JPH07105775B2 - ベクトル変調器校正方法 - Google Patents
ベクトル変調器校正方法Info
- Publication number
- JPH07105775B2 JPH07105775B2 JP62267572A JP26757287A JPH07105775B2 JP H07105775 B2 JPH07105775 B2 JP H07105775B2 JP 62267572 A JP62267572 A JP 62267572A JP 26757287 A JP26757287 A JP 26757287A JP H07105775 B2 JPH07105775 B2 JP H07105775B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- signal
- output
- amplitude
- mixer
- phase
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired - Lifetime
Links
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/32—Carrier systems characterised by combinations of two or more of the types covered by groups H04L27/02, H04L27/10, H04L27/18 or H04L27/26
- H04L27/34—Amplitude- and phase-modulated carrier systems, e.g. quadrature-amplitude modulated carrier systems
- H04L27/36—Modulator circuits; Transmitter circuits
- H04L27/362—Modulation using more than one carrier, e.g. with quadrature carriers, separately amplitude modulated
- H04L27/364—Arrangements for overcoming imperfections in the modulator, e.g. quadrature error or unbalanced I and Q levels
-
- G—PHYSICS
- G01—MEASURING; TESTING
- G01R—MEASURING ELECTRIC VARIABLES; MEASURING MAGNETIC VARIABLES
- G01R35/00—Testing or calibrating of apparatus covered by the other groups of this subclass
- G01R35/005—Calibrating; Standards or reference devices, e.g. voltage or resistance standards, "golden" references
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/0014—Carrier regulation
- H04L2027/0016—Stabilisation of local oscillators
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/0014—Carrier regulation
- H04L2027/0018—Arrangements at the transmitter end
Landscapes
- Physics & Mathematics (AREA)
- General Physics & Mathematics (AREA)
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】 〔発明の技術分野〕 本発明はベクトル変調器、すなわち、直交位相(I/Q)
変調器の校正に関し、特にたった1台のスカラ検出器を
用いたベクトル変調器の校正に関する。
変調器の校正に関し、特にたった1台のスカラ検出器を
用いたベクトル変調器の校正に関する。
マイクロ波通信はデジタル変調技術を用いたデジタル通
信へ切り替わる傾向にある。これらの技術にはベクトル
変調、すなわち、直交位相変調を実現する新しいクラス
の信号変調が必要とされる。ベクトル変調において、2
つの変調入力信号が独立して、キャリアの同相(I)お
よび直交位相(Q)成分を変調する。正しく動作させる
ためには変調器のチャンネルIおよびQの利得を等し
く、すなわち、バランスがとれるようにし、かつ、正確
に90度離す、すなわち直交位相にしなければならない。
信へ切り替わる傾向にある。これらの技術にはベクトル
変調、すなわち、直交位相変調を実現する新しいクラス
の信号変調が必要とされる。ベクトル変調において、2
つの変調入力信号が独立して、キャリアの同相(I)お
よび直交位相(Q)成分を変調する。正しく動作させる
ためには変調器のチャンネルIおよびQの利得を等し
く、すなわち、バランスがとれるようにし、かつ、正確
に90度離す、すなわち直交位相にしなければならない。
ベクトル変調器を校正する1つの方法はRFキャリア入力
およびRF変調出力にネットワークアナライザを接続する
ことである。ネットワークアナライザはIおよびQ変調
入力に印加されたDC電圧変化により生じたRF変調出力の
振幅、および位相を測定する。これらの測定から変調器
の利得および位相の精度が決定され、校正される。この
方法の欠点は高価で、やや厄介なことであり、したがっ
て、自己校正用としてベクトル変調器へ組み込むことは
ない。また、はとんどのネットワークアナライザの精度
には限度がある。
およびRF変調出力にネットワークアナライザを接続する
ことである。ネットワークアナライザはIおよびQ変調
入力に印加されたDC電圧変化により生じたRF変調出力の
振幅、および位相を測定する。これらの測定から変調器
の利得および位相の精度が決定され、校正される。この
方法の欠点は高価で、やや厄介なことであり、したがっ
て、自己校正用としてベクトル変調器へ組み込むことは
ない。また、はとんどのネットワークアナライザの精度
には限度がある。
本発明の目的はベクトル変調器校正用の装置、および方
法を与えることである。
法を与えることである。
前記装置および方法はネットワークアナライザを必要と
せず、その代り、スカラRF検出器を用いる。本発明によ
り、校正測定の精度が改善され、校正システムは十分に
コンパクトで安価となり、自己校正用としてベクトル変
調器に組み込むことができる。
せず、その代り、スカラRF検出器を用いる。本発明によ
り、校正測定の精度が改善され、校正システムは十分に
コンパクトで安価となり、自己校正用としてベクトル変
調器に組み込むことができる。
本発明は移相器を付けた標準ベクトル変調器回路から成
るシステムを用いて、RFキャリアIおよびQ成分の相対
位相を調整し、前述のそれらの目的を実現する。可変減
衰器をIおよびQ変調信号入力に挿入し、変調信号の相
対振幅を調整する。
るシステムを用いて、RFキャリアIおよびQ成分の相対
位相を調整し、前述のそれらの目的を実現する。可変減
衰器をIおよびQ変調信号入力に挿入し、変調信号の相
対振幅を調整する。
スカラ検出器を用いて校正測定を行い、RF出力信号の振
幅を測定する。2個のDC信号源はIおよびQ変調入力用
の基準信号を供給する。別の2個のDC信号源はキャリア
漏えい補償信号を供給し、最後のDC信号源239はIおよ
びQ変調信号の振幅のバランスをとるための校正信号を
供給する。
幅を測定する。2個のDC信号源はIおよびQ変調入力用
の基準信号を供給する。別の2個のDC信号源はキャリア
漏えい補償信号を供給し、最後のDC信号源239はIおよ
びQ変調信号の振幅のバランスをとるための校正信号を
供給する。
結果に変化が見られなくなるまで4段階の校正プロセス
を反復する。移相器を調整し、直交位相誤差を最小にす
る。キャリア漏えい補償源を調整し、キャリア漏れを最
小にし、変調入力をグラウンドしたときのRF出力を最小
にする。出力振幅が等しくなるまで減衰器を調整し、I
およびQ変調信号の振幅のバランスをとる。最後に直交
位相校正信号源を調整し、その出力振幅のバランスをと
