JP3175580B2 - 直交位相変調器の調整装置 - Google Patents
直交位相変調器の調整装置Info
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- JP3175580B2 JP3175580B2 JP05734496A JP5734496A JP3175580B2 JP 3175580 B2 JP3175580 B2 JP 3175580B2 JP 05734496 A JP05734496 A JP 05734496A JP 5734496 A JP5734496 A JP 5734496A JP 3175580 B2 JP3175580 B2 JP 3175580B2
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- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/18—Phase-modulated carrier systems, i.e. using phase-shift keying
- H04L27/20—Modulator circuits; Transmitter circuits
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は直交位相変調器に関
し、特に衛星通信や移動体通信等の無線通信の分野で使
用される直交位相変調器の調整装置に関する。
し、特に衛星通信や移動体通信等の無線通信の分野で使
用される直交位相変調器の調整装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】従来、この種の直交位相変調器を調整す
る場合広く使用されている方法として、ベクトル・ネッ
トワーク・アナライザを使用する方法がある。これは、
図１０に示すように、ミキサ１０４，１０５、ハイブリ
ッド１０６、９０°位相器１０８、移相器１０７からな
る直交位相変調器に、Ｉ及びＱの変調入力としてＤＣ電
源１０１の出力を減衰器１０２，１０３で振幅調整した
信号を入力し、かつ直交位相変調器のＬＯ入力とＲＦ変
調出力にベクトル・ネットワーク・アナライザ１０９を
接続する。ベクトル・ネットワーク・アナライザ１０９
は、直交位相変調器に入力されたＩおよびＱ変調入力の
信号に応じたＲＦ変調出力の振幅ならびに位相を測定す
ることができる。これらの測定から、直交位相変調器の
Ｉ／Ｑ直交位相誤差やＩ／Ｑ振幅誤差を調整することが
できる。
る場合広く使用されている方法として、ベクトル・ネッ
トワーク・アナライザを使用する方法がある。これは、
図１０に示すように、ミキサ１０４，１０５、ハイブリ
ッド１０６、９０°位相器１０８、移相器１０７からな
る直交位相変調器に、Ｉ及びＱの変調入力としてＤＣ電
源１０１の出力を減衰器１０２，１０３で振幅調整した
信号を入力し、かつ直交位相変調器のＬＯ入力とＲＦ変
調出力にベクトル・ネットワーク・アナライザ１０９を
接続する。ベクトル・ネットワーク・アナライザ１０９
は、直交位相変調器に入力されたＩおよびＱ変調入力の
信号に応じたＲＦ変調出力の振幅ならびに位相を測定す
ることができる。これらの測定から、直交位相変調器の
Ｉ／Ｑ直交位相誤差やＩ／Ｑ振幅誤差を調整することが
できる。
【０００３】また、別な方式として特開昭６３−１１９
３３９号公報のベクトル変調器校正方法が発表されてい
る。これは図１１に示すように、移相器を付けたベクト
ル変調器回路から成るシステムを用いて調整を実現して
いる。ディバイダ２０１、ミクサ２０２，２０３及びコ
ンバイナ２０４の直交位相誤差の総計を移相器２０５，
２０６を調整して最小にする。変調入力をグランウンド
したときに信号源２０７，２０８を調整してＲＦ出力を
最小になるようにしてキャリア漏れを最小にする。直交
位相Ｑ及び同相Ｉ変調信号の振幅のバランスを生じたＲ
Ｆ出力振幅が等しくなるまで減衰器２０９，２１０を調
整してとり、最後にＤＣ信号源２１１，２１２が発生す
るＲＦ出力振幅のバランスがとれるまで、ＤＣ信号源２
１１，２１２からの直交校正信号を調整する。さらに変
化が見られなくなるまでこの一連の調整を反復する。
３３９号公報のベクトル変調器校正方法が発表されてい
る。これは図１１に示すように、移相器を付けたベクト
ル変調器回路から成るシステムを用いて調整を実現して
いる。ディバイダ２０１、ミクサ２０２，２０３及びコ
ンバイナ２０４の直交位相誤差の総計を移相器２０５，
２０６を調整して最小にする。変調入力をグランウンド
したときに信号源２０７，２０８を調整してＲＦ出力を
最小になるようにしてキャリア漏れを最小にする。直交
位相Ｑ及び同相Ｉ変調信号の振幅のバランスを生じたＲ
Ｆ出力振幅が等しくなるまで減衰器２０９，２１０を調
整してとり、最後にＤＣ信号源２１１，２１２が発生す
るＲＦ出力振幅のバランスがとれるまで、ＤＣ信号源２
１１，２１２からの直交校正信号を調整する。さらに変
化が見られなくなるまでこの一連の調整を反復する。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】前記した従来の技術の
うち、ベクトル・ネットワーク・アナライザを使用する
ものは、ベクトル・ネットワーク・アナライザが極めて
高価であるために、調整装置が高価になり、しかもこの
