場合（Ｚ≫ＲまたはＺ≫Ｘ）であっても、抵抗とリアクタンスのいずれか一方は位相弁別器を使用し、またインピーダンスＺの絶対値が抵抗ＲまたはリアクタンスＸより非常に大きいといえない場合には、抵抗とリアクタンスの両方とも位相弁別器を使用することになるため、精度の低い値しか得られないという第１の問題点がある。
【００１４】
また、様々なインピーダンスの値を測定するにはダイナミックレンジを確保するため、位相弁別器において直流増幅が必要となるが、その場合にＤＣオフセット電圧が残り、それがＡ／Ｄ変換される。一方、所望する信号も直流であるから、オフセット電圧は誤差になるという第２の問題点がある。
【００１５】
また、９０度移相器において正確に９０度移相ができ、かつ９０度移相しない電圧と同じ振幅でアナログ乗算できるようにするのは困難であるという第３の問題点がある。
【００１６】
さらに、位相弁別器においては直流成分のみを取り出すために、ローパスフィルタを含むが、１５０〜５００Ｈｚの低周波を除去するには、大容量のコンデンサが必要となり、集積回路化が非常に困難になるという第４の問題点がある。
【００１７】
本発明の第１の目的は、分解能が良く精度の高いインピーダンスを測定できるインピーダンス測定装置およびインピーダンス測定方法を提供することにある。
【００１８】
本発明の第２の目的は、集積回路化が容易なインピーダンス測定装置を提供することにある。
【００２０】
【課題を解決するための手段】
本発明の好ましい実施の形態としてのインピーダンス測定装置は、時間離散の正弦波データを格納している正弦波メモリと、該正弦波メモリから前記正弦波データをそのまま、また前記正弦波データに対して９０度移相した正弦波値に対応した９０度移相正弦波データを時分割で読み出す制御回路と、該読み出された正弦波データをアナログ信号に変換するＤ／Ａコンバータと、該アナログ信号を被測定物に印加して得た応答信号をディジタル信号に変換するＡ／Ｄコンバータと、前記被測定物に正弦波入力して得られた該変換後のディジタル信号と前記正弦波データ、また前記被測定物に正弦波入力して得られた該変換後のディジタル信号と前記９０度移相正弦波データを、前記制御回路の制御により、時分割で乗算する乗算器と、該乗算の結果を各別に累算するアキュムレータと、該累算の結果を各別に保持する正弦レジスタおよび余弦レジスタと、以上の処理を所定周期分繰り返して得た前記正弦レジスタおよび余弦レジスタの値に所定の演算を施すことによってインピーダンスのリアルパートとイマジナリパートそれぞれに比例する電気信号を各別に得て前記インピーダンス値を求める手段とで構成されることを特徴とする。
【００２１】
本発明の好ましい実施の形態としてのインピーダンス測定装置は、前記応答信号にランダム雑音を重畳したことを特徴とする。
【００２２】
本発明の好ましい実施の形態としてのインピーダンス測定装置は、前記読み出した正弦波データを保持する正弦波レジスタと、前記読み出した９０度移相正弦波データを保持する余弦波レジスタとを付加し前記乗算に使用することを特徴とする。
【００２３】
本発明の好ましい実施の形態としてのインピーダンス測定装置は、前記正弦波メモリを読み出すアドレス値の間隔を複数とし、その各々の読み出しデータに対し、前記正弦レジスタおよび余弦レジスタ、並びに前記正弦波レジスタおよび余弦波レジスタをｎ式（ｎは２以上の整数）設け、ｎ種類の正弦波データの和を前記Ｄ／Ａ変換器にて変換するとともに、前記Ａ／Ｄ変換結果に対しても各々の正弦波データ，９０度移相正弦波データを演算して累算を行うことにより、ｎ個の前記インピーダンスの値を求めることを特徴とする。
【００２４】
本発明の好ましい実施の形態としてのインピーダンス測定装置は、前記正弦波メモリは前記正弦波データとして四分の一周期分を時系列順に格納しており、前記制御回路は、第１の四半周期は格納順、第２の四半周期は格納と逆順、第３の四半周期は極性反転して格納順、第４の四半周期は極性反転して格納と逆順にそれぞれの正弦波データを読み出すことを特徴とする。
【００２５】
本発明の好ましい実施の形態としてのインピーダンス測定装置は、前記正弦波メモリをＲＯＭで構成したことを特徴とする。
【００２７】
本発明の好ましい実施の形態としてのインピーダンス測定方法は、時間離散の正弦波データをメモリに格納しておく手順と、制御のための初期設定を行う手順と、該メモリから前記正弦波データをそのまま、また前記正弦波データに対して９０度移相した正弦波値に対応した９０度移相正弦波データを時分割で読み出す手順と、該読み出された正弦波データまたは該９０度移相正弦波データをアナログ信号に変換する手順と、該アナログ信号を前記被測定物に印加して得た応答信号をディジタル信号に変換する手順と、前記被測定物に正弦波入力して得られた該変換後のディジタル信号と前記正弦波データ、また前記被測定物に正弦波入力して得られた前記変換後のディジタル信号と前記９０度移相正弦波データを、時分割で乗算する手順と、該乗算の結果を各別に累算する手順と、該累算の結果を各別に保持する手順と、以上の処理を前記初期設定された所定周期分繰り返して得た前記累算結果の値に所定の演算を施すことによって前記インピーダンスの値を求める手順とを有することを特徴とする。
【００２８】
本発明の好ましい実施の形態としてのインピーダンス測定方法は、前記応答信号にランダム雑音を重畳する手順を付加したことを特徴とする。
【００２９】
本発明の好ましい実施の形態としてのインピーダンス測定方法は、前記読み出した正弦波データを保持する手順と、前記読み出した９０度移相正弦波データを保持する手順とを付加し前記乗算に使用することを特徴とする。
【００３０】
本発明の好ましい実施の形態としてのインピーダンス測定方法は、前記メモリを読み出すアドレス値の間隔を複数種類とし、その各々の読み出した正弦波データ、９０度移相正弦波データ及び前記累算の結果を保持する手段をｎ式（ｎは２以上の整数）設けて、ｎ種類の正弦波データの和を前記Ｄ／Ａ変換器にて変換するとともに、Ａ／Ｄ変換結果に対しても各々の正弦波データ，９０度移相正弦波データを演算して累積を行うことにより、ｎ個の前記インピーダンスの値を求めることを特徴とする。