る。変化が見られなくなるまでこの一連の調整を反復す
る。
を反復する。移相器を調整し、直交位相誤差を最小にす
る。キャリア漏えい補償源を調整し、キャリア漏れを最
小にし、変調入力をグラウンドしたときのRF出力を最小
にする。出力振幅が等しくなるまで減衰器を調整し、I
およびQ変調信号の振幅のバランスをとる。最後に直交
位相校正信号源を調整し、その出力振幅のバランスをと
る。変化が見られなくなるまでこの一連の調整を反復す
る。
ベクトル変調器(I/Q変調器とも言う。)は2個の別々
の変調信号を印加し、キャリア信号の同相(I)および
直交(Q)成分を変調する。第1図は典型的なベクトル
変調器の概略ブロック図を示す。局部発振器11によって
発生されたRFキャリア信号は90度のパワーデバイダ13に
よってIおよびQ成分に分けられる。I成分(位相0度
と定義する)はミクサ15のLO入力に印加される。Iチャ
ンネル変調信号をミクサ15のもう一方の入力に印加し変
調されたI信号を生ずる。I成分と90度離れたQ成分は
ミクサ17の入力に印加される。Qチャンネル変調信号を
ミクサ17のもう一方の入力に印加し、変調されたQ信号
を生ずる。変調されたIおよびQ信号を0度の電力コン
バイナ19で結合し、ベクトル変調されたRF出力信号を発
生する。
の変調信号を印加し、キャリア信号の同相(I)および
直交(Q)成分を変調する。第1図は典型的なベクトル
変調器の概略ブロック図を示す。局部発振器11によって
発生されたRFキャリア信号は90度のパワーデバイダ13に
よってIおよびQ成分に分けられる。I成分(位相0度
と定義する)はミクサ15のLO入力に印加される。Iチャ
ンネル変調信号をミクサ15のもう一方の入力に印加し変
調されたI信号を生ずる。I成分と90度離れたQ成分は
ミクサ17の入力に印加される。Qチャンネル変調信号を
ミクサ17のもう一方の入力に印加し、変調されたQ信号
を生ずる。変調されたIおよびQ信号を0度の電力コン
バイナ19で結合し、ベクトル変調されたRF出力信号を発
生する。
この変調器設計から生ずるベクトル変調信号の主な誤差
はキャリア漏れ、IおよびQチャンネルの振幅不均衡、
および直交位相誤差に帰すことができる。
はキャリア漏れ、IおよびQチャンネルの振幅不均衡、
および直交位相誤差に帰すことができる。
キャリア漏れは変調入力をグラウンドしたときに現われ
るミクサからの出力信号である。これはミクサ内のオフ
セット電圧がゼロではないこと、ミクサを通るLO信号の
容量性、あるいは誘導性の結合、およびミクサポートで
のインピーダンス不整合によって引き起こされる。Iお
よびQミクサの変換ロスの差が振幅不均衡を生ずる。直
交位相誤差は90度のパワースプリッタおよび0度の電力
コンバイナの校正ミス(設計許容誤差)および、Iおよ
びQチャンネルの電気路長差のためである。
るミクサからの出力信号である。これはミクサ内のオフ
セット電圧がゼロではないこと、ミクサを通るLO信号の
容量性、あるいは誘導性の結合、およびミクサポートで
のインピーダンス不整合によって引き起こされる。Iお
よびQミクサの変換ロスの差が振幅不均衡を生ずる。直
交位相誤差は90度のパワースプリッタおよび0度の電力
コンバイナの校正ミス(設計許容誤差)および、Iおよ
びQチャンネルの電気路長差のためである。
本発明を組み入れたベクトル変調器−第2図に図式的に
示した−においてこれら3個の誤差源は自己校正手順に
よって大幅に減少する。
示した−においてこれら3個の誤差源は自己校正手順に
よって大幅に減少する。
第2図において第1図と機能的に同一の構成部分は頭に
2を付けた以外参照番号が同じである。たとえば第2図
のミクサ215は第1図のミクサ15と機能的に同等であ
る。
2を付けた以外参照番号が同じである。たとえば第2図
のミクサ215は第1図のミクサ15と機能的に同等であ
る。
第2図において、パワースプリッタ213とミクサ215およ
び217の間に移相器221および223を付け加えて基本ベク
トル変調回路を修正し、RFキャリアIおよびQ成分の相
対位相を調整する。可変減衰器225および227をIおよび
Q変調信号入力ラインに挿入し、変調信号の相対振幅を
調整する。
び217の間に移相器221および223を付け加えて基本ベク
トル変調回路を修正し、RFキャリアIおよびQ成分の相
対位相を調整する。可変減衰器225および227をIおよび
Q変調信号入力ラインに挿入し、変調信号の相対振幅を
調整する。
検出器220を用いて校正測定を行ないRF出力信号の振幅
を測定する。DC信号源235および237はスイッチ241およ
び243によってQおよびI変調信号の代わりにミクサ217
および215に接続されたとき、QおよびI変調入力用基
準信号となる。DC信号源229および231はそれぞれQおよ
びI信号成分にキャリア漏れ補償信号を供給する。信号
源239は、スイッチ245および247によってI入力ライ
ン、あるいはQ入力ラインのどちらかに選択的に接続さ
れるが、IおよびQ振幅のバランスをとるための校正信
号を供給する。
を測定する。DC信号源235および237はスイッチ241およ
び243によってQおよびI変調信号の代わりにミクサ217
および215に接続されたとき、QおよびI変調入力用基
準信号となる。DC信号源229および231はそれぞれQおよ
びI信号成分にキャリア漏れ補償信号を供給する。信号
源239は、スイッチ245および247によってI入力ライ
ン、あるいはQ入力ラインのどちらかに選択的に接続さ
れるが、IおよびQ振幅のバランスをとるための校正信
号を供給する。
第3図は本発明のベクトル変調器、および校正技術の動
作理論を示している。第3A図、および第3C図のダイアグ
ラムは、原点からの距離によって表わされる信号の振
幅、および任意の基準信号からの角変位によって表わさ
れた相対位相信号をベクトル領域でプロットしたもので
ある。第3A図、第3B図、および第3C図においてI変調信
号の位相を基準位相として用いる。信号の周波数は表わ
されていないが、暗黙のうちに基準周波数、すなわち、
通常はキャリア周波数と同じであると仮定されている。
ベクトル変調器の適正な動作を第3A図に示す。I変調入
力に印加されたDC電圧は同相変調信号(I)301にな
る。Q変調入力に同じ電圧を印加すると直交位相変調信
号(Q)303になる。もし、ベクトル変調器が完全に校
正されれば同相変調信号(I)301および直交変調信号
(Q)303は位相が正確に90度異っており、信号の振幅
は等しい。正および負の極性の変調ベクトルを組み合わ
せれば4個の異なるベクトルは305、307、309および311
を生じ、該4個のベクトルはまた位相が直交しており、
振幅は等しい。
作理論を示している。第3A図、および第3C図のダイアグ
ラムは、原点からの距離によって表わされる信号の振
幅、および任意の基準信号からの角変位によって表わさ
れた相対位相信号をベクトル領域でプロットしたもので
ある。第3A図、第3B図、および第3C図においてI変調信
号の位相を基準位相として用いる。信号の周波数は表わ
されていないが、暗黙のうちに基準周波数、すなわち、
通常はキャリア周波数と同じであると仮定されている。
ベクトル変調器の適正な動作を第3A図に示す。I変調入
力に印加されたDC電圧は同相変調信号(I)301にな
る。Q変調入力に同じ電圧を印加すると直交位相変調信
号(Q)303になる。もし、ベクトル変調器が完全に校
正されれば同相変調信号(I)301および直交変調信号
(Q)303は位相が正確に90度異っており、信号の振幅
は等しい。正および負の極性の変調ベクトルを組み合わ
せれば4個の異なるベクトルは305、307、309および311
を生じ、該4個のベクトルはまた位相が直交しており、
振幅は等しい。
もし、IおよびQ変調信号の振幅のバランスがとれてお
り、位相が正確に90度でないならば、いくらかの直交位
相誤差があり、第3B図に示したものと同様の状態が結果
として生ずる。示した例において、IおよびQ変調信号
間の角329は90度以上である。合成ベクトルの位相は直
交しているが、振幅は同じではない。(I+,Q+)ベク
トル321および(I−,Q−)ベクトル327は(I+,Q−)
ベクトル323および(I−,Q+)ベクトル325より小さ
い。
り、位相が正確に90度でないならば、いくらかの直交位
相誤差があり、第3B図に示したものと同様の状態が結果
として生ずる。示した例において、IおよびQ変調信号
間の角329は90度以上である。合成ベクトルの位相は直