ベクトル・ネットワーク・アナライザの精度が低いため
に、直交位相変調器の精密な振幅、位相の調整ができな
いという問題がある。また、前記公報に記載された技術
では、各ステップでの調整が複雑に関連しているため、
調整の手段が煩雑であり、しかも同じ動作をくりかえし
ても、なかなか収束せず、調整が難しい。特に、Ｉ／Ｑ
振幅誤差、位相誤差を正確に調整する際に、ＲＦ検出器
の出力が等しくなるように調整するため、一般的な測定
器では誤差を０．１ｄＢ以内に調整するのは難しい。さ
らに、直交位相変調器は高調波を発生するため、調整す
る時に基本波と同時に電力を計測してしまうことによっ
て、Ｉ／Ｑの振幅調整に影響を及ぼしてしまうという問
題もある。
うち、ベクトル・ネットワーク・アナライザを使用する
ものは、ベクトル・ネットワーク・アナライザが極めて
高価であるために、調整装置が高価になり、しかもこの
ベクトル・ネットワーク・アナライザの精度が低いため
に、直交位相変調器の精密な振幅、位相の調整ができな
いという問題がある。また、前記公報に記載された技術
では、各ステップでの調整が複雑に関連しているため、
調整の手段が煩雑であり、しかも同じ動作をくりかえし
ても、なかなか収束せず、調整が難しい。特に、Ｉ／Ｑ
振幅誤差、位相誤差を正確に調整する際に、ＲＦ検出器
の出力が等しくなるように調整するため、一般的な測定
器では誤差を０．１ｄＢ以内に調整するのは難しい。さ
らに、直交位相変調器は高調波を発生するため、調整す
る時に基本波と同時に電力を計測してしまうことによっ
て、Ｉ／Ｑの振幅調整に影響を及ぼしてしまうという問
題もある。
【０００５】本発明の目的は、直交位相変調器の調整を
容易にかつ正確に行うことができる調整装置を提供する
ことにある。
容易にかつ正確に行うことができる調整装置を提供する
ことにある。
【０００６】
【課題を解決するための手段】本発明の直交位相変調器
の調整装置は、９０°位相の異なる正弦波信号を発生す
る手段と、前記正弦波信号の直交誤差、振幅誤差を調整
して直交位相変調器に入力させる調整回路と、前記直交
位相変調器のＲＦ出力の周波数スペクトラムを測定する
手段とを備え、前記９０°位相の異なる正弦波信号を発
生する手段として、正弦波を格納したＲＯＭを用いて９
０°位相の異なる正弦波を生成する手段が用いられ、前
記調整回路として、前記９０°位相の異なる正弦波信号
の一方のゲインを可変とする手段と、前記両正弦波信号
の位相差を調整する手段とを備えることを特徴とする。
の調整装置は、９０°位相の異なる正弦波信号を発生す
る手段と、前記正弦波信号の直交誤差、振幅誤差を調整
して直交位相変調器に入力させる調整回路と、前記直交
位相変調器のＲＦ出力の周波数スペクトラムを測定する
手段とを備え、前記９０°位相の異なる正弦波信号を発
生する手段として、正弦波を格納したＲＯＭを用いて９
０°位相の異なる正弦波を生成する手段が用いられ、前
記調整回路として、前記９０°位相の異なる正弦波信号
の一方のゲインを可変とする手段と、前記両正弦波信号
の位相差を調整する手段とを備えることを特徴とする。
【０００７】また、本発明の他の直交位相変調器の調整
装置は、９０°位相の異なる正弦波信号を発生する手段
と、この正弦波信号の直交誤差、振幅誤差を調整して直
交位相変調器に入力させる調整回路と、前記直交位相変
調器のＲＦ出力の周波数スペクトラムを測定する手段と
を備え、前記９０°位相の異なる正弦波信号を発生する
手段としてＤＳＰ（デジタル・シグナル・プロセッサ）
を用いて当該ＤＳＰの出力をアナログ信号に変換する構
成が用いられる。その上で、前記調整回路として、前記
９０°位相の異なる正弦波信号の一方を減衰する手段
と、前記各正弦波信号の一方を移相する手段とを備える
ことを特徴とする。あるいは、前記調整回路として、前
記ＤＳＰから出力されるデジタル信号を遅延する手段
と、前記デジタル信号に所要の数値を乗算する手段とを
備えることを特徴とする。
装置は、９０°位相の異なる正弦波信号を発生する手段
と、この正弦波信号の直交誤差、振幅誤差を調整して直
交位相変調器に入力させる調整回路と、前記直交位相変
調器のＲＦ出力の周波数スペクトラムを測定する手段と
を備え、前記９０°位相の異なる正弦波信号を発生する
手段としてＤＳＰ（デジタル・シグナル・プロセッサ）
を用いて当該ＤＳＰの出力をアナログ信号に変換する構
成が用いられる。その上で、前記調整回路として、前記
９０°位相の異なる正弦波信号の一方を減衰する手段
と、前記各正弦波信号の一方を移相する手段とを備える
ことを特徴とする。あるいは、前記調整回路として、前
記ＤＳＰから出力されるデジタル信号を遅延する手段
と、前記デジタル信号に所要の数値を乗算する手段とを
備えることを特徴とする。
【０００８】本発明においては、９０°の位相差を持つ
信号を、それぞれＫｍsin ωｍｔならびにＫｍcos ωｍ
ｔとする。これを４相位相変調器に入力する。４相位相
変調器でのキャリア信号をＫｃsin ωｃｔとすると理想
的な４相位相変調器での出力信号は、 ＝ＫｍＫｃ（sin ωｍｔsin ωｃｔ＋cos ωｍｔ＋cos ωｃｔ） ＝ＫｍＫｃcos （ωｃｔ−ωｍｔ） となり、スペクトラムアナライザで観測すると単一のキ
ャリアとなる。これを利用して直交位相変調器の調整を
行うことができる。
信号を、それぞれＫｍsin ωｍｔならびにＫｍcos ωｍ
ｔとする。これを４相位相変調器に入力する。４相位相