【００３１】
本発明の好ましい実施の形態としてのインピーダンス測定方法は、前記メモリは前記正弦波データとして四分の一周期分を時系列順に格納しており、第１の四半周期は格納順、第２の四半周期は格納と逆順、第３の四半周期は極性反転して格納順、第４の四半周期は極性反転して格納と逆順にそれぞれの正弦波データを読み出すことを特徴とする。
【００３２】
本発明の好ましい実施の形態としてのインピーダンス測定方法は、前記メモリをＲＯＭで構成したことを特徴とする。
【００３３】
本発明は、大半をアナログ処理していた従来のインピーダンス測定を、被測定物に電流または電圧を印加する部分を除き、発振器をも含めてすべてディジタル処理により行うこととしたため、高精度で集積回路化し易いインピーダンス測定装置とインピーダンス測定方法を実現したものである。
【００３４】
【発明の実施の形態】
次に、本発明の実施の形態について説明する。
【００３５】
本発明のインピーダンス測定装置は、インピーダンスのリアルパートとイマジナリパートそれぞれに比例する電気信号を各別に得てマイクロコンピュータに入力し、前記インピーダンスの値を求めることができるインピーダンス測定装置において、被測定物に電気信号を印加する処理を除き、インピーダンス測定のすべての処理をディジタル信号処理化したことを特徴とする。
【００３６】
以下、本発明の実施例について図面を参照して詳細に説明する。
【００３７】
図１は本発明のインピーダンス測定装置の第１実施例を示すブロック図であり、正弦波ＲＯＭ１，Ｄ／Ａコンバータ２，電圧／電流変換器３，Ａ／Ｄコンバータ４，乗算器５，アキュムレータ６，ＳＩＮレジスタ７，ＣＯＳレジスタ８，マイクロコンピュータ９および制御回路１０で構成され、あらかじめ正弦波ＲＯＭ１に格納している正弦波データに基づいて、インピーダンス１１に交流電流を印加し、それによって得た交流電圧を直ちにディジタル化して、マイクロコンピュータ９によりインピーダンス１１の値を求めるものである。
【００３８】
正弦波ＲＯＭ１は、正弦波データとして、四分の一周期分の値を時間離散で、かつ時系列順にあらかじめ格納している。この正弦波の角周波数をω０ とし、角周波数ω０ における被測定物１１のインピーダンスの値を求めるのである。
【００３９】
制御回路１０は、本インピーダンス測定装置全体を制御するが、先ず、正弦波ＲＯＭ１から正弦波データを読み出させる。この読み出しは、正弦波ＲＯＭ１に格納されている四分の一周期分のデータにより、一周期分の正弦波データを生成するべく、以下のような手順によって行われるよう制御する。すなわち、第１の四半周期は正弦波データを格納順に、第２の四半周期は格納と逆順に、第３の四半周期は極性反転して格納順に、第４の四半周期は極性反転して格納と逆順に読み出す。これによって、一周期の正弦波が完成する。
【００４０】
制御回路１０は、また、正弦波ＲＯＭ１から正弦波データを９０度移相して、時分割で読み出す。したがって、この読み出しは、第１の四半周期は格納と逆順、第２の四半周期は極性反転して格納順、第３の四半周期は極性反転して格納と逆順、第４の四半周期は格納順に行えばよい。このようにして読み出されたものは、結局余弦波データということになる。
【００４１】
Ｄ／Ａコンバータ２は、上述のようにして読み出されてきた正弦波データまたは余弦波データをアナログ信号に変換する。このアナログ信号は電圧であるため、電圧／電流変換器３は電流に変換して被測定物１１に印加する。電圧／電流変換器３は、例えば、図６の電圧／電流変換器１０３のように、オペレーションアンプを使用したものであってよい。
【００４２】
交流電流を被測定物１１に印加すると、被測定物１１のインピーダンスに交流電流を乗じた交流電圧が得られる。本発明では、この交流電圧をＡ／Ｄコンバータ４により、直ちにディジタル信号に変換する。
【００４３】
乗算器５は、制御回路１０の制御のもとに、正弦波ＲＯＭ１から読み出された正弦波データと、Ａ／Ｄコンバータ４によって変換されたディジタル信号とを乗算する。また、乗算器５は、上記乗算と時分割で、正弦波ＲＯＭ１から読み出されたデータであって上記正弦波データに対して位相を９０度ずらした９０度移相正弦波データと、Ａ／Ｄコンバータ４によって変換されたディジタル信号とを乗算する。ここで、正弦波ＲＯＭ１に格納されている正弦波データは角周波数ω0 の正弦波のみであるが、Ｄ／Ａコンバータ２からＡ／Ｄコンバータ４に至る処理の間に、量子化雑音や外来雑音が混入してくるため、Ａ／Ｄコンバータ４の出力は、角周波数ω0
以外の多数の角周波数ωが混入した正弦波になっている。しかし、解法を明確にするため、先ず、問題を単純化して、Ａ／Ｄコンバータ４の出力も角周波数ω0
のみとし、振幅は考慮せず直流／交流の区分を明らかにする。
【００４４】
いま、被測定物１１を駆動する交流電流を正弦波ｓｉｎω0 ｔとすると、その応答信号は、被測定物１１のインピーダンスのうちのリアルパートによって正弦波ｓｉｎω0
ｔ、またイマジナリパートによって余弦波ｃｏｓω0 ｔとなる。したがって、これを正弦波ＲＯＭ１からの正弦波ｓｉｎω0 ｔを乗ずると、リアルパートによってｓｉｎ2
ω0 ｔ＝１／２（１−ｃｏｓ２ω0 ｔ）、イマジナリパートによってｓｉｎω0 ｔ×ｃｏｓω0 ｔ＝１／２ｓｉｎ２ω0 ｔなる信号となる。この信号のうちの交流成分ｃｏｓ２ω0
ｔとｓｉｎ２ω0ｔを除去すればリアルパートに比例した信号を得ることができる。また、正弦波ＲＯＭ１からの余弦波ｃｏｓω0 ｔを乗ずると、リアルパートによってｃｏｓω0ｔ×ｓｉｎω0ｔ＝１／２ｓｉｎ２ω0
ｔ、イマジナリパートによってｃｏｓω0 ｔ×ｃｏｓω0 ｔ＝１／２（１＋ｃｏｓ２ω0 ｔ）なる信号となるので、同様にしてイマジナリパートに比例した信号を得ることができる。
【００４５】
アキュムレータ６は、交流成分を除去する役割を担う。そのために、アキュムレータ６は、乗算器５における乗算結果を多数周期にわたって加算（累積）する。交流成分が単純化して考えたように、ｓｉｎ２ω０ ｔやｃｏｓ２ω０ ｔのみであれば１周期の累算でよい。しかしながら、前述のように、現実には雑音が存在するので、これを除去するとなれば１００周期以上の多数周期にわたる加算が必要となり、この間の累算結果は、ＳＩＮレジスタ７とＣＯＳレジスタ８に各別に保持されていく。
