JPS63119339A - ベクトル変調器校正方法 - Google Patents

ベクトル変調器校正方法

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JPS63119339A
JPS63119339A JP62267572A JP26757287A JPS63119339A JP S63119339 A JPS63119339 A JP S63119339A JP 62267572 A JP62267572 A JP 62267572A JP 26757287 A JP26757287 A JP 26757287A JP S63119339 A JPS63119339 A JP S63119339A
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Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔発明の技術分野〕 本発明はベクトル変調器、すなわち、直交位相（１／Ｑ
）変調器の校正に関し、特にたった１台のスカラ検出器
を用いたべ′クトル変調器の校正に関する。
〔発明の技術的背景及びその問題点〕
マイクロ波逼偵はデジタル変調技術を用いたデジタル通
信へ切り替わる傾向にある。これらの技術にはベクトル
変調、すなわち、直交位相変調を実現する新しいクラス
の信号変調が必要とされる。
ベクトル変調において、２つの変調入力信号が独立して
、キャリアの同相（Ｉ）および直交位相（Ｑ）成分を変
調する。正しく動作させるためには変調器のチャンネル
エおよびＱの利得を等しく、すなわち、バランスがとれ
るようにし、かつ、正確に９０度離す、すなわち直交位
相にしなければならない。
ベクトル変調器を校正する１つの方法はＲＦキャリア入
力およびＲＦ変調出力にネットワークアナライザを接続
することである。ネットワークアナライザは■およびＱ
変調入力に印加されたＤＣ電圧変化により生じたＲＦ変
調出力の振幅、および位相を測定する。これらの測定か
ら変調器の利得および位相の精度が決定され、校正され
る。この方法の欠点は高価で、やや厄介なことであり、
したがって、自己校正用としてベクトル変調器へ組み込
むことはない。また、はとんどのネットワークアナライ
ザの精度には限度がある。
〔発明の目的〕
本発明の目的はベクトル変調器校正用の装置、および方
法を与えることである。
〔発明の概要〕
前記装置および方法はネットワークアナライザを必要と
せず、その代り、スカラＲＦ検出器を用いる。本発明に
より、校正測定の精度が改善され、校正システムは十分
にコンパクトで安価となり、自己校正用としてベクトル
変調器に組み込むことができる。
本発明は移相器を付けた標準ベクトル変調器回路から成
るシステムを用いて、ＲＦキャリアエおよびＱ成分の相
対位相を調整し、前述のそれらの目的を実現する。可変
減衰器をＩおよびＱ変調信号入力に挿入し、変調信号の
相対振幅を調整する。
スカラ検出器を用いて校正測定を行い、ＲＦ出力信号の
振幅を測定する。２個のＤＣ信号源はＩおよびＱ変調入
力用の基準信号を供給する。別の２個のＤＣ信号源はキ
ャリア漏えい補償信号を供給し、最後のＤＣ信号源２３
９はＩおよびＱ変調信号の振幅のバランスをとるための
校正信号を供給する。
結果に変化が見られなくなるまで４段階の校正プロセス
を反復する。移相器を調整し、直交位相誤差を最小にす
る。キャリア漏えい補償源を調整し、キャリア漏れを最
小にし、変調入力をグラウンドしたときのＲＦ出力を最
小にする。出力振幅が等しくなるまで減衰器を調整し、
■およびＱ変調信号の振幅のバランスをとる。最後に直
交位相校正信号源を調整し、その出力振幅のバランスを
とる。変化が見られなくなるまでこの一連の調整を反復
する。
〔発明の実施例〕
ベクトル変調器（Ｉ／Ｑ変調器とも言う。）は２個の別
