JP3902184B2 - 直交変調装置、方法、プログラム、記録媒体 - Google Patents

直交変調装置、方法、プログラム、記録媒体 Download PDF

Info

Publication number
JP3902184B2
JP3902184B2 JP2004048488A JP2004048488A JP3902184B2 JP 3902184 B2 JP3902184 B2 JP 3902184B2 JP 2004048488 A JP2004048488 A JP 2004048488A JP 2004048488 A JP2004048488 A JP 2004048488A JP 3902184 B2 JP3902184 B2 JP 3902184B2
Authority
JP
Japan
Prior art keywords
signal
phase
quadrature
voltage
calibration
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Expired - Fee Related
Application number
JP2004048488A
Other languages
English (en)
Other versions
JP2005244358A (ja
Inventor
隆志 加藤
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Advantest Corp
Original Assignee
Advantest Corp
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Priority to JP2004048488A priority Critical patent/JP3902184B2/ja
Application filed by Advantest Corp filed Critical Advantest Corp
Priority to DE112005000434T priority patent/DE112005000434T5/de
Priority to PCT/JP2005/002509 priority patent/WO2005081488A1/ja
Priority to CN2005800057723A priority patent/CN1922842B/zh
Priority to US10/578,006 priority patent/US7944989B2/en
Priority to KR1020067013776A priority patent/KR100791066B1/ko
Priority to TW094104323A priority patent/TW200536316A/zh
Publication of JP2005244358A publication Critical patent/JP2005244358A/ja
Application granted granted Critical
Publication of JP3902184B2 publication Critical patent/JP3902184B2/ja
Anticipated expiration legal-status Critical
Expired - Fee Related legal-status Critical Current

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/18—Phase-modulated carrier systems, i.e. using phase-shift keying
    • H04L27/20—Modulator circuits; Transmitter circuits
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/32—Carrier systems characterised by combinations of two or more of the types covered by groups H04L27/02, H04L27/10, H04L27/18 or H04L27/26
    • H04L27/34—Amplitude- and phase-modulated carrier systems, e.g. quadrature-amplitude modulated carrier systems
    • H04L27/36—Modulator circuits; Transmitter circuits
    • H04L27/362—Modulation using more than one carrier, e.g. with quadrature carriers, separately amplitude modulated
    • H04L27/364—Arrangements for overcoming imperfections in the modulator, e.g. quadrature error or unbalanced I and Q levels
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03C—MODULATION
    • H03C3/00—Angle modulation
    • H03C3/38—Angle modulation by converting amplitude modulation to angle modulation
    • H03C3/40—Angle modulation by converting amplitude modulation to angle modulation using two signal paths the outputs of which have a predetermined phase difference and at least one output being amplitude-modulated
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L25/00—Baseband systems
    • H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
    • H04L25/06—Dc level restoring means; Bias distortion correction ; Decision circuits providing symbol by symbol detection
    • H04L25/061—Dc level restoring means; Bias distortion correction ; Decision circuits providing symbol by symbol detection providing hard decisions only; arrangements for tracking or suppressing unwanted low frequency components, e.g. removal of dc offset
    • H04L25/063—Setting decision thresholds using feedback techniques only
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/32—Carrier systems characterised by combinations of two or more of the types covered by groups H04L27/02, H04L27/10, H04L27/18 or H04L27/26
    • H04L27/34—Amplitude- and phase-modulated carrier systems, e.g. quadrature-amplitude modulated carrier systems
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/32—Carrier systems characterised by combinations of two or more of the types covered by groups H04L27/02, H04L27/10, H04L27/18 or H04L27/26
    • H04L27/34—Amplitude- and phase-modulated carrier systems, e.g. quadrature-amplitude modulated carrier systems
    • H04L27/36—Modulator circuits; Transmitter circuits

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
  • Signal Processing (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)