【００４６】
マイクロコンピュータ９は、アキュムレータ６における所定回数の加算が終了後に、ＳＩＮレジスタ７およびＣＯＳレジスタ８が保持する累算結果を取り込み、各々２乗して足し合わせ、この結果の平方根をとることにより被測定物１１のインピーダンスの絶対値に比例したデータを得る。また、上記足し合わせた結果の比をとることにより、インピーダンスのリアルパートに対するイマジナリパートの比である位相角ｔａｎθを得ることができる。
【００４７】
ここで、Ａ／Ｄ変換後のディジタル信号（乗算器５への入力信号）をｖi ＝Ａｓｉｎ（ωｔ＋φ）とおき、正弦波データ，９０度移相正弦波データとｎ周期分乗算したときの正弦項Ｈs
（ω），余弦項Ｈc （ω）を数式展開して求める。このとき、
【００４８】
【数３】
【００４９】
で表される。
【００５０】
まず、正弦項を求めると、
【００５１】
【数４】
【００５２】
一方、余弦項は、
【００５３】
【数５】
【００５４】
したがって、２乗和は、
【００５５】
【数６】
【００５６】
で表される。
【００５７】
図２は、上式（１）と（２）をｎ＝３２の場合についてプロットしたものである。本図から明らかなように、角周波数ωがω０ から遠ざかるにつれて、利得が減衰している。
【００５８】
次に、図３は本発明のインピーダンス測定装置の第２実施例を示すブロック図である。本実施例では、図１に示した第１実施例に対して、雑音源１３と混合器１２とＳＩＮレジスタ１４とＣＯＳレジスタ１５とを付加している。
【００５９】
前述のとおり、Ｄ／Ａコンバータ２からＡ／Ｄコンバータ４に至るまでの処理中に混入してくる雑音に対しては、多数周期回数の累算によりその影響を排除しようとする。しかしながら、正弦波ＲＯＭ１からの正弦波データや９０度移相正弦波データを規則正しく、決まったタイミングでサンプリングして読み出すと、量子化雑音も規則正しく混入してくるので、その影響を排除するのが困難となる。そこで、雑音源１３を設けて、アトランダムな雑音を作為的に発生させ、これを混合器１２により、応答信号に混入させることとした。これにより、上述の規則正しいサンプリングに伴う弊害を解消することができるのである。
【００６０】
また、ＳＩＮレジスタ１４とＣＯＳレジスタ１５は、それぞれ正弦波ＲＯＭ１から読み出した正弦波データと９０度移相正弦波データを格納しておき、Ａ／Ｄコンバータ４から入力してくる応答信号によるディジタル信号との乗算器５における乗算に備えるようにしたものである。このような措置により、制御回路１０の制御がより単純化され得ることとなる。
【００６１】
図４は、本発明のインピーダンス測定装置の第３実施例を示すブロック図である。本実施例では、図３に示した第２実施例におけるＳＩＮレジスタ７とＣＯＳレジスタ８に代えて、ｆ１ ＳＩＮレジスタ１６，ｆ２ ＳＩＮレジスタ１８とｆ１ ＣＯＳレジスタ１７，ｆ２ ＣＯＳレジスタ１９を設け、かつＳＩＮレジスタ１４とＣＯＳレジスタ１５に代えて、ｆ１ ＳＩＮレジスタ２０，ｆ２ ＳＩＮレジスタ２２とｆ１ ＣＯＳレジスタ２１，ｆ２ ＣＯＳレジスタ２３を設けた。
【００６２】
これは、第１実施例および第２実施例では、単一の角周波数ω０ におけるインピーダンスを測定するものであったが、一般にインピーダンスは角周波数によって変化するので、複数周波数に対するインピーダンスを測定することが必要とされる場合があり、このようなニーズに応えるためのものである。
【００６３】
図５は、本発明のインピーダンス測定装置の第４実施例のブロック図である。第１実施例，第２実施例および第３実施例は、被測定物１１に電流を印加し応答信号として電圧を得るものであった。しかし、本発明は、これに限定されることなく、Ｄ／Ａコンバータ２の出力をボルテージフォロワー２４によって被測定物１１に電圧を印加するようにしてもよい。その結果、被測定物１１と直列接続された抵抗２５の降下微少電圧を交流増幅器２６によって増幅してＡ／Ｄコンバータ４に入力する。なお、抵抗２５の値は被測定物１１のインピーダンスの絶対値に対して無視され得る程小さいことが必要である。
【００６４】
以上の説明により、本発明のインピーダンス測定方法は自明と考えるが、図１の第１実施例により改めて説明する。
【００６５】
先ず、正弦波ＲＯＭ１には、測定周波数の四分の一周期分の正弦波データを格納しておく。この正弦波データは時間離散したディジタルデータである。制御回路１０には、正弦波ＲＯＭ１を読み出す時間間隔と、累算周期回数をあらかじめ設定しておく。被測定物を本インピーダンス測定装置の出力端子に接続して起動する。すると、制御回路１０は、先ず正弦波ＲＯＭ１から正弦波データを所定の時間間隔で次々に読み出してＤ／Ａコンバータ２に出力する。
【００６６】
この正弦波データに対する応答信号をＡ／Ｄコンバータ４によって変換した後のディジタル信号が乗算器５に入力してくると、対応する正弦波データと乗算され、アキュムレータ６によって累算されてＳＩＮレジスタ７に保持される。また、対応する正弦波データと乗算され、アキュムレータ６によって累算されてＣＯＳレジスタ８に保持される。以上の処理を所定の累算周期分だけ繰り返す。
【００６７】
最後に、マイクロコンピュータ９は、ＳＩＮレジスタ７とＣＯＳレジスタ８がそれぞれ保持する累算結果について所定の演算を施して、被測定物１１のインピーダンスの絶対値、リアルパートの値，イマジナリパートの値，リアルパートの値に対するイマジナリパートの値の比等を求める。
【００６８】
【発明の効果】
本発明は、被測定物に電気信号を印加する処理を除き、インピーダンス測定のすべての処理をディジタル信号処理化したので、分解能が良く精度の高いインピーダンス測定装置を得ることができるという第１の効果を有する。具体的には、被測定物からの応答信号を直ちにディジタルで乗算するので量子化誤差しか混入せず、また２つの被乗算数もディジタル的にメモリから取り出すので正確に直交成分を生成でき、さらに直流増幅をしないためＤＣオフセット電圧の影響を受けるということもないからである。実際、累算する正弦波の波数をＮとすると、１／２ｌｏｇ２ Ｎ、したがって、Ｎ＝２５６なら４ビット分だけ高い分解能が得られる。