変調器でのキャリア信号をＫｃsin ωｃｔとすると理想
的な４相位相変調器での出力信号は、 ＝ＫｍＫｃ（sin ωｍｔsin ωｃｔ＋cos ωｍｔ＋cos ωｃｔ） ＝ＫｍＫｃcos （ωｃｔ−ωｍｔ） となり、スペクトラムアナライザで観測すると単一のキ
ャリアとなる。これを利用して直交位相変調器の調整を
行うことができる。
【０００９】
【発明の実施の形態】次に、本発明の実施形態を図面を
参照して説明する。図１は本発明の直交位相変調器の調
整装置のブロック図である。ここで、直交位相変調器１
は、入力されるＩ，Ｑ直交変調信号をそれぞれローカル
発振器１１からのキャリア信号と混合されるミキサ１
２，１３と、前記キャリア信号に９０°の位相差を生成
する９０°位相器１４と、前記ミキサ１２，１３の出力
を合成するハイブリッド１５から構成されている。そし
て、この直交位相変調器１の入力側には、９０°の位相
差をもつ信号を発生する発生手段２と、この発生された
信号の直交誤差と振幅誤差を調整する調整回路３が接続
される。また、直交位相変調器１の出力側には周波数ス
ペクトラムを監視可能なスペクトラムアナライザ４が接
続されている。
参照して説明する。図１は本発明の直交位相変調器の調
整装置のブロック図である。ここで、直交位相変調器１
は、入力されるＩ，Ｑ直交変調信号をそれぞれローカル
発振器１１からのキャリア信号と混合されるミキサ１
２，１３と、前記キャリア信号に９０°の位相差を生成
する９０°位相器１４と、前記ミキサ１２，１３の出力
を合成するハイブリッド１５から構成されている。そし
て、この直交位相変調器１の入力側には、９０°の位相
差をもつ信号を発生する発生手段２と、この発生された
信号の直交誤差と振幅誤差を調整する調整回路３が接続
される。また、直交位相変調器１の出力側には周波数ス
ペクトラムを監視可能なスペクトラムアナライザ４が接
続されている。
【００１０】前記９０°の位相差をもつ信号を発生する
手段２として、この実施形態では正弦波発生回路が用い
られる。また、前記調整回路３は、前記正弦波発生回路
２から出力された信号に、ＤＣオフセット回路３１，３
２からのＤＣオフセットを加算するための加算器３３，
３４と、このＤＣオフセットが加算された信号の利得を
制御するゲイン可変アンプ３５およびゲイン固定アンプ
３６と、両信号の位相を補正するための位相補正回路３
７を有している。
手段２として、この実施形態では正弦波発生回路が用い
られる。また、前記調整回路３は、前記正弦波発生回路
２から出力された信号に、ＤＣオフセット回路３１，３
２からのＤＣオフセットを加算するための加算器３３，
３４と、このＤＣオフセットが加算された信号の利得を
制御するゲイン可変アンプ３５およびゲイン固定アンプ
３６と、両信号の位相を補正するための位相補正回路３
７を有している。
【００１１】図２は前記正弦波発生回路２の一例を示す
ブロック図である。この正弦波発生回路２は、クロック
源２１で発生したクロックを基にしてカウンタ２２にて
ＲＯＭのアドレスが生成される。サインＲＯＭ３３には
正弦波の波形データが格納されており、コサインＲＯＭ
３４にはコサイン波のデータ、つまりサインＲＯＭ３３
より９０°位相シフトしたデータが格納されている。こ
のデータはそれぞれＤ／Ａコンバータ２５，２６にて、
アナログ信号に変換される。図３は図２のａ〜ｄの各信
号波形を示しており、図３の（ａ）にはサインデータの
波形を、（ｂ）にはコサインデータの波形を、（ｃ）に
はサイン信号を、（ｄ）にはコサイン信号をそれぞれ示
している。
ブロック図である。この正弦波発生回路２は、クロック
源２１で発生したクロックを基にしてカウンタ２２にて
ＲＯＭのアドレスが生成される。サインＲＯＭ３３には
正弦波の波形データが格納されており、コサインＲＯＭ
３４にはコサイン波のデータ、つまりサインＲＯＭ３３
より９０°位相シフトしたデータが格納されている。こ
のデータはそれぞれＤ／Ａコンバータ２５，２６にて、
アナログ信号に変換される。図３は図２のａ〜ｄの各信
号波形を示しており、図３の（ａ）にはサインデータの
波形を、（ｂ）にはコサインデータの波形を、（ｃ）に
はサイン信号を、（ｄ）にはコサイン信号をそれぞれ示
している。
【００１２】図４は前記調整回路の一例を示す回路図で
ある。前記正弦波発生回路２から出力される９０°位相
の異なる信号、すなわち、Ｉ信号入力とＱ信号入力がそ
れぞれオペアンプＯＰ１，ＯＰ２を通して直交位相変調
器１に入力される。オペアンプＯＰ１では同相入力端子
に抵抗Ｒ１，Ｒ２を介して可変抵抗ＶＲ１が接続されて
おり、オペアンプＯＰ２には同様に抵抗Ｒ４，Ｒ５を介
して可変抵抗ＶＲ２が接続されている。この可変抵抗Ｖ
Ｒ１ならびにＶＲ２を可変することにより、それぞれＩ
信号とＱ信号にＤＣオフセットを与えることができる。
また、オペアンプＯＰ１には可変抵抗ＶＲ３が接続され
ており、これによってゲインを可変することができる。
これにより、オペアンプＯＰ１とＯＰ２はそれぞれ図１
のミキサ３３，３４とＤＣオフセット回路３１，３２と
アンプ３５，３６とが構成される。
ある。前記正弦波発生回路２から出力される９０°位相
の異なる信号、すなわち、Ｉ信号入力とＱ信号入力がそ
れぞれオペアンプＯＰ１，ＯＰ２を通して直交位相変調
器１に入力される。オペアンプＯＰ１では同相入力端子
に抵抗Ｒ１，Ｒ２を介して可変抵抗ＶＲ１が接続されて