Description

本発明は、直交変調器の校正に関する。
従来より、直交変調によりＩＦ（Intermediate
Frequency）信号からＲＦ（Radio Frequency）信号を生成することが行われている。図９に、従来技術にかかる直交変調回路を示す。
図９を参照して、ＩＦ信号にはＩ信号およびＱ信号がある。Ｉ信号は、アンプ１０２により増幅される。そして、増幅されたＩ信号は、乗算器１０４により、ローカル信号源３００が生成したローカル信号と混合され、ＲＦ信号となる。Ｑ信号は、アンプ２０２により増幅される。また、ローカル信号源３００が生成したローカル信号は移相器３０４により位相が９０度移動する。そして、乗算器２０４により、アンプ２０２により増幅されたＱ信号と、位相が９０度移動したローカル信号とが混合され、ＲＦ信号となる。乗算器１０４の出力および乗算器２０４の出力は、加算器４００により加算され、ＲＦ信号として出力される。
ここで、乗算器１０４および乗算器２０４に与えるローカル信号の位相差を正確に９０度に保つことは困難である。よって、位相差を正確に９０度に保てない場合には、位相誤差が生ずる。また、ＩＦ信号にはＩ信号およびＱ信号の二系統があるため、Ｉ信号およびＱ信号の振幅が相違してしまうことがあり、このような場合、振幅誤差が生ずる。そこで、このような誤差を取り除く、すなわち校正する必要がある。
校正を行うためには、Ｉ信号およびＱ信号として、校正用の信号を与える。校正用の信号を与えた結果として、加算器４００から出力される信号を直交復調してＩＦ信号を得て、このＩＦ信号の測定結果に基づき、校正を行う。
なお、復調器の校正についてならば、特許文献１に記載がある。
特開２００１−３３３１２０号公報
しかしながら、従来技術のような校正によれば、直交変調により得られたＲＦ信号を直交復調しなければならない。
そこで、本発明は、直交変調により得られたＲＦ信号を直交復調せずに校正を行うことを課題とする。
本発明は、正弦波の電圧を有する同相校正用信号と同相ユーザ信号とを加算した同相校正用ユーザ信号と、所定のローカル周波数の同相ローカル信号とを混合して同相変換信号を出力する同相信号変換手段と、同相校正用信号の位相を９０度異ならせた直交校正用信号と直交ユーザ信号とを加算した直交校正用ユーザ信号と、同相ローカル信号の位相を９０度異ならせた直交ローカル信号とを混合して直交変換信号を出力する直交信号変換手段と、同相変換信号と直交変換信号とを加算する加算手段と、加算手段の出力電圧を測定する出力電圧測定手段と、出力電圧測定手段の測定結果に基づき、直交変調の誤差を決定する誤差決定手段とを備えるように構成される。
上記のように構成された発明によれば、同相信号変換手段が、正弦波の電圧を有する同相校正用信号と同相ユーザ信号とを加算した同相校正用ユーザ信号と、所定のローカル周波数の同相ローカル信号とを混合して同相変換信号を出力する。直交信号変換手段が、同相校正用信号の位相を９０度異ならせた直交校正用信号と直交ユーザ信号とを加算した直交校正用ユーザ信号と、同相ローカル信号の位相を９０度異ならせた直交ローカル信号とを混合して直交変換信号を出力する。加算手段が、同相変換信号と直交変換信号とを加算する。出力電圧測定手段が、加算手段の出力電圧を測定する。誤差決定手段が、出力電圧測定手段の測定結果に基づき、直交変調の誤差を決定する。
本発明においては、誤差測定手段は、加算手段の出力電圧の、同相校正用信号あるいは直交校正用信号の位相に対する関係に基づき、直交変調の誤差を測定するようにすることが好ましい。
本発明においては、誤差測定手段は、同相ユーザ信号および直交ユーザ信号の振幅、直交度、オフセットに関する誤差を決定するようにすることが好ましい。
また、本発明は、ユーザ信号と直流電圧信号とを加算したオフセットユーザ信号と、所定のローカル周波数のローカル信号と、を混合して変換信号を出力する信号変換手段と、変換信号の電圧を測定する出力電圧測定手段と、出力電圧測定手段の測定した電圧が最小になるような最適電圧を決定する最適電圧決定手段とを備えるように構成される。
上記のように構成された発明によれば、信号変換手段は、ユーザ信号と直流電圧信号とを加算したオフセットユーザ信号と、所定のローカル周波数のローカル信号と、を混合して変換信号を出力する。出力電圧測定手段は、変換信号の電圧を測定する。最適電圧決定手段は、出力電圧測定手段の測定した電圧が最小になるような最適電圧を決定する。
本発明は、同相信号変換手段が、正弦波の電圧を有する同相校正用信号と同相ユーザ信号とを加算した同相校正用ユーザ信号と、所定のローカル周波数の同相ローカル信号とを混合して同相変換信号を出力する同相信号変換工程と、直交信号変換手段が、同相校正用信号の位相を９０度異ならせた直交校正用信号と直交ユーザ信号とを加算した直交校正用ユーザ信号と、同相ローカル信号の位相を９０度異ならせた直交ローカル信号とを混合して直交変換信号を出力する直交信号変換工程と、加算手段が、同相変換信号と直交変換信号とを加算する加算工程と、出力電圧測定手段が、加算手段の出力電圧を測定する出力電圧測定工程と、誤差決定手段が、出力電圧測定手段の測定結果に基づき、直交変調の誤差を決定する誤差決定工程とを備えるように構成される。