【００６９】
また、本発明は、乗算後に直流成分を抽出するのにアキュムレータを使用した、いわばディジタルフィルタ的手法を採用したため、従来のように、静電容量を用いたローパスフィルタが不要となり、集積回路化が容易になるという第２の効果を有する。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明のインピーダンス測定装置の第１実施例のブロック図
【図２】正弦項と余弦項の２乗和の周波数特性を示す図
【図３】本発明のインピーダンス測定装置の第２実施例のブロック図
【図４】本発明のインピーダンス測定装置の第３実施例のブロック図
【図５】本発明のインピーダンス測定装置の第４実施例のブロック図
【図６】従来のインピーダンス測定装置の一例を示すブロック図
【符号の説明】
１ 正弦波ＲＯＭ
２ Ｄ／Ａコンバータ
３，１０３ 電圧／電流変換器
４，１１０，１１３ Ａ／Ｄコンバータ
５ 乗算器
６ アキュムレータ
７，１４ ＳＩＮレジスタ
８，１５ ＣＯＳレジスタ
９，１１１ マイクロコンピュータ
１０ 制御回路
１１，１０１ 被測定物
１２ 混合器
１３ 雑音源
１６，２０ ｆ１ ＳＩＮレジスタ
１７，２１ ｆ１ ＣＯＳレジスタ
１８，２２ ｆ２ ＳＩＮレジスタ
１９，２３ ｆ２ ＣＯＳレジスタ
２４ ボルテージフォロワー
２５ 抵抗
２６ 交流増幅器
１０２ 交流
１０４，１０６ 移相弁別器
１０５ ９０度移相器
１０７ 比較器
１０８ 切換スイッチ
１０９ａ，１０９ｂ 端子
１１４ａ，１１４ｂ 表示器
【発明の属する技術分野】
本発明はインピーダンス測定装置およびインピーダンス測定方法、特に、インピーダンスのリアルパートに比例する電気信号とイマジナリパートに比例する電気信号を各別に得てマイクロコンピュータに入力し、インピーダンスの値を求めることができるインピーダンス測定装置およびインピーダンス測定方法に関する。ここで、インピーダンスの値とは、インピーダンスの絶対値，リアルパートの値，イマジナリパートの値およびこれらの比をいう。
【０００２】
【従来の技術】
従来のこの種のインピーダンス測定装置の一例が特開昭６１−２６６９６５号公報に記載されている。図６は同公報の第１図を参照番号を変更して転載したものである。
【０００３】
本インピーダンス測定装置は、被測定物１０１がサセプタンス（静電容量）ＢおよびコンダクタンスＧから成る容量素子に対するものである。先ず、交流電源１０２の電圧ｅを被測定物１０１に印加して電流ｉｙ （＝ｅ（Ｇ＋ｊＢ））を得、電流ｉｙ を電流／電圧変換器１０３に入力して電圧ｅｙ （＝−Ｒｉｙ ）を得る。次いで、この電圧ｅｙ を２つの位相弁別器１０４と１０６に入力する。
【０００４】
位相弁別器１０４は、電圧ｅｙ と交流電源１０２の電圧ｅとを乗算して直流成分のみを抽出する。これにより、コンダクタンスＧに比例した直流電圧ｅｇ を得ることができる。一方、位相弁別器１０６は、電圧ｅｙ と乗算すべき相手を、９０度移相器１０５の出力電圧とする。９０度移相器１０５は、交流電源１０２の電圧ｅの移相を９０度ずらせた電圧を生成するものである。したがって、位相弁別器１０６からはサセプタンスＢに比例した直流電圧ｅｂ を得ることができる。
【０００５】
以上のようにして得た直流電圧ｅｙ とｅｂ を切換スイッチ１０８で端子１０９ａと１０９ｂに切換えてＡ／Ｄ変換器１１０に入力し、ディジタル化した後にマイクロコンピュータ１１１に入力して所定の演算を行う。これにより、コンダクタンスＧとサセプタンスＢの値を求めることができるので、それぞれを表示器１１４ａと１１４ｂに表示する。
【０００６】
また、電圧ｅｙ をＡＣ／ＤＣ変換器１１２に入力して、直流成分、すなわちアドミッタンスＹ＝Ｇ＋ｊＢの絶対値｜Ｙ｜に比例した直流電圧を得、これをＡ／Ｄ変換器１１３でディジタル化してマイクロコンピュータ１１１で所定の演算をすれば、アドミッタンスＹの絶対値を得ることができる。
【０００７】
前記公報記載の技術は、これまでに説明した技術を改善したものであり、そのために比較器１０７を設けている。比較器１０７は、直流電圧ｅｙ とｅｂ を比較し、この比較結果により、Ｙ≫Ｇと判断できるときには、
【０００８】
【数１】
であることから、サセプタンスＢは位相弁別器１０６からの直流電圧ｅb ではなくＡＣ／ＤＣ変換器１１２からの直流電圧から求め、またＹ≫Ｂと判断できるときには、
【００１０】
【数２】
であることから、コンダクタンスＧは位相弁別器１０４からの直流電圧ｅ ａ ではなくＡＣ／ＤＣ変換器１１２からの直流電圧を求めるようにしたものである。これは、位相弁別器１０４，１０６の精度が０．１〜０．２％程度以下であるのに対して、ＡＣ／ＤＣ変換器１１２の精度は０．０１％程度と高いことから、Ｙ≫ＧまたはＹ≫Ｂの場合にはＡＣ／ＤＣ変換器１１２を使用するようにしたことによる。
【００１２】
なお、以上は容量素子に対するインピーダンス測定装置についての説明であるが、誘導素子に対するインピーダンス測定装置についても同公報の第７図に図示されており、上述と同様な考え方で抵抗，リアクタンスおよびインピーダンスの絶対値が測定できるとされている。
【００１３】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、上述した従来のインピーダンス測定装置では、インピーダンスＺの絶対値が抵抗ＲまたはリアクタンスＸより非常に大きい場合（Ｚ≫ＲまたはＺ≫Ｘ）であっても、抵抗とリアクタンスのいずれか一方は位相弁別器を使用し、またインピーダンスＺの絶対値が抵抗ＲまたはリアクタンスＸより非常に大きいといえない場合には、抵抗とリアクタンスの両方とも位相弁別器を使用することになるため、精度の低い値しか得られないという第１の問題点がある。
【００１４】
また、様々なインピーダンスの値を測定するにはダイナミックレンジを確保するため、位相弁別器において直流増幅が必要となるが、その場合にＤＣオフセット電圧が残り、それがＡ／Ｄ変換される。一方、所望する信号も直流であるから、オフセット電圧は誤差になるという第２の問題点がある。