交しているが、振幅は同じではない。(I+,Q+)ベク
トル321および(I−,Q−)ベクトル327は(I+,Q−)
ベクトル323および(I−,Q+)ベクトル325より小さ
い。
もし、IおよびQ変調信号が90度だけ位相がずれてお
り、振幅が異なっていれば振幅不均衡誤差が存在し、第
3C図に示したものと同様の状態が結果として生ずる。合
成ベクトルの振幅は同じであるが位相は直交していな
い。(I+,Q+)ベクトル331は(I+,Q−)ベクトル3
33から測って90度以下である。
り、振幅が異なっていれば振幅不均衡誤差が存在し、第
3C図に示したものと同様の状態が結果として生ずる。合
成ベクトルの振幅は同じであるが位相は直交していな
い。(I+,Q+)ベクトル331は(I+,Q−)ベクトル3
33から測って90度以下である。
ベクトル変調器を校正するには第3B図および第3C図に示
した位相および振幅誤差の両方を修正し、キャリア漏れ
を最少にすることが必要である。本発明の校正方法およ
び装置を用いれば、合成RF出力信号の振幅だけを測定す
る検出器で校正し、検出器自身を校正することはない。
校正動作は結果に変化がみられなくなるまで4段階から
成るプロセスを反復する。再び第2図を参照するとディ
バイダ213、ミクサ215、および217、およびコンバイナ2
19の直交位相誤差の総計を移相器221および223を調整し
て最小にする。変調入力をグラウンドしたときに信号源
229および231を調整してRF出力を最小になるようにして
キャリア漏れを最小にする。QおよびI変調信号の振幅
のバランスを生じたRF出力振幅が等しくなるまで減衰器
225および227を調整してとる。最後にDC信号源235およ
び237が発生するRF出力振幅のバランスがとれるまで、D
C信号源235および237からの直交校正信号を調整する。
さらに、変化が見られなくなるまでこの一連の調整を反
復する。
した位相および振幅誤差の両方を修正し、キャリア漏れ
を最少にすることが必要である。本発明の校正方法およ
び装置を用いれば、合成RF出力信号の振幅だけを測定す
る検出器で校正し、検出器自身を校正することはない。
校正動作は結果に変化がみられなくなるまで4段階から
成るプロセスを反復する。再び第2図を参照するとディ
バイダ213、ミクサ215、および217、およびコンバイナ2
19の直交位相誤差の総計を移相器221および223を調整し
て最小にする。変調入力をグラウンドしたときに信号源
229および231を調整してRF出力を最小になるようにして
キャリア漏れを最小にする。QおよびI変調信号の振幅
のバランスを生じたRF出力振幅が等しくなるまで減衰器
225および227を調整してとる。最後にDC信号源235およ
び237が発生するRF出力振幅のバランスがとれるまで、D
C信号源235および237からの直交校正信号を調整する。
さらに、変化が見られなくなるまでこの一連の調整を反
復する。
本校正手順の重要な点は測定がRF出力を最小にするかあ
るいは2個の測定の振幅を等しくするかのどちらかでよ
いことである。ゆえに、RF検出器を正確に校正する必要
がない。
るいは2個の測定の振幅を等しくするかのどちらかでよ
いことである。ゆえに、RF検出器を正確に校正する必要
がない。
直交位相誤差を測定するためにスイッチ241および243を
『b』に切り換え、DC信号源235をQチャンネル用のミ
クサ217に接続し、DC信号源237をIチャンネル用ミクサ
215に接続する。信号源235、および237は正の値、ある
いは負の値を持ったDC基準信号を供給する。信号源235
はQチャンネル用基準信号QC+およびQC−を供給する。
QC+およびQC−は振幅が同じで極性が反対である。信号
源237はIチャンネル用基準信号IC+およびIC−を供給
する。IC+およびIC−は振幅が等しく、極性は逆であ
る。検出器220は基準信号の4つの組み合わせ(IC+,QC
+)、(IC+,QC−)、(IC−QC+)および(I−,QC
−)に対するRF出力信号の振幅を測定する。次に移相器
221および223を調整し、(QC+,IC+)および(QC−,IC
−)の組み合わせによって形成されるRF出力振幅の合計
が(QC+,IC−)および(QC−,IC+)によって形成され
るRF出力振幅の合計に等しくなるようにする。たとえ
ば、もし、(QC+,IC+)および(QC−,IC−)の組み合
わせによって生じたRF出力振幅の合計の方が大きけれ
ば、移相器221によって導入される位相遅延を減少せね
ばならない(第3B図参照)。探索手順が後に続き、4個
の出力信号の振幅を反復して測定し、バランスのとれた
状態に到達するまで移相器を調整する。この操作が完了
するとスイッチ241および243を『a』に戻す。
『b』に切り換え、DC信号源235をQチャンネル用のミ
クサ217に接続し、DC信号源237をIチャンネル用ミクサ
215に接続する。信号源235、および237は正の値、ある
いは負の値を持ったDC基準信号を供給する。信号源235
はQチャンネル用基準信号QC+およびQC−を供給する。
QC+およびQC−は振幅が同じで極性が反対である。信号
源237はIチャンネル用基準信号IC+およびIC−を供給
する。IC+およびIC−は振幅が等しく、極性は逆であ
る。検出器220は基準信号の4つの組み合わせ(IC+,QC
+)、(IC+,QC−)、(IC−QC+)および(I−,QC
−)に対するRF出力信号の振幅を測定する。次に移相器
221および223を調整し、(QC+,IC+)および(QC−,IC
−)の組み合わせによって形成されるRF出力振幅の合計
が(QC+,IC−)および(QC−,IC+)によって形成され
るRF出力振幅の合計に等しくなるようにする。たとえ
ば、もし、(QC+,IC+)および(QC−,IC−)の組み合
わせによって生じたRF出力振幅の合計の方が大きけれ
ば、移相器221によって導入される位相遅延を減少せね
ばならない(第3B図参照)。探索手順が後に続き、4個
の出力信号の振幅を反復して測定し、バランスのとれた
状態に到達するまで移相器を調整する。この操作が完了
するとスイッチ241および243を『a』に戻す。
校正手順の次の段階はキャリア漏れのレベルを減少する
ことである。これを為すためにスイッチ245および247を
『a』に切り換え、変調入力ラインをグラウンドに接続
する。検出器220でRF出力信号の振幅を測定しながらDC
信号源229を調整してRF出力信号の振幅を最小にする。
前述のDC信号源はキャリア漏れ補償信号QCLOを生ずる。
これによりキャリア漏れのQ成分を最小にする。同様
に、キャリア漏れ補償信号ICLOを生ずるDC信号源231を
調整してRF出力信号の振幅を最小にする。これによりキ
ャリア漏れのI成分を最小にする。ステップを行った
後、スイッチ245および247を『b』に切り換え、変調入
力を入力ラインに再び接続する。
ことである。これを為すためにスイッチ245および247を
『a』に切り換え、変調入力ラインをグラウンドに接続
する。検出器220でRF出力信号の振幅を測定しながらDC
信号源229を調整してRF出力信号の振幅を最小にする。
前述のDC信号源はキャリア漏れ補償信号QCLOを生ずる。
これによりキャリア漏れのQ成分を最小にする。同様
に、キャリア漏れ補償信号ICLOを生ずるDC信号源231を
調整してRF出力信号の振幅を最小にする。これによりキ
ャリア漏れのI成分を最小にする。ステップを行った
後、スイッチ245および247を『b』に切り換え、変調入
力を入力ラインに再び接続する。
RF出力信号の最小点の精度は検出器の感度によって制限
される。第4図はRF出力最小点の測定を表わし、測定し
た応答曲線403(実線)を示す。最小信号レベルVoは検
出器のバックグラウンドノイズによる感度限界Vn以下で
あるので測定したRF応答曲線の一部404は最小値付近のQ
CLOおよびICLOの範囲では平たんになる。最小点407付近
の真の応答曲線405(破線)は直接測定できない。最小
点の近似値をよりよく定めるには感度限界より上の2点
間を補間する。これは応答曲線は最小点付近で対称であ
るという仮定に基づく。第1に補償信号のレベルを変化
し、曲線403上でその傾きが測定可能な領域において、
最小領域404の下の点たとえば点409を選択する。点409
ではRF出力はV1であり、補償信号レベルはQ1である。次
に第2点を最少領域より上でRF出力が同じくV1である
点、例えば点411、を定める。補償信号レベルはQ2であ