おり、オペアンプＯＰ２には同様に抵抗Ｒ４，Ｒ５を介
して可変抵抗ＶＲ２が接続されている。この可変抵抗Ｖ
Ｒ１ならびにＶＲ２を可変することにより、それぞれＩ
信号とＱ信号にＤＣオフセットを与えることができる。
また、オペアンプＯＰ１には可変抵抗ＶＲ３が接続され
ており、これによってゲインを可変することができる。
これにより、オペアンプＯＰ１とＯＰ２はそれぞれ図１
のミキサ３３，３４とＤＣオフセット回路３１，３２と
アンプ３５，３６とが構成される。
【００１３】また、オペアンプＯＰ３はＩ信号の１部を
Ｑ信号に加えることによって位相差を調整することがで
きる。位相差は可変抵抗ＶＲ４によって調整する。この
オペアンプＯＰ４により図１の位相補正回路３７が構成
される。さらに、オペアンプＯＰ４は、直交位相変調器
１にバイアスを加えるためのものである。
Ｑ信号に加えることによって位相差を調整することがで
きる。位相差は可変抵抗ＶＲ４によって調整する。この
オペアンプＯＰ４により図１の位相補正回路３７が構成
される。さらに、オペアンプＯＰ４は、直交位相変調器
１にバイアスを加えるためのものである。
【００１４】この調整回路によれば、直交位相変調器１
に潜在する不完全性を調整することが可能となる。すな
わち、直交位相変調器１は、前述したように、ミキサ１
２，１３、ハイブリッド１５、９０°位相器１４から構
成されており、ローカル１１より生成されたキャリアが
それぞれの信号で変調されることになる。ここでミキサ
１２，１３の変換ゲインのばらつき、ハイブリッド１５
の２つの入力と出力間のロスのばらつきによって直交位
相変調器の振幅誤差が生じる原因になり、９０°ハイブ
リッド１５の不完全性やミキサ１２，１３の入出力間の
位相回転により直交位相変調器の位相誤差が生じる。ま
た、ミキサ１２，１３のローカルポートと出力ポートの
間のアイソレーションの不完全性や、その他空間のリー
ク等によって、直交位相変調器の出力にローカルリーク
（キャリアリーク）が生じる。これらの振幅誤差、位相
誤差、ローカルリークによる不完全性を調整回路におい
て調整する。
に潜在する不完全性を調整することが可能となる。すな
わち、直交位相変調器１は、前述したように、ミキサ１
２，１３、ハイブリッド１５、９０°位相器１４から構
成されており、ローカル１１より生成されたキャリアが
それぞれの信号で変調されることになる。ここでミキサ
１２，１３の変換ゲインのばらつき、ハイブリッド１５
の２つの入力と出力間のロスのばらつきによって直交位
相変調器の振幅誤差が生じる原因になり、９０°ハイブ
リッド１５の不完全性やミキサ１２，１３の入出力間の
位相回転により直交位相変調器の位相誤差が生じる。ま
た、ミキサ１２，１３のローカルポートと出力ポートの
間のアイソレーションの不完全性や、その他空間のリー
ク等によって、直交位相変調器の出力にローカルリーク
（キャリアリーク）が生じる。これらの振幅誤差、位相
誤差、ローカルリークによる不完全性を調整回路におい
て調整する。
【００１５】また、直交位相変調器１の出力側に接続さ
れた前記スペクトラムアナライザ４は直交位相変調器１
の出力を周波数スペクトラムとして表示することがで
き、これを観察することで直交位相変調器の出力状態が
監視できる。
れた前記スペクトラムアナライザ４は直交位相変調器１
の出力を周波数スペクトラムとして表示することがで
き、これを観察することで直交位相変調器の出力状態が
監視できる。
【００１６】次に、図１の直交位相変調器における調整
方法について説明する。図５に、調整時に観測されるス
ペクトラムアナライザ４での波形を示す。直交位相変調
器の調整が不完全な場合には、図５（ａ）のように大き
なスペクトラム成分が３つ観測される。
方法について説明する。図５に、調整時に観測されるス
ペクトラムアナライザ４での波形を示す。直交位相変調
器の調整が不完全な場合には、図５（ａ）のように大き
なスペクトラム成分が３つ観測される。
【００１７】ここで、ローカル信号ｆc ＝ωｃ／２πが
９０°ハイブリッドを通った出力を、それぞれ Ｋｃsin ωｃｔ Ｋｃcos ωｃｔ （Ｋｃは定数）とし、また、直交位相変調器に入力され
る変調信号を、それぞれ Ｋｍsin ωｍｔ Ｋｍcos ωｍｔ （Ｋｍは定数、ωｍは変調角速度）とすると、直交位相
変調器の出力は、 ＫｍＫｃsin ωｍｔ・sin ωｃｔ＋ＫｍＫｃcos ωｍｔ・cos ωｃｔ ＝１／２ＫｍＫｃ｛cos(ωｃ−ωｍ) ｔ＋cos(ωｃ＋ωｍ）ｔ＋cos(ωｃ−ωｍ ) ｔ−cos(ωｃ＋ωｍ）｝ ＝ＫｍＫｃcos(ωｃ−ωｍ）ｔ・・・（１） となる。
９０°ハイブリッドを通った出力を、それぞれ Ｋｃsin ωｃｔ Ｋｃcos ωｃｔ （Ｋｃは定数）とし、また、直交位相変調器に入力され
る変調信号を、それぞれ Ｋｍsin ωｍｔ Ｋｍcos ωｍｔ （Ｋｍは定数、ωｍは変調角速度）とすると、直交位相
変調器の出力は、 ＫｍＫｃsin ωｍｔ・sin ωｃｔ＋ＫｍＫｃcos ωｍｔ・cos ωｃｔ ＝１／２ＫｍＫｃ｛cos(ωｃ−ωｍ) ｔ＋cos(ωｃ＋ωｍ）ｔ＋cos(ωｃ−ωｍ ) ｔ−cos(ωｃ＋ωｍ）｝ ＝ＫｍＫｃcos(ωｃ−ωｍ）ｔ・・・（１） となる。
【００１８】ところが、実際には、直交位相変調器１の
不完全性から、振幅誤差，位相誤差，ローカルリークが