々の変調信号を印加し、キャリア信号の同相ＣＩ）およ
び直交（Ｑ）成分を変調する。第１図は典型的なベクト
ル変調器の概略ブロック図を示す。局部発振器１１によ
って発生されたＲＦキャリア信号は９０度のパワーデバ
イダ１３によってＩおよびＱ成分に分けられる。■成分
（位相０度と定義する）はミクサ１５のＬＯ大入力印加
される。
■チャンネル変調信号をミクサ１５のもう一方の入力に
印加し変調されたＩ信号を生ずる。■成分と９０度離れ
たＱ成分はミクサ１７の入力に印加される。
Ｑチャンネル変調信号をミクサ１７のもう一方の入力に
印加し、変調されたＱ信号を生ずる。変調されたＩおよ
びＱ信号を０度の電力コンバイナ１９で結合し、ベクト
ル変調されたＲＦ出力信号を発生する。
この変調器設計から生ずるベクトル変調信号の主な誤差
はキャリア漏れ、■およびＱチャンネルの振幅不均殉衡
、および直交位相誤差に帰すことができる。
キャリア漏れは変調入力をグラウンドしたときに現われ
るミクサからの出力信号である。これはミクサ内のオフ
セット電圧がゼロではないこと、ミクサを通るＬＯ倍信
号容量性、あるいは誘導性の結合、およびミクサポート
でのインピーダンス不整合によって引き起こされる。■
およびＱミクサの変換ロスの差が振幅不均衡を生ずる。
直交位相誤差は９０度のパワースプリンタおよび０度の
電力コンバイナの校正ミス（設計許容誤差）および、■
およびＱチャンネルの電気路長差のためである。
本発明を組み入れたベクトル変調器−第２図に図式的に
示したーにおいてこれら３個の誤差源は自己校正手順に
よって大幅に減少する。
第２図において第１図と機能的に同一の構成部分は頭に
２を付けた以外参照番号が同じである。
たとえば第２図のミクサ２１５は第１図のミクサ１５と
機能的に同等である。
第２図において、パワースプリッタ２１３とミクサ２１
５および２１７の間に移相器２２１および２２３を付は
加えて基本ベクトル変調回路を修正し、ＲＦキャリア■
およびＱ成分の相対位相を調整する。
可変減衰器２２５および２２７を１およびＱ変調信号入
カラインに挿入し、変調信号の相対振幅を調整する。
検出器２２０を用いて校正測定を行ないＲＦ出力信号の
振幅を測定する。ＤＣ信号源２３５および２３７はスイ
ッチ２４１および２４３によってＱおよびＩ変調信号の
代わりにミクサ２１７および２１５に接続されたとき、
Ｑおよび■変調入力用基準信号となる。
ＤＣ信号源２２９および２３１はそれぞれＱおよびＩ信
号成分にキャリア漏れ補償信号を供給する。信号源２３
９は、スイッチ２４５および２４７によって■入力ライ
ン、あるいはＱ入力ラインのどちらかに選択的に接続さ
れるが、■およびＱ振幅のバランスをとるための校正信
号を供給する。
第３図は本発明のベクトル変調器、および校正技術の動
作理論を示している。第３Ａ図、および第３Ｃ図のダイ
アダラムは、原点からの距離によって表わされる信号の
振幅、および任意の基準信号からの角変位によって表わ
された相対位相信号をベクトル領域でプロットしたもの
である。第３Ａ図、第３Ｂ図、および第３Ｃ図において
Ｉ変調信号の位相を基準位相として用いる。信号の周波
数は表わされていないが、暗黙のうちに基準周波数、す
なわち、通常はキャリア周波数と同じであると仮定され
ている。ベクトル変調器の適正な動作を第３Ａ図に示す
。■変調入力に印加されたＤＣ電圧は同相変調信号（Ｉ
）３０１になる。Ｑ変調入力に同じ電圧を印加すると直
交位相変調信号（Ｑ）　３０３になる。もし、ベクトル
変調器が完全に校正されれば同相変調信号（１）　３０
１および直交変調信号（Ｑ）３０３は位相が正確に９０
度異っており、信号の振幅は等しい。正および負の極性
の変調ベクトルを組み合わせれば４個の異なるベクトル
は３０５．３０７．３０９および３１１を生じ、該４個
のベクトルはまた位相が直交しており、振幅は等しい。
もし、■およびＱ変調信号の振幅のバランスがとれてお