る。次に最後の補償信号をQ1およびQ2の中間Q3にセット
し、点407に最小RF出力Voを生ずる。
される。第4図はRF出力最小点の測定を表わし、測定し
た応答曲線403(実線)を示す。最小信号レベルVoは検
出器のバックグラウンドノイズによる感度限界Vn以下で
あるので測定したRF応答曲線の一部404は最小値付近のQ
CLOおよびICLOの範囲では平たんになる。最小点407付近
の真の応答曲線405(破線)は直接測定できない。最小
点の近似値をよりよく定めるには感度限界より上の2点
間を補間する。これは応答曲線は最小点付近で対称であ
るという仮定に基づく。第1に補償信号のレベルを変化
し、曲線403上でその傾きが測定可能な領域において、
最小領域404の下の点たとえば点409を選択する。点409
ではRF出力はV1であり、補償信号レベルはQ1である。次
に第2点を最少領域より上でRF出力が同じくV1である
点、例えば点411、を定める。補償信号レベルはQ2であ
る。次に最後の補償信号をQ1およびQ2の中間Q3にセット
し、点407に最小RF出力Voを生ずる。
次の段階はIおよびQ変調信号の振幅のバランスをとる
ことであり、IおよびQ変調入力の減衰器を調整するこ
とにより為される。スイッチ245を『C』に切り換え、
Qチャンネルミクサ217にDC信号源を接続し、スイッチ2
47を『a』に切り換え、Iチャンネルミクサ215への入
力をグラウンドする。DC信号源は基準信号を生じ、検出
器220は合成RF出力信号、すなわち、Q変調信号の振幅
を測定する。次にスイッチ245を『a』に切り換え、Q
入力グラウンドし、スイッチ247を『C』に切り換え、
信号源239からの校正信号をI入力に接続し、検出器220
は第2の振幅測定を行なう。振幅の大きい方のチャンネ
ルの可変減衰器を調整し、他のチャンネルの振幅にまで
振幅を減少する。測定した振幅が等しくなるまで振幅測
定を反復する。このステップを完了するとスイッチ245
および247を『b』に戻し、変調入力を再び接続する。
ことであり、IおよびQ変調入力の減衰器を調整するこ
とにより為される。スイッチ245を『C』に切り換え、
Qチャンネルミクサ217にDC信号源を接続し、スイッチ2
47を『a』に切り換え、Iチャンネルミクサ215への入
力をグラウンドする。DC信号源は基準信号を生じ、検出
器220は合成RF出力信号、すなわち、Q変調信号の振幅
を測定する。次にスイッチ245を『a』に切り換え、Q
入力グラウンドし、スイッチ247を『C』に切り換え、
信号源239からの校正信号をI入力に接続し、検出器220
は第2の振幅測定を行なう。振幅の大きい方のチャンネ
ルの可変減衰器を調整し、他のチャンネルの振幅にまで
振幅を減少する。測定した振幅が等しくなるまで振幅測
定を反復する。このステップを完了するとスイッチ245
および247を『b』に戻し、変調入力を再び接続する。
次にDC信号源235および237からの直交位相校正信号の振
幅を調整する。スイッチ241を『b』にスイッチ243を
『a』に、スイッチ247を『a』に切り換える。検出器2
20は校正信号の極性を正および負にして出力信号の振幅
を測定する。出力信号振幅が等しくなるまで信号源235
用校正信号振幅を調整する。次にスイッチ243を『b』
に、スイッチ241を『a』に、スイッチ245を『a』に切
り換える。再び、検出器220により校正信号の極性を正
および負にして出力信号の振幅を測定する。出力信号振
幅が互いに等しく、かつ、信号源235の信号振幅に等し
くなるまで信号源237用校正信号の振幅を調整する。
幅を調整する。スイッチ241を『b』にスイッチ243を
『a』に、スイッチ247を『a』に切り換える。検出器2
20は校正信号の極性を正および負にして出力信号の振幅
を測定する。出力信号振幅が等しくなるまで信号源235
用校正信号振幅を調整する。次にスイッチ243を『b』
に、スイッチ241を『a』に、スイッチ245を『a』に切
り換える。再び、検出器220により校正信号の極性を正
および負にして出力信号の振幅を測定する。出力信号振
幅が互いに等しく、かつ、信号源235の信号振幅に等し
くなるまで信号源237用校正信号の振幅を調整する。
この4段階の手順をいかなる変化も見られなくなるまで
順番に反復する。すなわち、直交位相誤差を減少させ、
キャリア漏れを減少させ、変調信号の振幅のバランスを
とり、直交位相校正信号のバランスをとるという4段階
である。
順番に反復する。すなわち、直交位相誤差を減少させ、
キャリア漏れを減少させ、変調信号の振幅のバランスを
とり、直交位相校正信号のバランスをとるという4段階
である。
誤差は互いに依存しているのでくり返すことが重要であ
る。よく設計された変調器において、誤差は小さく、校
正手順は非常に速く、2〜3サイクルで収斂する。
る。よく設計された変調器において、誤差は小さく、校
正手順は非常に速く、2〜3サイクルで収斂する。
校正は好適実施例で用いた2個の移相器および2個の減
衰器よりむしろたった1個の移相器および1個の可変減
衰器で実行できることが特記される。また、RF出力信号
はそれが検出器220に印加される前に変換された周波数
である。
衰器よりむしろたった1個の移相器および1個の可変減
衰器で実行できることが特記される。また、RF出力信号
はそれが検出器220に印加される前に変換された周波数
である。
校正手順のステップは手動で、あるいは自動でできる。
もし、校正システムを自己校正のためベクトル変調器に
組み入れれば自動化の手掛りが提起される。システムを
自動化するには特定の装置を電子的に制御可能なものに
しなければならない。これらは移相器221、223、可変減
衰器225、227、DC信号源235、237、229および231、スイ
ッチ241、243、245、および247である。マイクロプロセ
ッサを用いて自動化し、これらの装置を制御し、検出器
220からのデータを測定し、既知の技術で校正手順を実
現する。
もし、校正システムを自己校正のためベクトル変調器に
組み入れれば自動化の手掛りが提起される。システムを
自動化するには特定の装置を電子的に制御可能なものに
しなければならない。これらは移相器221、223、可変減
衰器225、227、DC信号源235、237、229および231、スイ
ッチ241、243、245、および247である。マイクロプロセ
ッサを用いて自動化し、これらの装置を制御し、検出器
220からのデータを測定し、既知の技術で校正手順を実
現する。
以上説明したように、本発明を用いることにより、ベク
トル変調器校正用として、校正精度がより高く、コンパ
クトで、安価で、組み込み可能で、校正操作の簡単な校
正システムを提供することができる。
トル変調器校正用として、校正精度がより高く、コンパ
クトで、安価で、組み込み可能で、校正操作の簡単な校
正システムを提供することができる。
第1図はベクトル変調器の概略ブロック図、第2図は本
発明の一実施例の校正システムを含むベクトル変調器の
概略ブロック図、第3A図〜第3C図は本発明のベクトル変
調器の動作、理論及び校正技法を示す図であって、第3A
図は適切な動作を示す図、第3B図はI及びQチャンネル
が正確に直交していない時の動作を示す図、第3C図はI
及びQチャンネルは直交しているがバランスしていない
時の動作を示す図である。第4図はキャリア漏れ補償時
のRF出力の応答を示す図である。 211:局部発振器、213:パワースプリッタ 215,217:ミクサ、219:電力コンバイナ 220:検出器、221,223:移相器 225,227:可変減衰器 229,231,235,237,239:DC信号源 241,243,245,247:スイッチ
発明の一実施例の校正システムを含むベクトル変調器の
概略ブロック図、第3A図〜第3C図は本発明のベクトル変
調器の動作、理論及び校正技法を示す図であって、第3A
図は適切な動作を示す図、第3B図はI及びQチャンネル
が正確に直交していない時の動作を示す図、第3C図はI
及びQチャンネルは直交しているがバランスしていない
時の動作を示す図である。第4図はキャリア漏れ補償時
のRF出力の応答を示す図である。 211:局部発振器、213:パワースプリッタ 215,217:ミクサ、219:電力コンバイナ 220:検出器、221,223:移相器 225,227:可変減衰器 229,231,235,237,239:DC信号源 241,243,245,247:スイッチ
Claims (2)
- 【請求項1】RF信号源と、該信号源に接続されたパワー