あるので、それを考慮すると変調器出力は、 ＫｍＫｃ｛（１＋α）sin(ωｍｔ＋β）＋γ1 ｝・sin ωｃｔ＋ＫｍＫｃ｛cos ωｍｔ＋γ2 ｝cos ωｃｔ ＝ＫｍＫｃ（１＋α）（γ1 sin ωｃｔ＋γ2 cos ωｃｔ）＋１／２ＫｍＫｃ（ １＋α）cos ｛（ωｃ−ωｍ）ｔ＋β｝＋１／２ＫｍＫｃcos （ωｃ−ωｍ）ｔ ＋１／２ＫｍＫｃ（１＋α）cos ｛（ωｃ＋ωｍ）ｔ＋β｝−１／２ＫｍＫｃco s （ωｃ＋ωｍ）ｔ・・・（２） （α：変調器における振幅のアンバランスの定数、β：
位相のアンバランスの定数、γ1 ，γ2 ：ローカルリー
クの定数）となり、３本の周波数スペクトラムが観測さ
れることになる。
不完全性から、振幅誤差，位相誤差，ローカルリークが
あるので、それを考慮すると変調器出力は、 ＫｍＫｃ｛（１＋α）sin(ωｍｔ＋β）＋γ1 ｝・sin ωｃｔ＋ＫｍＫｃ｛cos ωｍｔ＋γ2 ｝cos ωｃｔ ＝ＫｍＫｃ（１＋α）（γ1 sin ωｃｔ＋γ2 cos ωｃｔ）＋１／２ＫｍＫｃ（ １＋α）cos ｛（ωｃ−ωｍ）ｔ＋β｝＋１／２ＫｍＫｃcos （ωｃ−ωｍ）ｔ ＋１／２ＫｍＫｃ（１＋α）cos ｛（ωｃ＋ωｍ）ｔ＋β｝−１／２ＫｍＫｃco s （ωｃ＋ωｍ）ｔ・・・（２） （α：変調器における振幅のアンバランスの定数、β：
位相のアンバランスの定数、γ1 ，γ2 ：ローカルリー
クの定数）となり、３本の周波数スペクトラムが観測さ
れることになる。
【００１９】そこで、調整回路３のオペアンプＯＰ１，
ＯＰ２の可変抵抗ＶＲ１，ＶＲ２を調整してＤＣオフセ
ットを調整することによって、ローカルリークを抑圧す
ることができる。この時、（２）式では、最初の項がゼ
ロに近づき、２，３番目の項は変化しない。この時のス
ペクトラムアナライザ４のスペクトラムは図５（ｂ）の
ようになり、ローカルリークのみを独立して調整するこ
とができる。
ＯＰ２の可変抵抗ＶＲ１，ＶＲ２を調整してＤＣオフセ
ットを調整することによって、ローカルリークを抑圧す
ることができる。この時、（２）式では、最初の項がゼ
ロに近づき、２，３番目の項は変化しない。この時のス
ペクトラムアナライザ４のスペクトラムは図５（ｂ）の
ようになり、ローカルリークのみを独立して調整するこ
とができる。
【００２０】次に、振幅誤差のみある場合を考える。こ
れは、図６（ａ）のような状態であり、このときのスペ
クトラムは図５（ｂ）になる。この場合の調整は、オペ
アンプＯＰ１の可変抵抗ＶＲ４を調整してゲイン可変ア
ンプ３５のゲインを調整することにより行う（２）式の
αがゼロに近づくにつれ図５（ｃ）のようなスペクトラ
ムになる。この時、他のスペクトラム成分ωｃ／２π，
（ωｃ−ωｍ）／２πは、ほとんど変化しない。従来の
調整方法では、例えばＩ，Ｑのバランスを１％以内にす
るのは測定器の精度からいって困難であるが、本実施例
ではスペクトラムアナライザのスペクトラムは、Ｉ，Ｑ
ベクトルの差がωｃωｍ／２πの周波数に表われるた
め、１％の場合は４０ｄＢのＤ／Ｕになるように調整す
ればよく、容易に調整することが可能である。
れは、図６（ａ）のような状態であり、このときのスペ
クトラムは図５（ｂ）になる。この場合の調整は、オペ
アンプＯＰ１の可変抵抗ＶＲ４を調整してゲイン可変ア
ンプ３５のゲインを調整することにより行う（２）式の
αがゼロに近づくにつれ図５（ｃ）のようなスペクトラ
ムになる。この時、他のスペクトラム成分ωｃ／２π，
（ωｃ−ωｍ）／２πは、ほとんど変化しない。従来の
調整方法では、例えばＩ，Ｑのバランスを１％以内にす
るのは測定器の精度からいって困難であるが、本実施例
ではスペクトラムアナライザのスペクトラムは、Ｉ，Ｑ
ベクトルの差がωｃωｍ／２πの周波数に表われるた
め、１％の場合は４０ｄＢのＤ／Ｕになるように調整す
ればよく、容易に調整することが可能である。
【００２１】次に、位相誤差のみのある場合を考える。
この場合は、図６（ｂ）のような場合であり、スペクト
ラムは図５（ｂ）のようになる。この場合はオペアンプ
ＯＰ３の可変抵抗ＶＲ４によって行う。（２）式のβが
ゼロに近づいていくにつれ、スペクトラムは図５（ｃ）
のようになる。（２）式の３項はα＝０，β≒０のと
き、 １／２ＫｍＫｃcos(ωｃ＋ωｍ）ｔ・cos β−（sin ωｃ＋ωｍ）ｔ・sin β− １／２ＫｍＫｃcos(ωｃ＋ωｍ）ｔ≒−β・sin(ωｃ＋ωｍ）ｔ となるので、βに応じてスペクトラム成分ωｃ＋ωｍ／
２πが変化することがわかる。振幅誤差の調整と同様、
従来の方法では難しい１０以内の位相の調整も容易に行
うことができる。
この場合は、図６（ｂ）のような場合であり、スペクト
ラムは図５（ｂ）のようになる。この場合はオペアンプ
ＯＰ３の可変抵抗ＶＲ４によって行う。（２）式のβが
ゼロに近づいていくにつれ、スペクトラムは図５（ｃ）
のようになる。（２）式の３項はα＝０，β≒０のと
き、 １／２ＫｍＫｃcos(ωｃ＋ωｍ）ｔ・cos β−（sin ωｃ＋ωｍ）ｔ・sin β− １／２ＫｍＫｃcos(ωｃ＋ωｍ）ｔ≒−β・sin(ωｃ＋ωｍ）ｔ となるので、βに応じてスペクトラム成分ωｃ＋ωｍ／
２πが変化することがわかる。振幅誤差の調整と同様、
従来の方法では難しい１０以内の位相の調整も容易に行
うことができる。
【００２２】以上のように、調整回路３におけるＤＣオ
フセット回路３１，３２とゲイン可変アンプ３５と、位
相補正回路３７を調整することによって直交位相変調器