【００１５】
また、９０度移相器において正確に９０度移相ができ、かつ９０度移相しない電圧と同じ振幅でアナログ乗算できるようにするのは困難であるという第３の問題点がある。
【００１６】
さらに、位相弁別器においては直流成分のみを取り出すために、ローパスフィルタを含むが、１５０〜５００Ｈｚの低周波を除去するには、大容量のコンデンサが必要となり、集積回路化が非常に困難になるという第４の問題点がある。
【００１７】
本発明の第１の目的は、分解能が良く精度の高いインピーダンスを測定できるインピーダンス測定装置およびインピーダンス測定方法を提供することにある。
【００１８】
本発明の第２の目的は、集積回路化が容易なインピーダンス測定装置を提供することにある。
【００２０】
【課題を解決するための手段】
本発明の好ましい実施の形態としてのインピーダンス測定装置は、時間離散の正弦波データを格納している正弦波メモリと、該正弦波メモリから前記正弦波データをそのまま、また前記正弦波データに対して９０度移相した正弦波値に対応した９０度移相正弦波データを時分割で読み出す制御回路と、該読み出された正弦波データをアナログ信号に変換するＤ／Ａコンバータと、該アナログ信号を被測定物に印加して得た応答信号をディジタル信号に変換するＡ／Ｄコンバータと、前記被測定物に正弦波入力して得られた該変換後のディジタル信号と前記正弦波データ、また前記被測定物に正弦波入力して得られた該変換後のディジタル信号と前記９０度移相正弦波データを、前記制御回路の制御により、時分割で乗算する乗算器と、該乗算の結果を各別に累算するアキュムレータと、該累算の結果を各別に保持する正弦レジスタおよび余弦レジスタと、以上の処理を所定周期分繰り返して得た前記正弦レジスタおよび余弦レジスタの値に所定の演算を施すことによってインピーダンスのリアルパートとイマジナリパートそれぞれに比例する電気信号を各別に得て前記インピーダンス値を求める手段とで構成されることを特徴とする。
【００２１】
本発明の好ましい実施の形態としてのインピーダンス測定装置は、前記応答信号にランダム雑音を重畳したことを特徴とする。
【００２２】
本発明の好ましい実施の形態としてのインピーダンス測定装置は、前記読み出した正弦波データを保持する正弦波レジスタと、前記読み出した９０度移相正弦波データを保持する余弦波レジスタとを付加し前記乗算に使用することを特徴とする。
【００２３】
本発明の好ましい実施の形態としてのインピーダンス測定装置は、前記正弦波メモリを読み出すアドレス値の間隔を複数とし、その各々の読み出しデータに対し、前記正弦レジスタおよび余弦レジスタ、並びに前記正弦波レジスタおよび余弦波レジスタをｎ式（ｎは２以上の整数）設け、ｎ種類の正弦波データの和を前記Ｄ／Ａ変換器にて変換するとともに、前記Ａ／Ｄ変換結果に対しても各々の正弦波データ，９０度移相正弦波データを演算して累算を行うことにより、ｎ個の前記インピーダンスの値を求めることを特徴とする。
【００２４】
本発明の好ましい実施の形態としてのインピーダンス測定装置は、前記正弦波メモリは前記正弦波データとして四分の一周期分を時系列順に格納しており、前記制御回路は、第１の四半周期は格納順、第２の四半周期は格納と逆順、第３の四半周期は極性反転して格納順、第４の四半周期は極性反転して格納と逆順にそれぞれの正弦波データを読み出すことを特徴とする。
【００２５】
本発明の好ましい実施の形態としてのインピーダンス測定装置は、前記正弦波メモリをＲＯＭで構成したことを特徴とする。
【００２７】
本発明の好ましい実施の形態としてのインピーダンス測定方法は、時間離散の正弦波データをメモリに格納しておく手順と、制御のための初期設定を行う手順と、該メモリから前記正弦波データをそのまま、また前記正弦波データに対して９０度移相した正弦波値に対応した９０度移相正弦波データを時分割で読み出す手順と、該読み出された正弦波データまたは該９０度移相正弦波データをアナログ信号に変換する手順と、該アナログ信号を前記被測定物に印加して得た応答信号をディジタル信号に変換する手順と、前記被測定物に正弦波入力して得られた該変換後のディジタル信号と前記正弦波データ、また前記被測定物に正弦波入力して得られた前記変換後のディジタル信号と前記９０度移相正弦波データを、時分割で乗算する手順と、該乗算の結果を各別に累算する手順と、該累算の結果を各別に保持する手順と、以上の処理を前記初期設定された所定周期分繰り返して得た前記累算結果の値に所定の演算を施すことによって前記インピーダンスの値を求める手順とを有することを特徴とする。
【００２８】
本発明の好ましい実施の形態としてのインピーダンス測定方法は、前記応答信号にランダム雑音を重畳する手順を付加したことを特徴とする。
【００２９】
本発明の好ましい実施の形態としてのインピーダンス測定方法は、前記読み出した正弦波データを保持する手順と、前記読み出した９０度移相正弦波データを保持する手順とを付加し前記乗算に使用することを特徴とする。
【００３０】
本発明の好ましい実施の形態としてのインピーダンス測定方法は、前記メモリを読み出すアドレス値の間隔を複数種類とし、その各々の読み出した正弦波データ、９０度移相正弦波データ及び前記累算の結果を保持する手段をｎ式（ｎは２以上の整数）設けて、ｎ種類の正弦波データの和を前記Ｄ／Ａ変換器にて変換するとともに、Ａ／Ｄ変換結果に対しても各々の正弦波データ，９０度移相正弦波データを演算して累積を行うことにより、ｎ個の前記インピーダンスの値を求めることを特徴とする。
【００３１】
本発明の好ましい実施の形態としてのインピーダンス測定方法は、前記メモリは前記正弦波データとして四分の一周期分を時系列順に格納しており、第１の四半周期は格納順、第２の四半周期は格納と逆順、第３の四半周期は極性反転して格納順、第４の四半周期は極性反転して格納と逆順にそれぞれの正弦波データを読み出すことを特徴とする。
【００３２】
本発明の好ましい実施の形態としてのインピーダンス測定方法は、前記メモリをＲＯＭで構成したことを特徴とする。
【００３３】