本発明は、信号変換手段が、ユーザ信号と直流電圧信号とを加算したオフセットユーザ信号と、所定のローカル周波数のローカル信号と、を混合して変換信号を出力する信号変換工程と、出力電圧測定手段が、変換信号の電圧を測定する出力電圧測定工程と、最適電圧決定手段が、出力電圧測定手段の測定した電圧が最小になるような最適電圧を決定する最適電圧決定工程とを備えるように構成される。
本発明は、正弦波の電圧を有する同相校正用信号と同相ユーザ信号とを加算した同相校正用ユーザ信号と、所定のローカル周波数の同相ローカル信号とを混合して同相変換信号を出力する同相信号変換手段と、同相校正用信号の位相を９０度異ならせた直交校正用信号と直交ユーザ信号とを加算した直交校正用ユーザ信号と、同相ローカル信号の位相を９０度異ならせた直交ローカル信号とを混合して直交変換信号を出力する直交信号変換手段と、同相変換信号と直交変換信号とを加算する加算手段と、加算手段の出力電圧を測定する出力電圧測定手段とを有する直交変調装置における処理をコンピュータに実行させるためのプログラムであって、出力電圧測定手段の測定結果に基づき、直交変調の誤差を決定する誤差決定処理をコンピュータに実行させるためのプログラムである。
本発明は、ユーザ信号と直流電圧信号とを加算したオフセットユーザ信号と、所定のローカル周波数のローカル信号と、を混合して変換信号を出力する信号変換手段と、変換信号の電圧を測定する出力電圧測定手段とを有する直交変調装置における処理をコンピュータに実行させるためのプログラムであって、出力電圧測定手段の測定した電圧が最小になるような最適電圧を決定する最適電圧決定処理をコンピュータに実行させるためのプログラムである。
本発明は、正弦波の電圧を有する同相校正用信号と同相ユーザ信号とを加算した同相校正用ユーザ信号と、所定のローカル周波数の同相ローカル信号とを混合して同相変換信号を出力する同相信号変換手段と、同相校正用信号の位相を９０度異ならせた直交校正用信号と直交ユーザ信号とを加算した直交校正用ユーザ信号と、同相ローカル信号の位相を９０度異ならせた直交ローカル信号とを混合して直交変換信号を出力する直交信号変換手段と、同相変換信号と直交変換信号とを加算する加算手段と、加算手段の出力電圧を測定する出力電圧測定手段とを有する直交変調装置における処理をコンピュータに実行させるためのプログラムを記録したコンピュータによって読み取り可能な記録媒体であって、出力電圧測定手段の測定結果に基づき、直交変調の誤差を決定する誤差決定処理をコンピュータに実行させるためのプログラムを記録したコンピュータによって読み取り可能な記録媒体である。
本発明は、ユーザ信号と直流電圧信号とを加算したオフセットユーザ信号と、所定のローカル周波数のローカル信号と、を混合して変換信号を出力する信号変換手段と、変換信号の電圧を測定する出力電圧測定手段とを有する直交変調装置における処理をコンピュータに実行させるためのプログラムを記録したコンピュータによって読み取り可能な記録媒体であって、出力電圧測定手段の測定した電圧が最小になるような最適電圧を決定する最適電圧決定処理をコンピュータに実行させるためのプログラムを記録したコンピュータによって読み取り可能な記録媒体である。
以下、本発明の実施形態を図面を参照しながら説明する。
図１は、本発明の実施形態にかかる直交変調装置１の構成を示す機能ブロック図である。直交変調装置１は、ローパスフィルタ１２Ｉ、１２Ｑ、同相乗算器（同相信号変換手段）１４Ｉ、直交乗算器（直交信号変換手段）１４Ｑ、ローカル発振器１６、９０°移相器１７、加算器１８、増幅器１９、ローパスフィルタ２０、増幅器２２を備える。
ローパスフィルタ１２Ｉは、Ｉ信号（同相ユーザ信号）に混入した高調波成分を除去するフィルタである。ローパスフィルタ１２Ｑは、Ｑ信号（直交ユーザ信号）に混入した高調波成分を除去するフィルタである。
同相乗算器（同相信号変換手段）１４Ｉは、ローパスフィルタ１２Ｉの出力とローカル発振器１６の出力とを混合して同相変換信号を出力する。
直交乗算器（直交信号変換手段）１４Ｑは、ローパスフィルタ１２Ｑの出力と９０°移相器１７の出力とを混合して直交変換信号を出力する。
ローカル発振器１６は、同相ローカル信号Ｌｏを生成する。
９０°移相器１７は、ローカル発振器１６から同相ローカル信号Ｌｏを受け、その位相を９０度変更させた直交ローカル信号を出力する。
加算器１８は、同相乗算器１４Ｉの出力する同相変換信号と、直交乗算器１４Ｑの出力する直交変換信号とを加算する。
増幅器１９は、加算器１８の出力を増幅する。
ローパスフィルタ２０は、増幅器１９の出力に混入した高調波成分を除去するフィルタである。
増幅器２２は、ローパスフィルタ２０の出力を増幅する。増幅器２２の出力はＲＦ信号である。このＲＦ信号は、Ｉ信号およびＱ信号を変調して得られた変調信号である。変調信号には、同相乗算器１４Ｉおよび直交乗算器１４Ｑによる直交変調の際の誤差が含まれる。よって、この誤差を除去し、変調信号を校正することが好ましい。