スプリッタと、該パワースプリッタの同相出力に接続さ
れた第1移相器と、該第1移相器に接続されたIミクサ
と、前記パワースプリッタの直交出力に接続された第2
移相器と、該第2移相器に接続されたQミクサと、前記
I、Qミクサの出力を合成する電力コンバイナと、該電
力コンバイナからの合成RF出力信号の振幅を測定するス
カラRF検出器とを備えたベクトル変調器の校正方法であ
って、 直交位相誤差を最小限にするステップ(a)と、 キャリア漏れを最小限にするステップ(b)と、 変調された信号の振幅を平衡させるステップ(c)と、 正の直交DC基準信号(Qc+)と、負の直交DC基準信号
(Qc−)と、正の同相DC基準信号(Ic+)と、負の同相
DC基準信号(Ic−)とを備え、直交校正信号の振幅を平
衡させるステップ(d)と、 を備えて成るベクトル変調器校正方法。 - 【請求項2】前記ステップ(a)が、前記Qc+、Qc−と
前記Ic+、Ic−との組合わせを前記IおよびQミクサに
変調信号の代わりに接続し、前記基準信号の4つの組合
わせの各々に対しRF出力振幅を測定し、前記パワースプ
リッタと前記ミクサとの間に挿入された移相器を調整し
て、前記(Qc+、Ic+)と(Qc−、Ic−)との組合わせ
によって発生されたRF出力振幅の総和が、前記(Qc+、
Ic−)と(Qc−、Ic+)との組合わせによって発生され
たRF出力振幅の総和に等しくなるようにすることにより
実行され、 前記ステップ(b)が、キャリア漏れ補償信号源を前記
IおよびQミクサに前記変調入力を接地した状態で接続
し、前記RF出力振幅を測定し、前記キャリア漏れ補償信
号源を調整してRF出力振幅を最小限にすることにより実
行され、 前記ステップ(c)が、前記RF出力振幅を測定しつつ、
前記IおよびQミクサへの変調入力を交互に接地し、該
変調信号入力とミクサとの間に接続された減衰器を前記
発生されたRF出力振幅が等しくなるまで調整することに
より実行され、 前記ステップ(d)が、前記Qc+およびQc−信号を前記
Qミクサに、前記Iミクサに同相変調信号を接続した状
態で交互に印加し、前記RF出力振幅を測定し、前記Qc+
またはQc−信号の振幅を、それらが発生する出力振幅が
等しくなるまで調整し、前記Ic+およびIc−信号を前記
Iミクサに、前記Qミクサに直交変調信号が接続された
状態で交互に印加し、前記RF出力振幅を測定し、前記Ic
+またはIc−信号の振幅を、それらが発生する出力振幅
が、前記Qc+およびQc−信号によって発生された出力振
幅に等しくなるまで調整することにより実行される、 ことを特徴とする特許請求の範囲第(1)項記載のベク
トル変調器校正方法。
Applications Claiming Priority (2)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
US06/922,383 US4717894A (en) | 1986-10-23 | 1986-10-23 | Calibration of vector modulators using a scalar detector |
US922383 | 1986-10-23 |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPS63119339A JPS63119339A (ja) | 1988-05-24 |
JPH07105775B2 true JPH07105775B2 (ja) | 1995-11-13 |
Family
ID=25446958
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP62267572A Expired - Lifetime JPH07105775B2 (ja) | 1986-10-23 | 1987-10-22 | ベクトル変調器校正方法 |
Country Status (4)
Country | Link |
---|---|
US (1) | US4717894A (ja) |
EP (1) | EP0265218B1 (ja) |
JP (1) | JPH07105775B2 (ja) |
DE (1) | DE3788498T2 (ja) |
Cited By (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
KR101009132B1 (ko) * | 2002-03-26 | 2011-01-19 | 쓰리엠 이노베이티브 프로퍼티즈 컴파니 | 응력 경감부를 구비한 케이블 밀봉 커버 |
Families Citing this family (72)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US4843351A (en) * | 1987-08-28 | 1989-06-27 | Hewlett-Packard Company | Vector modulation signal generator |
US4968908A (en) * | 1989-03-06 | 1990-11-06 | The United States Of America As Represented By The Secretary Of Commerce | Method and apparatus for wide band phase modulation |
FI81704C (fi) * | 1989-04-11 | 1990-11-12 | Telenokia Oy | Kvadraturmodulator. |
GB2241129B (en) * | 1990-02-16 | 1993-04-07 | Stc Plc | Apparatus for generating complex composite rf signals |
US5119399A (en) * | 1990-09-28 | 1992-06-02 | Hewlett-Packard Co. | Quadrature measurement and calibration of a vector modulator |
FI96072C (fi) * | 1991-08-27 | 1996-04-25 | Nokia Mobile Phones Ltd | Modulaattorin vaiheistuksen säätö |
JP2823716B2 (ja) * | 1991-08-30 | 1998-11-11 | 株式会社ケンウッド | 並列msk変調システム |
EP0614533B1 (en) * | 1991-11-25 | 1995-11-02 | AlliedSignal Inc. | Method for optimizing error corrections for binary logic components |
JPH05327808A (ja) * | 1992-05-20 | 1993-12-10 | Nec Corp | 直交変調回路 |
US5450044A (en) * | 1993-04-14 | 1995-09-12 | Acrodyne Industries, Inc. | Quadrature amplitude modulator including a digital amplitude modulator as a component thereof |
US5469127A (en) * | 1992-08-04 | 1995-11-21 | Acrodyne Industries, Inc. | Amplification apparatus and method including modulator component |
US5504465A (en) * | 1992-11-18 | 1996-04-02 | Space Systems/Loral, Inc. | Microwave modulator having adjustable couplers |
DE4420377C2 (de) * | 1993-09-22 | 1998-08-27 | Hewlett Packard Co | Verfahren zum Erzeugen von Quadratursignalen |
US5459758A (en) * | 1993-11-02 | 1995-10-17 | Interdigital Technology Corporation | Noise shaping technique for spread spectrum communications |