本発明は、大半をアナログ処理していた従来のインピーダンス測定を、被測定物に電流または電圧を印加する部分を除き、発振器をも含めてすべてディジタル処理により行うこととしたため、高精度で集積回路化し易いインピーダンス測定装置とインピーダンス測定方法を実現したものである。
【００３４】
【発明の実施の形態】
次に、本発明の実施の形態について説明する。
【００３５】
本発明のインピーダンス測定装置は、インピーダンスのリアルパートとイマジナリパートそれぞれに比例する電気信号を各別に得てマイクロコンピュータに入力し、前記インピーダンスの値を求めることができるインピーダンス測定装置において、被測定物に電気信号を印加する処理を除き、インピーダンス測定のすべての処理をディジタル信号処理化したことを特徴とする。
【００３６】
以下、本発明の実施例について図面を参照して詳細に説明する。
【００３７】
図１は本発明のインピーダンス測定装置の第１実施例を示すブロック図であり、正弦波ＲＯＭ１，Ｄ／Ａコンバータ２，電圧／電流変換器３，Ａ／Ｄコンバータ４，乗算器５，アキュムレータ６，ＳＩＮレジスタ７，ＣＯＳレジスタ８，マイクロコンピュータ９および制御回路１０で構成され、あらかじめ正弦波ＲＯＭ１に格納している正弦波データに基づいて、インピーダンス１１に交流電流を印加し、それによって得た交流電圧を直ちにディジタル化して、マイクロコンピュータ９によりインピーダンス１１の値を求めるものである。
【００３８】
正弦波ＲＯＭ１は、正弦波データとして、四分の一周期分の値を時間離散で、かつ時系列順にあらかじめ格納している。この正弦波の角周波数をω０ とし、角周波数ω０ における被測定物１１のインピーダンスの値を求めるのである。
【００３９】
制御回路１０は、本インピーダンス測定装置全体を制御するが、先ず、正弦波ＲＯＭ１から正弦波データを読み出させる。この読み出しは、正弦波ＲＯＭ１に格納されている四分の一周期分のデータにより、一周期分の正弦波データを生成するべく、以下のような手順によって行われるよう制御する。すなわち、第１の四半周期は正弦波データを格納順に、第２の四半周期は格納と逆順に、第３の四半周期は極性反転して格納順に、第４の四半周期は極性反転して格納と逆順に読み出す。これによって、一周期の正弦波が完成する。
【００４０】
制御回路１０は、また、正弦波ＲＯＭ１から正弦波データを９０度移相して、時分割で読み出す。したがって、この読み出しは、第１の四半周期は格納と逆順、第２の四半周期は極性反転して格納順、第３の四半周期は極性反転して格納と逆順、第４の四半周期は格納順に行えばよい。このようにして読み出されたものは、結局余弦波データということになる。
【００４１】
Ｄ／Ａコンバータ２は、上述のようにして読み出されてきた正弦波データまたは余弦波データをアナログ信号に変換する。このアナログ信号は電圧であるため、電圧／電流変換器３は電流に変換して被測定物１１に印加する。電圧／電流変換器３は、例えば、図６の電圧／電流変換器１０３のように、オペレーションアンプを使用したものであってよい。
【００４２】
交流電流を被測定物１１に印加すると、被測定物１１のインピーダンスに交流電流を乗じた交流電圧が得られる。本発明では、この交流電圧をＡ／Ｄコンバータ４により、直ちにディジタル信号に変換する。
【００４３】
乗算器５は、制御回路１０の制御のもとに、正弦波ＲＯＭ１から読み出された正弦波データと、Ａ／Ｄコンバータ４によって変換されたディジタル信号とを乗算する。また、乗算器５は、上記乗算と時分割で、正弦波ＲＯＭ１から読み出されたデータであって上記正弦波データに対して位相を９０度ずらした９０度移相正弦波データと、Ａ／Ｄコンバータ４によって変換されたディジタル信号とを乗算する。ここで、正弦波ＲＯＭ１に格納されている正弦波データは角周波数ω0 の正弦波のみであるが、Ｄ／Ａコンバータ２からＡ／Ｄコンバータ４に至る処理の間に、量子化雑音や外来雑音が混入してくるため、Ａ／Ｄコンバータ４の出力は、角周波数ω0
以外の多数の角周波数ωが混入した正弦波になっている。しかし、解法を明確にするため、先ず、問題を単純化して、Ａ／Ｄコンバータ４の出力も角周波数ω0
のみとし、振幅は考慮せず直流／交流の区分を明らかにする。
【００４４】
いま、被測定物１１を駆動する交流電流を正弦波ｓｉｎω0 ｔとすると、その応答信号は、被測定物１１のインピーダンスのうちのリアルパートによって正弦波ｓｉｎω0
ｔ、またイマジナリパートによって余弦波ｃｏｓω0 ｔとなる。したがって、これを正弦波ＲＯＭ１からの正弦波ｓｉｎω0 ｔを乗ずると、リアルパートによってｓｉｎ2
ω0 ｔ＝１／２（１−ｃｏｓ２ω0 ｔ）、イマジナリパートによってｓｉｎω0 ｔ×ｃｏｓω0 ｔ＝１／２ｓｉｎ２ω0 ｔなる信号となる。この信号のうちの交流成分ｃｏｓ２ω0
ｔとｓｉｎ２ω0ｔを除去すればリアルパートに比例した信号を得ることができる。また、正弦波ＲＯＭ１からの余弦波ｃｏｓω0 ｔを乗ずると、リアルパートによってｃｏｓω0ｔ×ｓｉｎω0ｔ＝１／２ｓｉｎ２ω0
ｔ、イマジナリパートによってｃｏｓω0 ｔ×ｃｏｓω0 ｔ＝１／２（１＋ｃｏｓ２ω0 ｔ）なる信号となるので、同様にしてイマジナリパートに比例した信号を得ることができる。
【００４５】
アキュムレータ６は、交流成分を除去する役割を担う。そのために、アキュムレータ６は、乗算器５における乗算結果を多数周期にわたって加算（累積）する。交流成分が単純化して考えたように、ｓｉｎ２ω０ ｔやｃｏｓ２ω０ ｔのみであれば１周期の累算でよい。しかしながら、前述のように、現実には雑音が存在するので、これを除去するとなれば１００周期以上の多数周期にわたる加算が必要となり、この間の累算結果は、ＳＩＮレジスタ７とＣＯＳレジスタ８に各別に保持されていく。
【００４６】
マイクロコンピュータ９は、アキュムレータ６における所定回数の加算が終了後に、ＳＩＮレジスタ７およびＣＯＳレジスタ８が保持する累算結果を取り込み、各々２乗して足し合わせ、この結果の平方根をとることにより被測定物１１のインピーダンスの絶対値に比例したデータを得る。また、上記足し合わせた結果の比をとることにより、インピーダンスのリアルパートに対するイマジナリパートの比である位相角ｔａｎθを得ることができる。