変調信号の校正のために、直交変調装置１は、さらに、同相校正用信号出力器３２Ｉ、抵抗３４Ｉ、直交校正用信号出力器３２Ｑ、抵抗３４Ｑ、同相用直流電圧信号出力器４２Ｉ、抵抗４４Ｉ、直交用直流電圧信号出力器４２Ｑ、抵抗４４Ｑ、抵抗５４、パワーディテクタ（出力電圧測定手段）５６、ローパスフィルタ５８、Ａ／Ｄコンバータ６０、誤差決定部６２、最適電圧決定部６４を備える。
図２は、同相校正用信号出力器３２Ｉおよび直交校正用信号出力器３２Ｑを作動させたときの直交変調装置１の構成を示す機能ブロック図である。このとき、同相用直流電圧信号出力器４２Ｉ、直交用直流電圧信号出力器４２Ｑおよび最適電圧決定部６４は作動させていない。
同相校正用信号出力器３２Ｉは、抵抗３４Ｉを介して、Ｉ信号に同相校正用信号ＶＩを加える。直交校正用信号出力器３２Ｑは、抵抗３４Ｑを介して、Ｑ信号に直交校正用信号ＶＱを加える。
同相校正用信号ＶＩおよび直交校正用信号ＶＱの波形を図３に示す。同相校正用信号ＶＩ＝Vref・cosφ、直交校正用信号ＶＱ＝Vref・sinφである。同相校正用信号ＶＩの位相と、直交校正用信号ＶＱの位相とは９０度異なっている。なお、正弦波の電圧を有する同相校正用信号ＶＩおよび直交校正用信号ＶＱとして、φｎ＝４５°×（ｎ−１）（ただし、ｎ＝１〜８の整数）における値だけを用いてもよい。例えば、（ＶＩ，ＶＱ）＝（Vref，０）、（0.5√2Vref，0.5√2Vref）、（０，Vref）、…と変化させていけばよい。
ローパスフィルタ１２Ｉは、Ｉ信号（同相ユーザ信号）と同相校正用信号ＶＩとが加算された同相校正用ユーザ信号に混入した高調波成分を除去する。ローパスフィルタ１２Ｑは、Ｑ信号（直交ユーザ信号）と直交校正用信号ＶＱとが加算された直交校正用ユーザ信号に混入した高調波成分を除去する。
同相乗算器１４Ｉ、直交乗算器１４Ｑ、ローカル発振器１６、９０°移相器１７、加算器１８、増幅器１９、ローパスフィルタ２０および増幅器２２は、図１を参照して説明した通りである。
抵抗５４は、増幅器２２の出力を受ける。
パワーディテクタ（出力電圧測定手段）５６は、抵抗５４を介して、増幅器２２の出力を受け、電圧を測定する。パワーディテクタ５６により測定される、増幅器２２の出力電圧について説明する。この電圧測定は、加算器１８の出力電圧の測定ということになる。
まず、同相校正用信号ＶＩの電圧をＩ、直交校正用信号ＶＱの電圧をＱとする。増幅器２２の出力をr(t)とし、ＩＱ直交位相誤差をθすると、
r(t) = Icosωt + Qsin(ωt+θ) = (I+Qsinθ)cosωt + (Qcosθ)sinωt
となる。
パワーディテクタ５６により測定される、増幅器２２の出力電圧Vは、r(t)の振幅により定まるため、
V = ((I+Qsinθ)2 + (Qcosθ)2)1/2
となる。
ここで、同相乗算器１４Ｉおよび直交乗算器１４Ｑによる振幅誤差をそれぞれi,qとすると、Ｉ＝i・Vref・cosφ、Ｑ＝q・Vref・sinφとなる。ここで、Vref=1とすると、
V = ((icosφ+qsinφsinθ)2 +
(qsinφcosθ)2)1/2
となる。
ＩＱ直交位相誤差θ＝０、i=q=1.0（振幅誤差が無い）とした場合、
V = ((icosφ)2 + (qsinφ)2)1/2 = ((cosφ)2 + (sinφ)2)1/2 = 1.0
となる。
図４は、θ＝０、i=q=1.0（誤差が無い）とした場合における増幅器２２の出力電圧Vと、位相φ（校正用信号ＶＩおよび直交校正用信号ＶＱの位相である）との関係を示す図である。図４においては、電圧Vを原点からの距離、位相φを縦軸に対する角度（ただし、時計回りに角度が増大するものとする）にとって表現している。図４に示すように、誤差が無い場合、電圧Vの軌跡は、原点を中心として半径1.0の真円を描く。
しかし、振幅誤差があれば電圧Vの軌跡は楕円となり、さらにＩＱ直交位相誤差θがあれば楕円が傾斜し、しかも同相乗算器１４Ｉおよび直交乗算器１４Ｑによるオフセット誤差があれば楕円の中心が原点からずれる。
よって、電圧Vの軌跡は、一般的には、図５に示すように、中心が原点からずれ、傾斜した楕円となる。
ローパスフィルタ５８は、パワーディテクタ５６の出力に混入した高調波成分を除去する。
Ａ／Ｄコンバータ６０は、ローパスフィルタ５８の出力（アナログ信号である）を、デジタル信号に変換する。
誤差決定部６２は、Ａ／Ｄコンバータ６０の出力に基づき、直交変調の誤差を決定する。
Ａ／Ｄコンバータ６０の出力に基づき、図５に示すような電圧Vの軌跡が得られる。なお、図５に示す電圧Vの軌跡は、長軸の長さが２ａ、短軸の長さが２ｂ、軸の傾斜角がαである。そこで、図５に示すような電圧Vの軌跡（楕円）における長軸および短軸の長さからＩ信号の振幅誤差iおよびＱ信号の振幅誤差qが決定できる。また、電圧Vの軌跡（楕円）の傾斜からＩＱ直交位相誤差θが決定できる。さらに、電圧Vの軌跡（楕円）の中心の横軸方向および縦軸方向のずれから、Ｉ信号およびＱ信号のオフセットを決定できる。