１の調整を行うことができる。因みに、ωｃ＋ωｍ／２
πおよび、ωｃ／２πの出力スペクトラムと、調整のた
めの可変抵抗の指度の変化の様子を図７に示す。出力ス
ペクトラムは、あるポイントで急激にレベルが減少する
ので容易に最適点に直交位相変調器を調整することがで
きる。
フセット回路３１，３２とゲイン可変アンプ３５と、位
相補正回路３７を調整することによって直交位相変調器
１の調整を行うことができる。因みに、ωｃ＋ωｍ／２
πおよび、ωｃ／２πの出力スペクトラムと、調整のた
めの可変抵抗の指度の変化の様子を図７に示す。出力ス
ペクトラムは、あるポイントで急激にレベルが減少する
ので容易に最適点に直交位相変調器を調整することがで
きる。
【００２３】次に、本発明の第２の実施形態について説
明する。図８は、本発明の第２の実施形態を示したブロ
ック構成図であり、９０°位相の異なる信号を発生する
手段として、ＤＳＰ（デジタル・シグナル・プロセッ
サ）５１を用いた例である。このＤＳＰ５１からのデー
タビットをＤ／Ａ変換器５２，５３でアナログ信号に変
換し、低域ろ波器５４，５５でろ波して所要の直交変調
信号を得ている。実際に通信に使用される場合は、ＤＳ
Ｐ５１はナイキストフィルタ等のデジタルフィルタの信
号処理等に使用されるが、本実施形態では、９０°位相
の異なる正弦波を調整モードの時に発生させている。ま
た、一方の信号経路には調整回路３として減衰器３８を
介挿し、さらに９０°位相器１４の一方の出力に移相器
３９を接続しており、第１の実施例で説明したのと同じ
手法を用いて減衰器３８、移相器３９を調整することに
よって振幅、位相の各調整を行うことが可能となる。
明する。図８は、本発明の第２の実施形態を示したブロ
ック構成図であり、９０°位相の異なる信号を発生する
手段として、ＤＳＰ（デジタル・シグナル・プロセッ
サ）５１を用いた例である。このＤＳＰ５１からのデー
タビットをＤ／Ａ変換器５２，５３でアナログ信号に変
換し、低域ろ波器５４，５５でろ波して所要の直交変調
信号を得ている。実際に通信に使用される場合は、ＤＳ
Ｐ５１はナイキストフィルタ等のデジタルフィルタの信
号処理等に使用されるが、本実施形態では、９０°位相
の異なる正弦波を調整モードの時に発生させている。ま
た、一方の信号経路には調整回路３として減衰器３８を
介挿し、さらに９０°位相器１４の一方の出力に移相器
３９を接続しており、第１の実施例で説明したのと同じ
手法を用いて減衰器３８、移相器３９を調整することに
よって振幅、位相の各調整を行うことが可能となる。
【００２４】図９は、本発明の第３の実施形態を示した
ブロック構成図である。図８と等価な部分には同一符号
を付してある。ここでは、ＤＳＰ５１の出力に調整回路
６として遅延器６１，６２、乗算器６３，６４，レジス
タ６５，６６を接続しており、遅延器６１，６２にて、
ＤＳＰ５１から出力されるデータビットを遅延させるこ
とにより、位相の調整を行う。また、乗算器６３，６４
にてレジスタ６５，６６の値を乗算することにより振幅
の調整を行う。これらは、マイクロプロセッサ（ＣＰ
Ｕ）６７に接続されており、マイクロプロセッサ６７に
よって制御される。これにより、直交位相変調器の調整
を自動化することも可能である。
ブロック構成図である。図８と等価な部分には同一符号
を付してある。ここでは、ＤＳＰ５１の出力に調整回路
６として遅延器６１，６２、乗算器６３，６４，レジス
タ６５，６６を接続しており、遅延器６１，６２にて、
ＤＳＰ５１から出力されるデータビットを遅延させるこ
とにより、位相の調整を行う。また、乗算器６３，６４
にてレジスタ６５，６６の値を乗算することにより振幅
の調整を行う。これらは、マイクロプロセッサ（ＣＰ
Ｕ）６７に接続されており、マイクロプロセッサ６７に
よって制御される。これにより、直交位相変調器の調整
を自動化することも可能である。
【００２５】
【発明の効果】以上説明したように本発明の直交位相変
調器の調整装置によれば、９０°位相の異なる正弦波信
号を発生し、これらの正弦波信号の振幅と位相を調整回
路において調整して直交位相変調器に入力する構成とし
ているので、９０°位相の異なる正弦波を入力とし、そ
の出力の周波数スペクトラムの観測のみで調整すること
ができ、かつその際には調整動作を何度も繰り返す必要
がなく、単純に出力スペクトラムのレベルが小さくなる
よう調整するだけでよいため、高価なネットワーク・ア
ナライザを使用することなく、しかも容易に直交位相変
調器の調整を行うことができるという効果がある。ま
た、変調出力付近の周波数のみを使用するため、直交変
調器で発生する高調波の影響を受けることがなく、Ｉ／
Ｑベクトルの誤差成分のみが出力信号に現れるため高精
度に調整を行うことができる。さらに、ローカルリーク
による出力スペクトラムと、振幅・位相誤差による出力
スペクトラムが別の周波数に現れるために、直交位相変
調器のローカルリークの調整と、振幅・位相誤差の調整
が独立して行うことができ、調整が更に容易にかつ高精
度に行うことができる効果もある。
調器の調整装置によれば、９０°位相の異なる正弦波信
号を発生し、これらの正弦波信号の振幅と位相を調整回
路において調整して直交位相変調器に入力する構成とし
ているので、９０°位相の異なる正弦波を入力とし、そ
の出力の周波数スペクトラムの観測のみで調整すること
ができ、かつその際には調整動作を何度も繰り返す必要