り、位相が正確に９０度でないならば、いくらかの直交
位相誤差があり、第３Ｂ図に示したものと同様の状態が
結果として生ずる。示した例において、■およびＱ変調
信号間の角３２９は９０度以上である。合成ベクトルの
位相は直交しているが、振幅は同じではない。（１＋、
Ｑ＋）ベクトル３２１および（Ｉ−、Ｑ−）ベクトル３
２７は（Ｉ＋、Ｑ−）ベクトル３２３および（１−、Ｑ
＋）ベクトル３２５より小さい。
もし、■およびＱ変調信号が９０度だけ位相がずれてお
り、振幅が異なっていれば振幅不均衡誤差が存在し、第
３Ｃ図に示したものと同様の状態が結果として生ずる。
合成ベクトルの振幅は同じであるが位相は直交していな
い。（１＋、Ｑ＋）ベクトル３３１は（Ｉ＋、Ｑ−）ベ
クトル３３３がら測って９０度以下である。
ベクトル変調器を校正するには第３Ｂ図および第３Ｃ図
に示した位相および振幅誤差の両方を修正し、キャリア
漏れを最少にすることが必要である。本発明の校正方法
および装置を用いれば、合成ＲＦ出力信号の振幅だけを
測定する検出器で校正し、検出器自身を校正することは
ない。校正動作は結果に変化がみられなくなるまで４段
階から成るプロセスを反復する。再び第２図を参照する
とディバイダ２１３、ミクサ２１５、および２１７、お
よびコンバイナ２１９の直交位相誤差の総計を移相器２
２１および２２３を調整して最小にする。変調入力をグ
ラウンドしたときに信号源２２９および２３１を調整し
てＲＦ高出力最小になるようにしてキャリア漏れを最小
にする。ＱおよびＩ変調信号の振幅のバランスを、生じ
たＲＦ出力振幅が等しくなるまで減衰器２２５および２
２７を調整してとる。最後にＤＣ信号源２３５および２
３７が発生するＲＦ出力振幅のバランスがとれるまで、
ＤＣ信号源２３５および２３７からの直交校正信号を調
整する。さらに、変化が見られなくなるまでこの一連の
調整を反復する。
本校正手順の重要な点は測定がＲＦ高出力最小にするか
あるいは２個の測定の振幅を等しくするかのどちらかで
よいことである。ゆえに、ＲＦ検出器を正確に校正する
必要がない。
直交位相誤差を測定するためにスイッチ２４１および２
４３をｒｂ、に切り換え、ＤＣ信号源２３５をＱチャン
ネル用のミクサ２１７に接続し、ＤＣ信号源２３７をＩ
チャンネル用ミクサ２１５に接続する。
信号源２３５、および２３７は正の値、あるいは負の値
を持ったＤＣ基準信号を供給する。信号源２３５はＱチ
ャンネル用基準信号ＱＣ＋およびＱＣ−を供給する。Ｑ
Ｃ＋およびＱＣ−は振幅が同じで極性が反対である。信
号源２３７は１チャンネル用基準信号ＩＣ＋およびＩＣ
−を供給する。ＩＣ＋およびＩＣ−は振幅が等しく、極
性は逆である。検出器２２０は基準信号の４つの組み合
わせ（ＩＣ＋。
ＱＣ＋）、（ＩＣ＋、ＱＣ−）、（ＩＣ−ＱＣ＋）およ
び（ＩＣ−、ＱＣ−）に対するＲＦ出力信号の振幅を測
定する。次に移相器２２１および２２３を８周整し、（
ＱＣ＋、ＩＣ＋）および（ＱＣ−、ＩＣ−＞の組み合わ
せによって形成されるＲＦ出力振幅の合計が（ＱＣ＋、
ＩＣ−）および（ＱＣ−。
ＩＣ＋）によって形成されるＲＦ出力振幅の合計に等し
くなるようにする。たとえば、もし、（ＱＣ十、ＩＣ＋
）および（ＱＣ−、ＩＣ−）の組み合わせによって生じ
たＲＦ出力振幅の合計の方が大きければ、移相器２２１
によって４人される位相遅延を減少せねばならない（第
３Ｂ図参照）。探索手順が後に続き、４個の出力信号の
振幅を反復して測定し、バランスのとれた状態に到達す
るまで移相器を調整する。この操作が完了するとスイッ
チ２４１および２４３を「ａ」に戻す。
校正手順の次の段階はキャリア漏れのレベルを減少する
ことである。これを為すためにスイッチ２４５および２
４７をｒａ」に切り換え、変調入力ラインをグラウンド
に接続する。検出器２２０でＲＦ出力信号の振幅を測定
しながらＤＣ信号源２２９を調整してＲＦ出力信号の振