これらの誤差から派生したものとして、下記のような値を誤差として求めてもよい。
イメージリジェクションＡ＝（ａ−ｂ）／（ａ＋ｂ）
ゲイン誤差Ｇ＝(1+A2-2Acos(2α))／(1+A2+2Acos(2α))
位相誤差＝arctan((2Asin(2α))／(1-A2))
図６は、同相用直流電圧信号出力器４２Ｉを作動させたときの直交変調装置１の構成を示す機能ブロック図である。このとき、同相校正用信号出力器３２Ｉ、直交校正用信号出力器３２Ｑ、直交用直流電圧信号出力器４２Ｑおよび誤差決定部６２は作動させていない。
同相用直流電圧信号出力器４２Ｉは、ローパスフィルタ１２Ｉの出力に、抵抗４４Ｉを介して、直流電圧信号（電圧ΔV）を加えて、オフセットユーザ信号とする。同相乗算器１４Ｉは、オフセットユーザ信号とローカル発振器１６の出力とを混合して変換信号を出力する。なお、直交乗算器１４Ｑにはローカル信号を与えない。よって、直交乗算器１４Ｑから信号は出力されない。
ローカル発振器１６、９０°移相器１７、加算器１８、増幅器１９、ローパスフィルタ２０および増幅器２２は、図１を参照して説明した通りである。
抵抗５４は、増幅器２２の出力を受ける。
パワーディテクタ５６は、抵抗５４を介して、増幅器２２の出力を受け、電圧を測定する。この電圧測定は、同相乗算器１４Ｉの出力した変換信号の電圧の測定ということになる。パワーディテクタ５６により測定される、増幅器２２の出力電圧について説明する。
パワーディテクタ５６により測定される、増幅器２２の出力電圧は、同相乗算器１４Ｉのローカルリークである。ローカルリークも誤差の一種であり、小さいことが好ましい。ここで、直流電圧信号の電圧ΔVによって、ローカルリークが変動する。すなわち、図７に示すように、ΔV＝ΔVoにおいて、ローカルリークが最小となる。ΔVoを最適電圧という。ローカルリークが最小になるようにΔVoを与えている場合、同相乗算器（ミキサ）１４Ｉの直線性が最も良くなる。
最適電圧決定部６４は、Ａ／Ｄコンバータ６０の出力に基づき、最適電圧ΔVoを決定する。そして、ΔV＝ΔVoとなるように、同相用直流電圧信号出力器４２Ｉを制御する。同相用直流電圧信号出力器４２Ｉは、最適直流電圧信号（電圧ΔV＝ΔVo）を、ローパスフィルタ１２Ｉを通過したＩ信号に加える。
なお、直交乗算器１４Ｑのローカルリークも、同様にして小さくできる。すなわち、直交用直流電圧信号出力器４２Ｑを作動させ、同相校正用信号出力器３２Ｉ、直交校正用信号出力器３２Ｑ、同相用直流電圧信号出力器４２Ｉおよび誤差決定部６２は作動させず、しかも、同相乗算器１４Ｉにローカル信号を与えないで、最適電圧決定部６４が、Ａ／Ｄコンバータ６０の出力に基づき、ローカルリークが最小となるΔVの値（最適電圧ΔVo）を決定する。そして、ΔV＝ΔVoとなるように、直交用直流電圧信号出力器４２Ｑを制御する。直交用直流電圧信号出力器４２Ｑは、最適直流電圧信号（電圧ΔV＝ΔVo）を、ローパスフィルタ１２Qを通過したQ信号に加える。
次に、本発明の実施形態を図８のフローチャートを参照して説明する。
まず、同相校正用信号出力器３２Ｉおよび直交校正用信号出力器３２Ｑを作動させる（Ｓ１０）（図２参照）。
すると、Ｉ信号（同相ユーザ信号）に、同相校正用信号出力器３２Ｉが出力した同相校正用信号ＶＩが加算され、同相校正用ユーザ信号となる。同相校正用ユーザ信号は、ローパスフィルタ１２Ｉにより、混入した高調波成分が除去される。そして、同相校正用ユーザ信号は、同相乗算器１４Ｉにより、ローカル発振器１６の出力と混合されて同相変換信号となる。
また、Ｑ信号（直交ユーザ信号）に、直交校正用信号出力器３２Ｑが出力した直交校正用信号ＶＱが加算され、直交校正用ユーザ信号となる。直交校正用ユーザ信号は、ローパスフィルタ１２Ｑにより、混入した高調波成分が除去される。そして、直交校正用ユーザ信号は、直交乗算器１４Ｑにより、９０°移相器１７の出力と混合されて直交変換信号となる。
同相変換信号と直交変換信号とは、加算器１８により加算される。さらに、増幅器１９により増幅される。増幅器１９の出力は、混入した高調波成分がローパスフィルタ２０により除去されてから、増幅器２２により増幅される。増幅器２２の出力がＲＦ信号である。
ＲＦ信号は、抵抗５４を介して、パワーディテクタ５６に与えられる。パワーディテクタ５６は、増幅器２２の出力電圧を測定する（Ｓ１２）。
測定結果は、ローパスフィルタ５８により高調波成分が除去されてから、Ａ／Ｄコンバータ６０によりデジタル信号に変換され、誤差決定部６２に与えられる。
誤差決定部６２は、増幅器２２の出力電圧Vと、位相φ（校正用信号ＶＩおよび直交校正用信号ＶＱの位相である）との関係（図４、５参照）に基づき、振幅、直交度、オフセットに関する誤差（イメージリジェクション、ゲイン誤差、位相誤差を含む）を決定する（Ｓ１４）。
このようにして求められた誤差は、同相乗算器１４Ｉおよび直交乗算器１４Ｑにより直交変調を行なう際に除去できる。
次に、同相用直流電圧信号出力器４２Ｉを作動させる（Ｓ２０）（図６参照）。