がなく、単純に出力スペクトラムのレベルが小さくなる
よう調整するだけでよいため、高価なネットワーク・ア
ナライザを使用することなく、しかも容易に直交位相変
調器の調整を行うことができるという効果がある。ま
た、変調出力付近の周波数のみを使用するため、直交変
調器で発生する高調波の影響を受けることがなく、Ｉ／
Ｑベクトルの誤差成分のみが出力信号に現れるため高精
度に調整を行うことができる。さらに、ローカルリーク
による出力スペクトラムと、振幅・位相誤差による出力
スペクトラムが別の周波数に現れるために、直交位相変
調器のローカルリークの調整と、振幅・位相誤差の調整
が独立して行うことができ、調整が更に容易にかつ高精
度に行うことができる効果もある。
【図１】本発明の調整装置の第１の実施形態のブロック
構成図である。
構成図である。
【図２】９０°位相差信号発生手段の一例を示すブロッ
ク図である。
ク図である。
【図３】９０°位相差信号発生手段で発生される信号の
波形図である。
波形図である。
【図４】調整回路の一例を示す回路図である。
【図５】直交位相変調器の出力スペクトラムを示す図で
ある。
ある。
【図６】Ｉ／Ｑベクトルのベクトル図である。
【図７】出力スペクトラムと調整用可変抵抗の指度の関
係を示す図である。
係を示す図である。
【図８】本発明の第２の実施形態のブロック構成図であ
る。
る。
【図９】本発明の第３の実施形態のブロック構成図であ
る。
る。
【図１０】従来のベクトル・ネットワーク・アナライザ
を用いた構成例のブロック図である。
を用いた構成例のブロック図である。
【図１１】従来のベクトル変調器構成方法を説明するた
めのブロック図である。
めのブロック図である。
１ 直交位相変調器 ２ ９０°位相差信号発生器 ３ 調整回路 ４ 周波数スペクトラムアナライザ １１ ローカル発振器 １２，１３ ミキサ １４ ９０°位相器 １５ ハイブリッド（合成器） ３１，３２ ＤＣオフセット回路 ３３，３４ 加算器 ３５ ゲイン可変増幅器 ３６ ゲイン固定増幅器 ３７ 位相補正回路 ３８ 減衰器 ３９ 移相器 ５１ ＤＳＰ ５２，５３ Ｄ／Ａ変換器 ５４，５５ 低域ろ波器 ６１，６２ 遅延器 ６３，６４ 乗算器 ６５，６６ レジスタ ６７ ＣＰＵ
Claims (3)
- 【請求項１】 ９０°位相の異なる正弦波信号を発生す
る手段と、前記正弦波信号の直交誤差、振幅誤差を調整
して直交位相変調器に入力させる調整回路と、前記直交
位相変調器のＲＦ出力の周波数スペクトラムを測定する
手段とを備え、前記９０°位相の異なる正弦波信号を発
生する手段として、正弦波を格納したＲＯＭを用いて９
０°位相の異なる正弦波を生成する手段が用いられ、前
記調整回路として、前記９０°位相の異なる正弦波信号
の一方のゲインを可変とする手段と、前記両正弦波信号
の位相差を調整する手段とを備えることを特徴とする直
交位相変調器の調整装置。 - 【請求項２】 ９０°位相の異なる正弦波信号を発生す
る手段と、前記正弦波信号の直交誤差、振幅誤差を調整
して直交位相変調器に入力させる調整回路と、前記直交
位相変調器のＲＦ出力の周波数スペクトラムを測定する
手段とを備え、前記９０°位相の異なる正弦波信号を発
生する手段としてＤＳＰ（デジタル・シグナル・プロセ
ッサ）を用いて当該ＤＳＰの出力をアナログ信号に変換
する構成が用いられ、前記調整回路として、前記９０°
位相の異なる正弦波信号の一方を減衰する手段と、前記
各正弦波信号の一方を移相する手段とを備えることを特
徴とする直交位相変調器の調整装置。 - 【請求項３】 ９０°位相の異なる正弦波信号を発生す
る手段と、前記正弦波信号の直交誤差、振幅誤差を調整
して直交位相変調器に入力させる調整回路と、前記直交
位相変調器のＲＦ出力の周波数スペクトラムを測定する
手段とを備え、前記９０°位相の異なる正弦波信号を発
生する手段としてＤＳＰ（デジタル・シグナル・プロセ
ッサ）を用いて当該ＤＳＰの出力をアナログ信号に変換
する構成が用いられ、前記調整回路として、前記ＤＳＰ
から出力されるデジタル信号の一方を遅延する手段と、
前記デジタル信号に所要の数値を乗算する手段とを備え
ることを特徴とする直交位相変調器の調整装置。
Priority Applications (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP05734496A JP3175580B2 (ja) | 1996-03-14 | 1996-03-14 | 直交位相変調器の調整装置 |
| US08/814,062 US5847619A (en) | 1996-03-14 | 1997-03-10 | Method and system for calibrating a quadrature phase modulator |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP05734496A JP3175580B2 (ja) | 1996-03-14 | 1996-03-14 | 直交位相変調器の調整装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH09247225A JPH09247225A (ja) | 1997-09-19 |
| JP3175580B2 true JP3175580B2 (ja) | 2001-06-11 |