US5995541A (en) * | 1995-10-13 | 1999-11-30 | Philips Electronics North America Corporation | Method and apparatus for self-calibration and testing of ZPSK transmitter/receiver IC's |
JP3175580B2 (ja) * | 1996-03-14 | 2001-06-11 | 日本電気株式会社 | 直交位相変調器の調整装置 |
US20030119473A1 (en) * | 1998-11-09 | 2003-06-26 | Smith Stephen H. | Adjustable balanced modulator |
DE19934215C1 (de) * | 1999-07-21 | 2001-03-29 | Rohde & Schwarz | Quadraturmischer mit adaptiver Fehlerkompensation |
US6265949B1 (en) * | 1999-12-22 | 2001-07-24 | Lg Information & Communications, Ltd. | Phase compensation apparatus and method for a digital modulator |
US6421397B1 (en) | 2000-01-28 | 2002-07-16 | Alcatel Canada Inc. | Modulation system having on-line IQ calibration |
US6421398B1 (en) | 2000-01-28 | 2002-07-16 | Alcatel Canada Inc. | Modulation system having on-line IQ calibration |
US6625424B1 (en) | 2000-03-21 | 2003-09-23 | Koninklijke Philips Electronics N.V. | Autocalibration of a transceiver through nulling of a DC-voltage in a receiver and injecting of DC-signals in a transmitter |
US6745015B2 (en) * | 2001-02-08 | 2004-06-01 | Motorola, Inc. | Method for automatic carrier suppression tuning of a wireless communication device |
US6760577B2 (en) | 2001-03-29 | 2004-07-06 | Maxim Integrated Products, Inc. | Alignment methods and apparatus for I/Q phase and amplitude error correction and image rejection improvement |
US7039382B2 (en) * | 2001-05-15 | 2006-05-02 | Broadcom Corporation | DC offset calibration for a radio transceiver mixer |
US6771709B2 (en) | 2001-10-16 | 2004-08-03 | Her Majesty The Queen In Right Of Canada, As Represented By The Minister Of Industry | System and method for direct transmitter self-calibration |
US6763227B2 (en) * | 2001-11-07 | 2004-07-13 | Texas Instruments Incorporated | Systems and methods for modulator calibration |
JP3712985B2 (ja) * | 2002-02-22 | 2005-11-02 | アンリツ株式会社 | 直交変調器のキャリアリーク調整点検出方法、そのキャリアリーク調整方法、及び直交変調装置 |
US7242728B2 (en) * | 2002-05-24 | 2007-07-10 | Anritsu Corporation | Quadrature modulator carrier quadrature error detection method and quadrature modulation device |
US7415077B2 (en) | 2002-07-29 | 2008-08-19 | Infineon Technologies Ag | Transmission arrangement, particularly for mobile radio |
US7251290B2 (en) * | 2002-12-16 | 2007-07-31 | Nortel Networks Limited | Adaptive controller for linearization of transmitter |
US7333557B2 (en) * | 2002-12-16 | 2008-02-19 | Nortel Networks Limited | Adaptive controller for linearization of transmitter with impairments |
WO2004056060A1 (en) * | 2002-12-17 | 2004-07-01 | Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) | Method and apparatus for quadrature modulation |
US6930563B2 (en) * | 2003-04-18 | 2005-08-16 | Tektronix, Inc | Self-adjusting I-Q modulator system |
DE10342583B4 (de) * | 2003-09-15 | 2006-01-26 | Infineon Technologies Ag | Verfahren zur Trägerrestbestimmung in einer einen Vektormodulator umfassenden Anordnung |
JP3902184B2 (ja) * | 2004-02-24 | 2007-04-04 | 株式会社アドバンテスト | 直交変調装置、方法、プログラム、記録媒体 |
JP4376689B2 (ja) * | 2004-04-21 | 2009-12-02 | 富士通株式会社 | 直交変調システム |
US7376399B2 (en) * | 2004-06-30 | 2008-05-20 | Silicon Laboratories Inc. | Weighted mixing circuitry for quadrature processing in communication systems |
EP1619848A1 (en) * | 2004-07-21 | 2006-01-25 | Evolium S.A.S. | Radio frequency transmitter and method of operating a radio frequency transmitter |
US7697905B2 (en) * | 2004-09-10 | 2010-04-13 | Qualcomm Incorporation | Local oscillator feedthrough cancellation scheme to remove RF and baseband offsets |
US7355470B2 (en) * | 2006-04-24 | 2008-04-08 | Parkervision, Inc. | Systems and methods of RF power transmission, modulation, and amplification, including embodiments for amplifier class transitioning |