Ｉ信号（同相ユーザ信号）は、混入した高調波成分がローパスフィルタ１２Ｉにより除去されてから、同相用直流電圧信号出力器４２Ｉにより出力された直流電圧信号（電圧ΔV）が加えられ、オフセットユーザ信号となる。同相乗算器１４Ｉは、オフセットユーザ信号とローカル発振器１６の出力とを混合して変換信号を出力する。
変換信号は、加算器１８を通過する（直交乗算器１４Ｑから信号は出力されない）。さらに、増幅器１９により増幅される。増幅器１９の出力は、混入した高調波成分がローパスフィルタ２０により除去されてから、増幅器２２により増幅される。
増幅器２２の出力は、抵抗５４を介して、パワーディテクタ５６に与えられる。パワーディテクタ５６は、増幅器２２の出力電圧を測定する（Ｓ２２）。この測定結果が同相乗算器１４Ｉのローカルリークである。
測定結果は、ローパスフィルタ５８により高調波成分が除去されてから、Ａ／Ｄコンバータ６０によりデジタル信号に変換され、最適電圧決定部６４に与えられる。最適電圧決定部６４は、ローカルリークが最小となるようなΔVの値、すなわち最適電圧ΔVo（図７参照）を決定する（Ｓ２４）。
次に、直交用直流電圧信号出力器４２Ｑを作動させる（Ｓ３０）。
Ｑ信号（直交ユーザ信号）は、混入した高調波成分がローパスフィルタ１２Ｑにより除去されてから、直交用直流電圧信号出力器４２Ｑにより出力された直流電圧信号（電圧ΔV）が加えられ、オフセットユーザ信号となる。直交乗算器１４Ｑは、オフセットユーザ信号と９０°移相器１７の出力とを混合して変換信号を出力する。
変換信号は、加算器１８を通過する（同相乗算器１４Ｉから信号は出力されない）。さらに、増幅器１９により増幅される。増幅器１９の出力は、混入した高調波成分がローパスフィルタ２０により除去されてから、増幅器２２により増幅される。
増幅器２２の出力は、抵抗５４を介して、パワーディテクタ５６に与えられる。パワーディテクタ５６は、増幅器２２の出力電圧を測定する（Ｓ３２）。この測定結果が直交乗算器１４Ｑのローカルリークである。
測定結果は、ローパスフィルタ５８により高調波成分が除去されてから、Ａ／Ｄコンバータ６０によりデジタル信号に変換され、最適電圧決定部６４に与えられる。最適電圧決定部６４は、ローカルリークが最小となるようなΔVの値、すなわち最適電圧ΔVo（図７参照）を決定する（Ｓ３４）。
最適電圧決定部６４は、同相乗算器１４Ｉについて決定された最適電圧ΔVoの最適直流電圧信号を、同相用直流電圧信号出力器４２Ｉから出力させる。また、最適電圧決定部６４は、直交乗算器１４Ｑについて決定された最適電圧ΔVoの最適直流電圧信号を、直交用直流電圧信号出力器４２Ｑから出力させる。これにより、同相乗算器１４Ｉおよび直交乗算器１４Ｑにより直交変調を行なう際の、同相乗算器１４Ｉおよび直交乗算器１４Ｑのローカルリークを抑制することができる。
本発明の実施形態によれば、直交変調により得られたＲＦ信号の電圧の測定結果に基づき、誤差決定部６２が振幅誤差、ＩＱ直交位相誤差およびオフセットを決定できる。よって、ＲＦ信号を直交復調せずに校正を行うことができる。
しかも、直交変調により得られたＲＦ信号の電圧の測定結果に基づき、最適電圧決定部６４が、同相乗算器１４Ｉおよび直交乗算器１４Ｑのローカルリークを最小にできる直流電圧信号の電圧ΔVo（最適電圧）を決定できる。よって、ＲＦ信号を直交復調せずに校正を行うことができる。
また、上記の実施形態は、以下のようにして実現できる。ＣＰＵ、ハードディスク、メディア（フロッピー（登録商標）ディスク、ＣＤ−ＲＯＭなど）読み取り装置を備えたコンピュータのメディア読み取り装置に、上記の各部分（例えば誤差決定部６２および最適電圧決定部６４）を実現するプログラムを記録したメディアを読み取らせて、ハードディスクにインストールする。このような方法でも、上記の実施形態を実現できる。
本発明の実施形態にかかる直交変調装置１の構成を示す機能ブロック図である。
同相校正用信号出力器３２Ｉおよび直交校正用信号出力器３２Ｑを作動させたときの直交変調装置１の構成を示す機能ブロック図である。
同相校正用信号ＶＩおよび直交校正用信号ＶＱの波形を示す図である。
θ＝０、i=q=1.0（誤差が無い）とした場合における増幅器２２の出力電圧Vと、位相φ（校正用信号ＶＩおよび直交校正用信号ＶＱの位相である）との関係を示す図である。
一般的な電圧Vの軌跡を示す図である。
同相用直流電圧信号出力器４２Ｉを作動させたときの直交変調装置１の構成を示す機能ブロック図である。
直流電圧信号の電圧ΔVと、ローカルリークとの関係を示す図である。
本発明の実施形態を示すフローチャートである。
従来技術にかかる直交変調回路を示す図である。
符号の説明
１ 直交変調装置
１４Ｉ 同相乗算器（同相信号変換手段）
１４Ｑ 直交乗算器（直交信号変換手段）
１８ 加算器
３２Ｉ 同相校正用信号出力器
３２Ｑ 直交校正用信号出力器
４２Ｉ 同相用直流電圧信号出力器
４２Ｑ 直交用直流電圧信号出力器
５６ パワーディテクタ（出力電圧測定手段）
６２ 誤差決定部
６４ 最適電圧決定部