Family
ID=13052965
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP05734496A Expired - Lifetime JP3175580B2 (ja) | 1996-03-14 | 1996-03-14 | 直交位相変調器の調整装置 |
Country Status (2)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5847619A (ja) |
| JP (1) | JP3175580B2 (ja) |
Families Citing this family (35)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
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| US6340883B1 (en) * | 1998-09-03 | 2002-01-22 | Sony/Tektronik Corporation | Wide band IQ splitting apparatus and calibration method therefor with balanced amplitude and phase between I and Q |
| FI107212B (fi) * | 1999-03-26 | 2001-06-15 | Nokia Networks Oy | I/Q-modulaattorin tasajännitesiirtymän korjaus |
| US6157235A (en) * | 1999-06-01 | 2000-12-05 | Motorola, Inc. | Quadrature signal generator and method therefor |
| US6535560B1 (en) * | 1999-06-03 | 2003-03-18 | Ditrans Corporation | Coherent adaptive calibration system and method |
| DE19934215C1 (de) * | 1999-07-21 | 2001-03-29 | Rohde & Schwarz | Quadraturmischer mit adaptiver Fehlerkompensation |
| JP3322307B2 (ja) * | 1999-08-04 | 2002-09-09 | 日本電気株式会社 | 送信機 |
| US6265949B1 (en) * | 1999-12-22 | 2001-07-24 | Lg Information & Communications, Ltd. | Phase compensation apparatus and method for a digital modulator |
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| US6763227B2 (en) | 2001-11-07 | 2004-07-13 | Texas Instruments Incorporated | Systems and methods for modulator calibration |
| JP3712985B2 (ja) * | 2002-02-22 | 2005-11-02 | アンリツ株式会社 | 直交変調器のキャリアリーク調整点検出方法、そのキャリアリーク調整方法、及び直交変調装置 |
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| US7697905B2 (en) * | 2004-09-10 | 2010-04-13 | Qualcomm Incorporation | Local oscillator feedthrough cancellation scheme to remove RF and baseband offsets |
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| US7826752B1 (en) * | 2005-06-02 | 2010-11-02 | Level 3 Communications, Llc | Optical transmission apparatuses, methods, and systems |
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-
1996
- 1996-03-14 JP JP05734496A patent/JP3175580B2/ja not_active Expired - Lifetime
-
1997
- 1997-03-10 US US08/814,062 patent/US5847619A/en not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH09247225A (ja) | 1997-09-19 |
| US5847619A (en) | 1998-12-08 |
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