US7327803B2 (en) * | 2004-10-22 | 2008-02-05 | Parkervision, Inc. | Systems and methods for vector power amplification |
JP4587842B2 (ja) * | 2005-02-28 | 2010-11-24 | ルネサスエレクトロニクス株式会社 | 通信用半導体集積回路 |
US7826752B1 (en) * | 2005-06-02 | 2010-11-02 | Level 3 Communications, Llc | Optical transmission apparatuses, methods, and systems |
US7203614B2 (en) * | 2005-07-29 | 2007-04-10 | Mediatek Inc. | Method and calibration system for IQ DC offset and imbalance calibration by utilizing analytic formulas to quickly determined desired compensation values |
US8334722B2 (en) | 2007-06-28 | 2012-12-18 | Parkervision, Inc. | Systems and methods of RF power transmission, modulation and amplification |
US8013675B2 (en) | 2007-06-19 | 2011-09-06 | Parkervision, Inc. | Combiner-less multiple input single output (MISO) amplification with blended control |
US7911272B2 (en) | 2007-06-19 | 2011-03-22 | Parkervision, Inc. | Systems and methods of RF power transmission, modulation, and amplification, including blended control embodiments |
US8995502B1 (en) | 2006-04-04 | 2015-03-31 | Apple Inc. | Transceiver with spectral analysis |
US8886341B1 (en) | 2006-04-04 | 2014-11-11 | Microsoft Corporation | Adaptive sample-by-sample controller for under-determined systems |
US7796960B1 (en) * | 2006-04-04 | 2010-09-14 | Nortel Networks Limited | Signal transmitter linearization |
US8498590B1 (en) | 2006-04-04 | 2013-07-30 | Apple Inc. | Signal transmitter linearization |
US7937106B2 (en) * | 2006-04-24 | 2011-05-03 | ParkerVision, Inc, | Systems and methods of RF power transmission, modulation, and amplification, including architectural embodiments of same |
US8031804B2 (en) | 2006-04-24 | 2011-10-04 | Parkervision, Inc. | Systems and methods of RF tower transmission, modulation, and amplification, including embodiments for compensating for waveform distortion |
DE102006027557B4 (de) * | 2006-06-14 | 2010-07-15 | Atmel Automotive Gmbh | System zur Kalibrierung mindestens eines Quadraturmodulators und Betriebsverfahren hierfür |
US8315336B2 (en) | 2007-05-18 | 2012-11-20 | Parkervision, Inc. | Systems and methods of RF power transmission, modulation, and amplification, including a switching stage embodiment |
US7881681B2 (en) * | 2006-08-28 | 2011-02-01 | Mediatek Inc. | Self-calibrating direct conversion transmitter with converting/steering device |
KR101261527B1 (ko) * | 2006-10-27 | 2013-05-06 | 삼성전자주식회사 | 직접 변환 구조의 rf 쿼드러쳐 송수신기에서 부정합을보상하는 방법 및 장치 |
US7620129B2 (en) * | 2007-01-16 | 2009-11-17 | Parkervision, Inc. | RF power transmission, modulation, and amplification, including embodiments for generating vector modulation control signals |
WO2009145887A1 (en) * | 2008-05-27 | 2009-12-03 | Parkervision, Inc. | Systems and methods of rf power transmission, modulation, and amplification |
EP2148486A1 (fr) * | 2008-07-25 | 2010-01-27 | STMicroelectronics N.V. | Procédé et système de traitement des imperfections d'une chaîne de transmission radiofréquence et appareil de communication incorporant une telle chaîne de transmission. |
KR101070016B1 (ko) | 2009-08-10 | 2011-10-04 | 한국과학기술원 | 입력신호의 이득조절이 가능한 벡터 변조기 |
CN101694986B (zh) * | 2009-11-02 | 2012-07-04 | 中国电子科技集团公司第四十一研究所 | 一种基于模拟基带修正的矢量调制误差补偿方法 |
KR101067470B1 (ko) | 2009-12-09 | 2011-09-27 | 한국과학기술원 | Iq 디지털 벡터 변조기 |
JP4883657B2 (ja) * | 2010-08-18 | 2012-02-22 | ルネサスエレクトロニクス株式会社 | 通信用半導体集積回路 |
WO2012139126A1 (en) | 2011-04-08 | 2012-10-11 | Parkervision, Inc. | Systems and methods of rf power transmission, modulation, and amplification |
WO2012167111A2 (en) | 2011-06-02 | 2012-12-06 | Parkervision, Inc. | Antenna control |