Claims (10)

  1. 正弦波の電圧を有する同相校正用信号と同相ユーザ信号とを加算した同相校正用ユーザ信号と、所定のローカル周波数の同相ローカル信号とを混合して同相変換信号を出力する同相信号変換手段と、
    前記同相校正用信号の位相を９０度異ならせた直交校正用信号と直交ユーザ信号とを加算した直交校正用ユーザ信号と、前記同相ローカル信号の位相を９０度異ならせた直交ローカル信号とを混合して直交変換信号を出力する直交信号変換手段と、
    前記同相変換信号と前記直交変換信号とを加算する加算手段と、
    前記加算手段の出力電圧を測定する出力電圧測定手段と、
    前記出力電圧測定手段の測定結果に基づき、直交変調の誤差を決定する誤差決定手段と、
    を備えた直交変調装置。
  2. 請求項１に記載の直交変調装置であって、
    前記誤差測定手段は、前記加算手段の出力電圧の、前記同相校正用信号あるいは前記直交校正用信号の位相に対する関係に基づき、直交変調の誤差を測定する、
    直交変調装置。
  3. 請求項１に記載の直交変調装置であって、
    前記誤差測定手段は、前記同相ユーザ信号および前記直交ユーザ信号の振幅、直交度、オフセットに関する誤差を決定する、
    直交変調装置。
  4. ユーザ信号と直流電圧信号とを加算したオフセットユーザ信号と、所定のローカル周波数のローカル信号と、を混合して変換信号を出力する信号変換手段と、
    前記変換信号の電圧を測定する出力電圧測定手段と、
    前記出力電圧測定手段の測定した電圧が最小になるような最適電圧を決定する最適電圧決定手段と、
    を備えた直交変調装置。
  5. 同相信号変換手段が、正弦波の電圧を有する同相校正用信号と同相ユーザ信号とを加算した同相校正用ユーザ信号と、所定のローカル周波数の同相ローカル信号とを混合して同相変換信号を出力する同相信号変換工程と、
    直交信号変換手段が、前記同相校正用信号の位相を９０度異ならせた直交校正用信号と直交ユーザ信号とを加算した直交校正用ユーザ信号と、前記同相ローカル信号の位相を９０度異ならせた直交ローカル信号とを混合して直交変換信号を出力する直交信号変換工程と、
    加算手段が、前記同相変換信号と前記直交変換信号とを加算する加算工程と、
    出力電圧測定手段が、前記加算手段の出力電圧を測定する出力電圧測定工程と、
    誤差決定手段が、前記出力電圧測定手段の測定結果に基づき、直交変調の誤差を決定する誤差決定工程と、
    を備えた直交変調方法。
  6. 信号変換手段が、ユーザ信号と直流電圧信号とを加算したオフセットユーザ信号と、所定のローカル周波数のローカル信号と、を混合して変換信号を出力する信号変換工程と、
    出力電圧測定手段が、前記変換信号の電圧を測定する出力電圧測定工程と、
    最適電圧決定手段が、前記出力電圧測定手段の測定した電圧が最小になるような最適電圧を決定する最適電圧決定工程と、
    を備えた直交変調方法。
  7. 正弦波の電圧を有する同相校正用信号と同相ユーザ信号とを加算した同相校正用ユーザ信号と、所定のローカル周波数の同相ローカル信号とを混合して同相変換信号を出力する同相信号変換手段と、前記同相校正用信号の位相を９０度異ならせた直交校正用信号と直交ユーザ信号とを加算した直交校正用ユーザ信号と、前記同相ローカル信号の位相を９０度異ならせた直交ローカル信号とを混合して直交変換信号を出力する直交信号変換手段と、前記同相変換信号と前記直交変換信号とを加算する加算手段と、前記加算手段の出力電圧を測定する出力電圧測定手段とを有する直交変調装置における処理をコンピュータに実行させるためのプログラムであって、
    前記出力電圧測定手段の測定結果に基づき、直交変調の誤差を決定する誤差決定処理、
    をコンピュータに実行させるためのプログラム。
  8. ユーザ信号と直流電圧信号とを加算したオフセットユーザ信号と、所定のローカル周波数のローカル信号と、を混合して変換信号を出力する信号変換手段と、前記変換信号の電圧を測定する出力電圧測定手段とを有する直交変調装置における処理をコンピュータに実行させるためのプログラムであって、
    前記出力電圧測定手段の測定した電圧が最小になるような最適電圧を決定する最適電圧決定処理、
    をコンピュータに実行させるためのプログラム。
  9. 正弦波の電圧を有する同相校正用信号と同相ユーザ信号とを加算した同相校正用ユーザ信号と、所定のローカル周波数の同相ローカル信号とを混合して同相変換信号を出力する同相信号変換手段と、前記同相校正用信号の位相を９０度異ならせた直交校正用信号と直交ユーザ信号とを加算した直交校正用ユーザ信号と、前記同相ローカル信号の位相を９０度異ならせた直交ローカル信号とを混合して直交変換信号を出力する直交信号変換手段と、前記同相変換信号と前記直交変換信号とを加算する加算手段と、前記加算手段の出力電圧を測定する出力電圧測定手段とを有する直交変調装置における処理をコンピュータに実行させるためのプログラムを記録したコンピュータによって読み取り可能な記録媒体であって、
    前記出力電圧測定手段の測定結果に基づき、直交変調の誤差を決定する誤差決定処理、
    をコンピュータに実行させるためのプログラムを記録したコンピュータによって読み取り可能な記録媒体。
  10. ユーザ信号と直流電圧信号とを加算したオフセットユーザ信号と、所定のローカル周波数のローカル信号と、を混合して変換信号を出力する信号変換手段と、前記変換信号の電圧を測定する出力電圧測定手段とを有する直交変調装置における処理をコンピュータに実行させるためのプログラムを記録したコンピュータによって読み取り可能な記録媒体であって、
    前記出力電圧測定手段の測定した電圧が最小になるような最適電圧を決定する最適電圧決定処理、
    をコンピュータに実行させるためのプログラムを記録したコンピュータによって読み取り可能な記録媒体。
JP2004048488A 2004-02-24 2004-02-24 直交変調装置、方法、プログラム、記録媒体 Expired - Fee Related JP3902184B2 (ja)