【００４７】
ここで、Ａ／Ｄ変換後のディジタル信号（乗算器５への入力信号）をｖi ＝Ａｓｉｎ（ωｔ＋φ）とおき、正弦波データ，９０度移相正弦波データとｎ周期分乗算したときの正弦項Ｈs
（ω），余弦項Ｈc （ω）を数式展開して求める。このとき、
【００４８】
【数３】
で表される。
【００５０】
まず、正弦項を求めると、
【００５１】
【数４】
一方、余弦項は、
【００５３】
【数５】
したがって、２乗和は、
【００５５】
【数６】
で表される。
【００５７】
図２は、上式（１）と（２）をｎ＝３２の場合についてプロットしたものである。本図から明らかなように、角周波数ωがω０ から遠ざかるにつれて、利得が減衰している。
【００５８】
次に、図３は本発明のインピーダンス測定装置の第２実施例を示すブロック図である。本実施例では、図１に示した第１実施例に対して、雑音源１３と混合器１２とＳＩＮレジスタ１４とＣＯＳレジスタ１５とを付加している。
【００５９】
前述のとおり、Ｄ／Ａコンバータ２からＡ／Ｄコンバータ４に至るまでの処理中に混入してくる雑音に対しては、多数周期回数の累算によりその影響を排除しようとする。しかしながら、正弦波ＲＯＭ１からの正弦波データや９０度移相正弦波データを規則正しく、決まったタイミングでサンプリングして読み出すと、量子化雑音も規則正しく混入してくるので、その影響を排除するのが困難となる。そこで、雑音源１３を設けて、アトランダムな雑音を作為的に発生させ、これを混合器１２により、応答信号に混入させることとした。これにより、上述の規則正しいサンプリングに伴う弊害を解消することができるのである。
【００６０】
また、ＳＩＮレジスタ１４とＣＯＳレジスタ１５は、それぞれ正弦波ＲＯＭ１から読み出した正弦波データと９０度移相正弦波データを格納しておき、Ａ／Ｄコンバータ４から入力してくる応答信号によるディジタル信号との乗算器５における乗算に備えるようにしたものである。このような措置により、制御回路１０の制御がより単純化され得ることとなる。
【００６１】
図４は、本発明のインピーダンス測定装置の第３実施例を示すブロック図である。本実施例では、図３に示した第２実施例におけるＳＩＮレジスタ７とＣＯＳレジスタ８に代えて、ｆ１ ＳＩＮレジスタ１６，ｆ２ ＳＩＮレジスタ１８とｆ１ ＣＯＳレジスタ１７，ｆ２ ＣＯＳレジスタ１９を設け、かつＳＩＮレジスタ１４とＣＯＳレジスタ１５に代えて、ｆ１ ＳＩＮレジスタ２０，ｆ２ ＳＩＮレジスタ２２とｆ１ ＣＯＳレジスタ２１，ｆ２ ＣＯＳレジスタ２３を設けた。
【００６２】
これは、第１実施例および第２実施例では、単一の角周波数ω０ におけるインピーダンスを測定するものであったが、一般にインピーダンスは角周波数によって変化するので、複数周波数に対するインピーダンスを測定することが必要とされる場合があり、このようなニーズに応えるためのものである。
【００６３】
図５は、本発明のインピーダンス測定装置の第４実施例のブロック図である。第１実施例，第２実施例および第３実施例は、被測定物１１に電流を印加し応答信号として電圧を得るものであった。しかし、本発明は、これに限定されることなく、Ｄ／Ａコンバータ２の出力をボルテージフォロワー２４によって被測定物１１に電圧を印加するようにしてもよい。その結果、被測定物１１と直列接続された抵抗２５の降下微少電圧を交流増幅器２６によって増幅してＡ／Ｄコンバータ４に入力する。なお、抵抗２５の値は被測定物１１のインピーダンスの絶対値に対して無視され得る程小さいことが必要である。
【００６４】
以上の説明により、本発明のインピーダンス測定方法は自明と考えるが、図１の第１実施例により改めて説明する。
【００６５】
先ず、正弦波ＲＯＭ１には、測定周波数の四分の一周期分の正弦波データを格納しておく。この正弦波データは時間離散したディジタルデータである。制御回路１０には、正弦波ＲＯＭ１を読み出す時間間隔と、累算周期回数をあらかじめ設定しておく。被測定物を本インピーダンス測定装置の出力端子に接続して起動する。すると、制御回路１０は、先ず正弦波ＲＯＭ１から正弦波データを所定の時間間隔で次々に読み出してＤ／Ａコンバータ２に出力する。
【００６６】
この正弦波データに対する応答信号をＡ／Ｄコンバータ４によって変換した後のディジタル信号が乗算器５に入力してくると、対応する正弦波データと乗算され、アキュムレータ６によって累算されてＳＩＮレジスタ７に保持される。また、対応する正弦波データと乗算され、アキュムレータ６によって累算されてＣＯＳレジスタ８に保持される。以上の処理を所定の累算周期分だけ繰り返す。
【００６７】
最後に、マイクロコンピュータ９は、ＳＩＮレジスタ７とＣＯＳレジスタ８がそれぞれ保持する累算結果について所定の演算を施して、被測定物１１のインピーダンスの絶対値、リアルパートの値，イマジナリパートの値，リアルパートの値に対するイマジナリパートの値の比等を求める。
【００６８】
【発明の効果】
本発明は、被測定物に電気信号を印加する処理を除き、インピーダンス測定のすべての処理をディジタル信号処理化したので、分解能が良く精度の高いインピーダンス測定装置を得ることができるという第１の効果を有する。具体的には、被測定物からの応答信号を直ちにディジタルで乗算するので量子化誤差しか混入せず、また２つの被乗算数もディジタル的にメモリから取り出すので正確に直交成分を生成でき、さらに直流増幅をしないためＤＣオフセット電圧の影響を受けるということもないからである。実際、累算する正弦波の波数をＮとすると、１／２ｌｏｇ２ Ｎ、したがって、Ｎ＝２５６なら４ビット分だけ高い分解能が得られる。
【００６９】
また、本発明は、乗算後に直流成分を抽出するのにアキュムレータを使用した、いわばディジタルフィルタ的手法を採用したため、従来のように、静電容量を用いたローパスフィルタが不要となり、集積回路化が容易になるという第２の効果を有する。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明のインピーダンス測定装置の第１実施例のブロック図