幅を最小にする。前述のＤＣ信号源はキャリア漏れ補償
信号ＱｃＬｏを生ずる。これによりキャリア漏れのＱ成
分を最小にする。同様に、キャリア漏れ補償信号ＩＣＬ
Ｏを生ずるＤＣ信号源２３１を調整してＲＦ出力信号の
振幅を最小にする。これによりキャリア漏れの■成分を
最小にする。ステップを行った後、スイッチ２４５およ
び２４７をｒ　ｌ）　Ｊに切り換え、変調入力を入力ラ
インに再び接続する。
ＲＦ出力信号の最小点の精度は検出器の感度によって制
限される。第４図はＲＦ出力最小点の測定を表わし、測
定した応答曲線４０３（実線）を示す。最小信号レベル
Ｖｏ　　は検出器のバックグラウンドノイズによる感度
限界Ｖｎ以下であるので測定したＲＦ応答曲線の一部４
０４は最小値付近のＱＣＬＯおよびＩｃＬｏの範囲では
平たんになる。最小点４０７付近の真の応答曲線４０５
（破線）は直接測定できない。最小点の近僚値をよりよ
く定めるには感度限界より上の２点間を補間する。これ
は応答曲線は最小点付近で対称であるという仮定に基づ
く。
第１に補償信号のレベルを変化し、曲線４０３上でその
傾きが測定可能な領域において、最小領域４０４次に第
２点を最少領域より上でＲＦ高出力同じくＱ２の中間Ｑ
３にセットし、点４０７に最小ＲＦ出力ｖＯを生ずる。
次の段階は■およびＱ変調信号の振幅のバランスをとる
ことであり、■およびＱ変調入力の減衰器を調整するこ
とにより為される。スイッチ２４５’ｃ　’　ＣＪに切
り換え、Ｑチャンネルミクサ２１７にＤＣ信号源を接続
し、スイッチ２４７を「ａＪに切り換え、■チャンネル
ミクサ２１５への入力をグラウンドする。ＤＣ信号源は
基準信号を生じ、検出器２２０は合成ＲＦ出力信号、す
なわち、Ｑ変調信号の振幅を測定する。次にスイッチ２
４５を「ａ」に切り換え、Ｑ入力グラウンドし、スイッ
チ２４７を’ＣＪに切り換え、信号源２３９からの校正
信号を■入力に接続し、検出器２２０は第２の振幅測定
を行なう。振幅の大きい方のチャンネルの可変減衰器を
調整し、他のチャンネルの振幅にまで振幅を減少する。
測定した振幅が等しくなるまで振幅測定を反復する。こ
のステップを完了するとスイッチ２４５および２４７を
「ｂｌに戻し、変調人力を再び接続する。
次にＤＣ信号源２３５および２３７からの直交位相校正
信号の振幅を調整する。スイッチ２４１をｒｂ。
にスイッチ２４３をｒ　３　Ｊに、スイッチ２４７を「
ａＪに切り換える。検出器２２０は校正信号の極性を正
および負にして出力信号の振幅を測定する。出力信号振
幅が等しくなるまで信号源２３５用校正信号振幅を調整
する。次にスイッチ２４３をｒｂ、に、スイッチ２４１
をｒ　ａＪに、スイッチ２４５をｒ３ｊに切り換える。
再び、検出器２２０により校正信号の極性を正および負
にして出力信号の振幅を測定する。出力信号振幅が互い
に等しく、かつ、信号源２３５の信号振幅に等しくなる
まで信号源２３７用校正信号の振幅を調整する。
この４段階の手順をいかなる変化も見られなくなるまで
順番に反復する。すなわち、直交位相誤差を減少させ、
キャリア漏れを減少させ、変調信号の振幅のバランスを
とり、直交位相校正信号のバランスをとるという４段階
である。
誤差は互いに依存しているのでくり返すことが重要であ
る。よく設計された変調器において、誤差は小さく、校
正手順は非常に速く、２〜３サイクルで収斂する。
校正は好適実施例で用いた２個の移相器および２個の減
衰器よりむしろたった１個の移相器および１個の可変減
衰器で実行できることが特記される。また、ＲＦ出力信
号はそれが検出器２２０に印加される前に変換された周
波数である。
校正手順のステップは手動で、あるいは自動でできる。
もし、校正システムを自己校正のためベクトル変調器に
組み入れれば自動化の手掛りが提起される。システムを
自動化するには特定の装置を電子的に制御可能なものに
しなければならない。