WO2015042142A1 (en) | 2013-09-17 | 2015-03-26 | Parkervision, Inc. | Method, apparatus and system for rendering an information bearing function of time |
JP6300198B2 (ja) * | 2014-03-07 | 2018-03-28 | パナソニックIpマネジメント株式会社 | キャリアリーク補正装置及びキャリアリーク補正方法 |
CN104102192B (zh) * | 2014-06-27 | 2017-01-11 | 中国科学院等离子体物理研究所 | 一种宽带高功率射频发射机调机方法 |
CN105676158A (zh) * | 2015-12-15 | 2016-06-15 | 国网山西省电力公司电力科学研究院 | 一种双端同步交流采样技术的相位误差补偿方法 |
CN107202970B (zh) * | 2017-05-05 | 2020-02-18 | 中国电力科学研究院 | 一种用于交流分压器输出电压信号的调整方法及装置 |
Family Cites Families (4)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
GB1584557A (en) * | 1977-06-02 | 1981-02-11 | Pye Electronic Prod Ltd | Phase control circuit arrangement |
US4322790A (en) * | 1979-11-26 | 1982-03-30 | General Electric Company | Calibration source for instruments to measure power and negative sequence current of dynamoelectric machines |
US4540958A (en) * | 1983-09-30 | 1985-09-10 | International Telephone And Telegraph Corporation | Zero if frequency-modulator |
GB2155189B (en) * | 1984-01-09 | 1988-04-13 | Hewlett Packard Co | Calibration of vector network analyzer with integral processor |
-
1986
- 1986-10-23 US US06/922,383 patent/US4717894A/en not_active Expired - Lifetime
-
1987
- 1987-10-20 DE DE3788498T patent/DE3788498T2/de not_active Expired - Lifetime
- 1987-10-20 EP EP87309238A patent/EP0265218B1/en not_active Expired - Lifetime
- 1987-10-22 JP JP62267572A patent/JPH07105775B2/ja not_active Expired - Lifetime
Cited By (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
KR101009132B1 (ko) * | 2002-03-26 | 2011-01-19 | 쓰리엠 이노베이티브 프로퍼티즈 컴파니 | 응력 경감부를 구비한 케이블 밀봉 커버 |
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
DE3788498T2 (de) | 1994-05-26 |
EP0265218B1 (en) | 1993-12-15 |
US4717894A (en) | 1988-01-05 |
DE3788498D1 (de) | 1994-01-27 |
EP0265218A3 (en) | 1989-07-26 |
EP0265218A2 (en) | 1988-04-27 |
JPS63119339A (ja) | 1988-05-24 |
Similar Documents
Publication | Publication Date | Title |
---|---|---|
JPH07105775B2 (ja) | ベクトル変調器校正方法 | |
US5293406A (en) | Quadrature amplitude modulator with distortion compensation | |
US8224269B2 (en) | Vector modulator calibration system | |
US7181205B1 (en) | I/Q calibration | |
US4843351A (en) | Vector modulation signal generator | |
US7893758B2 (en) | Quadrature modulator and calibration method | |
US5847619A (en) | Method and system for calibrating a quadrature phase modulator | |
KR100545964B1 (ko) | 보상된다중출력신호원을이용하는방법및장치 | |
US20050271164A1 (en) | Baseband time-domain communications system | |
US6232835B1 (en) | System and method of linearizing the gain error of a power amplifier | |
JPH0865248A (ja) | アナログ光信号伝送用適応等化器 | |
JP3144649B2 (ja) | 歪補償直交変調器 | |
US20140241407A1 (en) | Measurement of dc offsets in iq modulators | |
US6930563B2 (en) | Self-adjusting I-Q modulator system | |
US7038465B2 (en) | System and method for calibrating balanced signals | |
US6051996A (en) | Phase detector | |
CN116991198B (zh) | 一种波形发生器、多信号通道延迟校正方法及介质 | |
US20240205067A1 (en) | Circuit for correcting amplitude imbalance and phase imbalance | |
US20040196083A1 (en) | System and method for generating balanced signals with arbitrary amplitude and phase control using modulation | |
CN117193471B (zh) | 一种波形发生器、多信号通道延迟校正方法及介质 | |
JPH0590841A (ja) | 変調器 | |
SU1767453A1 (ru) | Калибратор амплитудной модул ции | |
JP3863097B2 (ja) | ダブルバランスド・ミキサのキャリアリーク測定方法 | |
JP2024086641A (ja) | 振幅のアンバランスおよび位相のアンバランスを補正するための回路 | |
JP2001074793A (ja) | 適応形ハーフ・ブリッジ |
Legal Events
Date | Code | Title | Description |
---|---|---|---|
R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |
|
R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |
|
R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |
|
EXPY | Cancellation because of completion of term |