【図２】正弦項と余弦項の２乗和の周波数特性を示す図
【図３】本発明のインピーダンス測定装置の第２実施例のブロック図
【図４】本発明のインピーダンス測定装置の第３実施例のブロック図
【図５】本発明のインピーダンス測定装置の第４実施例のブロック図
【図６】従来のインピーダンス測定装置の一例を示すブロック図
【符号の説明】
１ 正弦波ＲＯＭ
２ Ｄ／Ａコンバータ
３，１０３ 電圧／電流変換器
４，１１０，１１３ Ａ／Ｄコンバータ
５ 乗算器
６ アキュムレータ
７，１４ ＳＩＮレジスタ
８，１５ ＣＯＳレジスタ
９，１１１ マイクロコンピュータ
１０ 制御回路
１１，１０１ 被測定物
１２ 混合器
１３ 雑音源
１６，２０ ｆ１ ＳＩＮレジスタ
１７，２１ ｆ１ ＣＯＳレジスタ
１８，２２ ｆ２ ＳＩＮレジスタ
１９，２３ ｆ２ ＣＯＳレジスタ
２４ ボルテージフォロワー
２５ 抵抗
２６ 交流増幅器
１０２ 交流
１０４，１０６ 移相弁別器
１０５ ９０度移相器
１０７ 比較器
１０８ 切換スイッチ
１０９ａ，１０９ｂ 端子
１１４ａ，１１４ｂ 表示器
Claims (12)
- 時間離散の正弦波データを格納している正弦波メモリと、該正弦波メモリから前記正弦波データをそのまま、また前記正弦波データに対して９０度移相した正弦波値に対応した９０度移相正弦波データを時分割で読み出す制御回路と、該読み出された正弦波データをアナログ信号に変換するＤ／Ａコンバータと、該アナログ信号を被測定物に印加して得た応答信号をディジタル信号に変換するＡ／Ｄコンバータと、前記被測定物に正弦波入力して得られた該変換後のディジタル信号と前記正弦波データ、また前記被測定物に正弦波入力して得られた該変換後のディジタル信号と前記９０度移相正弦波データを、前記制御回路の制御により、時分割で乗算する乗算器と、該乗算の結果を各別に累算するアキュムレータと、該累算の結果を各別に保持する正弦レジスタおよび余弦レジスタと、以上の処理を所定周期分繰り返して得た前記正弦レジスタおよび余弦レジスタの値に所定の演算を施すことによってインピーダンスのリアルパートとイマジナリパートそれぞれに比例する電気信号を各別に得て前記インピーダンス値を求める手段とで構成されることを特徴とするインピーダンス測定装置。
- 前記応答信号にランダム雑音を重畳したことを特徴とする請求項１記載のインピーダンス測定装置。
- 前記読み出した正弦波データを保持する正弦波レジスタと、前記読み出した９０度移相正弦波データを保持する余弦波レジスタとを付加し前記乗算に使用することを特徴とする請求項１または請求項２記載のインピーダンス測定装置。
- 前記正弦波メモリを読み出すアドレス値の間隔を複数とし、その各々の読み出しデータに対し、前記正弦レジスタおよび余弦レジスタ、並びに前記正弦波レジスタおよび余弦波レジスタをｎ式（ｎは２以上の整数）設け、ｎ種類の正弦波データの和を前記Ｄ／Ａ変換器にて変換するとともに、前記Ａ／Ｄ変換結果に対しても各々の正弦波データ，９０度移相正弦波データを演算して累算を行うことにより、ｎ個の前記インピーダンスの値を求めることを特徴とする請求項１〜請求項３のいずれかに記載のインピーダンス測定装置。
- 前記正弦波メモリは前記正弦波データとして四分の一周期分を時系列順に格納しており、前記制御回路は、第１の四半周期は格納順、第２の四半周期は格納と逆順、第３の四半周期は極性反転して格納順、第４の四半周期は極性反転して格納と逆順にそれぞれの正弦波データを読み出すことを特徴とする請求項１〜請求項４のいずれかに記載のインピーダンス測定装置。
- 前記正弦波メモリをＲＯＭで構成したことを特徴とする請求項１〜請求項５のいずれかに記載のインピーダンス測定装置。
- 時間離散の正弦波データをメモリに格納しておく手順と、制御のための初期設定を行う手順と、該メモリから前記正弦波データをそのまま、また前記正弦波データに対して９０度移相した正弦波値に対応した９０度移相正弦波データを時分割で読み出す手順と、該読み出された正弦波データまたは該９０度移相正弦波データをアナログ信号に変換する手順と、該アナログ信号を前記被測定物に印加して得た応答信号をディジタル信号に変換する手順と、前記被測定物に正弦波入力して得られた該変換後のディジタル信号と前記正弦波データ、また前記被測定物に正弦波入力して得られた前記変換後のディジタル信号と前記９０度移相正弦波データを、時分割で乗算する手順と、該乗算の結果を各別に累算する手順と、該累算の結果を各別に保持する手順と、以上の処理を前記初期設定された所定周期分繰り返して得た前記累算結果の値に所定の演算を施すことによって前記インピーダンスの値を求める手順とを有することを特徴とするインピーダンス測定方法。
- 前記応答信号にランダム雑音を重畳する手順を付加したことを特徴とする請求項７記載のインピーダンス測定方法。
- 前記読み出した正弦波データを保持する手順と、前記読み出した９０度移相正弦波データを保持する手順とを付加し前記乗算に使用することを特徴とする請求項９または請求項８記載のインピーダンス測定方法。
- 前記メモリを読み出すアドレス値の間隔を複数種類とし、その各々の読み出した正弦波データ、９０度移相正弦波データ及び前記累算の結果を保持する手段をｎ式（ｎは２以上の整数）設けて、ｎ種類の正弦波データの和を前記Ｄ／Ａ変換器にて変換するとともに、Ａ／Ｄ変換結果に対しても各々の正弦波データ，９０度移相正弦波データを演算して累積を行うことにより、ｎ個の前記インピーダンスの値を求めることを特徴とする請求項７〜請求項９のいずれかに記載のインピーダンス測定方法。
- 前記メモリは前記正弦波データとして四分の一周期分を時系列順に格納しており、第１の四半周期は格納順、第２の四半周期は格納と逆順、第３の四半周期は極性反転して格納順、第４の四半周期は極性反転して格納と逆順にそれぞれの正弦波データを読み出すことを特徴とする請求項７〜請求項１０のいずれかに記載のインピーダンス測定方法。
- 前記メモリをＲＯＭで構成したことを特徴とする請求項７〜請求項１１のいずれかに記載のインピーダンス測定方法。
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