これらは移相器２２１．２２３、可変減衰器２２５．２
２７、ＤＣ信号源２３５．２３７．２２９および２３１
、スイッチ２４１．２４３．２４５、および２４７であ
る。マイクロプロセッサを用いて自動化し、これらの装
置を制御し、検出器２２０からのデータを測定し、既知
の技術で校正手順を実現する。
〔発明の効果〕
以上説明したように、本発明を用いることにより、ベク
トル変調器校正用として、校正精度がより高く、コンパ
クトで、安価で、組み込み可能で、校正操作の簡単な校
正システムを提供することができる。
【図面の簡単な説明】
第１図はベクトル変調器の概略プロ・ツク図、第２図は
本発明の一実施例の校正システムを含むべのベクトル変
調器の動作、理論及び校正技法を示す図であって、第３
Ａ図は適切な動作を示す図、第３Ｂ図は■及びＱチャン
ネルが正確に直交していない時の動作を示す図、第３Ｃ
図は■及びＱチャンネルは直交しているがバランスして
いない時の動作を示す図である。第４図はキャリア漏れ
補償時のＲＦ比出力応答を示す図である。 ２１１：局部発振器　　　２１３：パワースプリッタ２
１５、２１７　：ミクサ　　　２１９：電力コンバイナ
２２０：検出器　　　　　２２１．２２３　：移相器２
２５、２２７　：可変減衰器

Claims (1)

  1. 【特許請求の範囲】 パワースプリッタの第１出力及び第２出力のそれぞれに
    接続される第１移相器及び第２移相器と、前記第１移相
    器の出力を１入力とし、他入力に第１スイッチを介して
    第１変調信号、第１直流信号源が選択的に接続される第
    １周波数ミクサと、前記第２移相器の出力を１入力とし
    、他入力に第２スイッチを介して第２変調信号、第２直
    流信号源が選択的に接続される第２周波数ミクサと、前
    記第１、第２周波数ミクサのそれぞれの出力を合成する
    電力コンバイナと、前記電力コンバイナからの合成ＲＦ
    出力信号を測定するスカラＲＦ検出器とを含む校正装置
    において、 前記第１及び第２直流信号源のそれぞれの正の直流基準
    信号及び負の直流基準信号をそれぞれＤ１＋、Ｄ２＋及
    びＤ１−、Ｄ２−とした時、これらから成る４つの組み
    合わせの各組み合わせにおけるそれぞれの直流基準信号
    を、それぞれ該直流基準信号に対応する第１、及び第２
    周波数ミクサに、それぞれ第１、及び第２スイッチを介
    して接続し、各組み合わせにおける前記合成ＲＦ出力信
    号振幅を前記スカラＲＦ検出器で測定し、（Ｄ１＋、Ｄ
    ２＋）及び（Ｄ１−、Ｄ２−）のそれぞれの組み合わせ
    におけるそれぞれの前記合成ＲＦ出力信号振幅の和が、
    （Ｄ１＋、Ｄ２−）及び（Ｄ１−、Ｄ２＋）の各組合わ
    せにおけるそれぞれの前記合成ＲＦ出力信号振幅の和に
    等しくなる様に前記第１及び第２移相器を調節すること
    を含む、直交位相誤差を最小化するためのベクトル変調
    器校正方法。
JP62267572A 1986-10-23 1987-10-22 ベクトル変調器校正方法 Expired - Lifetime JPH07105775B2 (ja)

Applications Claiming Priority (2)

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JPS63119339A true JPS63119339A (ja) 1988-05-24
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US (1) US4717894A (ja)
EP (1) EP0265218B1 (ja)
JP (1) JPH07105775B2 (ja)
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