Priority Applications (7)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP2004048488A JP3902184B2 (ja) 2004-02-24 2004-02-24 直交変調装置、方法、プログラム、記録媒体
PCT/JP2005/002509 WO2005081488A1 (ja) 2004-02-24 2005-02-10 直交変調装置、方法、プログラム、記録媒体
CN2005800057723A CN1922842B (zh) 2004-02-24 2005-02-10 正交调制装置及方法
US10/578,006 US7944989B2 (en) 2004-02-24 2005-02-10 Quadrature modulation apparatus, method, program, and recording medium
DE112005000434T DE112005000434T5 (de) 2004-02-24 2005-02-10 Gerät, Verfahren, Programm und Speichermedium zur Quadraturmodulation
KR1020067013776A KR100791066B1 (ko) 2004-02-24 2005-02-10 직교 변조 장치, 방법 및 기록 매체
TW094104323A TW200536316A (en) 2004-02-24 2005-02-15 Quadrature modulation apparatus, method, program and recording medium

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP2004048488A JP3902184B2 (ja) 2004-02-24 2004-02-24 直交変調装置、方法、プログラム、記録媒体

Publications (2)

Publication Number Publication Date
JP2005244358A JP2005244358A (ja) 2005-09-08
JP3902184B2 true JP3902184B2 (ja) 2007-04-04

Family

ID=34879516

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
JP2004048488A Expired - Fee Related JP3902184B2 (ja) 2004-02-24 2004-02-24 直交変調装置、方法、プログラム、記録媒体

Country Status (7)

Country Link
US (1) US7944989B2 (ja)
JP (1) JP3902184B2 (ja)
KR (1) KR100791066B1 (ja)
CN (1) CN1922842B (ja)
DE (1) DE112005000434T5 (ja)
TW (1) TW200536316A (ja)
WO (1) WO2005081488A1 (ja)

Families Citing this family (9)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
FR2871629A1 (fr) * 2004-06-09 2005-12-16 Thomson Licensing Sa Dispositif de conversion de frequences, procede d'etalonnage dudit dispositif et systeme d'emission/reception de signaux electromagnetiques comportant un tel dispositif
JP3970909B1 (ja) * 2006-04-17 2007-09-05 株式会社アドバンテスト 変調器
JP5034319B2 (ja) * 2006-05-26 2012-09-26 富士通株式会社 歪補償装置及び歪補償方法
DE112008001573T5 (de) * 2007-06-11 2010-05-06 Advantest Corporation Messgerät und Programm
TWI369878B (en) * 2008-06-16 2012-08-01 Realtek Semiconductor Corp Transmitter, receiver and adjusting method for reducing i/q mismatch
US8406283B2 (en) 2009-07-20 2013-03-26 Advantest Corporation Modulation apparatus, test apparatus and correction method
JP2011188436A (ja) * 2010-03-11 2011-09-22 Advantest Corp 測定装置、測定方法およびプログラム
KR101636016B1 (ko) * 2010-03-11 2016-07-05 삼성전자주식회사 신호 수신 장치 및 그것의 위상 부정합 보상 방법
TWI660591B (zh) * 2018-05-24 2019-05-21 立積電子股份有限公司 物體位移相位偵測電路及物體位移相位偵測方法

Family Cites Families (20)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US4717894A (en) * 1986-10-23 1988-01-05 Hewlett-Packard Company Calibration of vector modulators using a scalar detector
DE3726547A1 (de) 1987-08-10 1989-02-23 Henkel Kgaa Lagerfaehige fugendichtungsmasse
US5228062A (en) * 1990-04-16 1993-07-13 Telebit Corporation Method and apparatus for correcting for clock and carrier frequency offset, and phase jitter in multicarrier modems
JP3144649B2 (ja) 1991-03-11 2001-03-12 日本電信電話株式会社 歪補償直交変調器
EP0503588B1 (en) * 1991-03-11 1997-10-01 Nippon Telegraph And Telephone Corporation Quadrature amplitude modulator with distortion compensation
US5574755A (en) * 1994-01-25 1996-11-12 Philips Electronics North America Corporation I/Q quadraphase modulator circuit
JP3175580B2 (ja) * 1996-03-14 2001-06-11 日本電気株式会社 直交位相変調器の調整装置
JPH1070581A (ja) * 1996-08-27 1998-03-10 Saitama Nippon Denki Kk 送信出力制御回路
GB2349317A (en) * 1998-01-21 2000-10-25 Nokia Mobile Phones Ltd Pulse shaping which compensates for component distortion
US6359936B1 (en) 1998-10-30 2002-03-19 Winbond Electronics Corp. Modulator employing a memory reduction circuit
JP4360739B2 (ja) * 1999-05-24 2009-11-11 株式会社アドバンテスト 直交復調装置、方法、記録媒体
US6346807B1 (en) * 1999-10-22 2002-02-12 Bently Nevada Corporation Digital eddy current proximity system: apparatus and method
US6421398B1 (en) 2000-01-28 2002-07-16 Alcatel Canada Inc. Modulation system having on-line IQ calibration
US6650711B1 (en) 2000-06-02 2003-11-18 Tropian, Inc. Quadrature modulation with reduced phase-error distortion
JP2002319989A (ja) 2001-04-19 2002-10-31 Matsushita Electric Ind Co Ltd Ｄｃオフセット・位相補正装置及び無線通信装置
US7158586B2 (en) 2002-05-03 2007-01-02 Atheros Communications, Inc. Systems and methods to provide wideband magnitude and phase imbalance calibration and compensation in quadrature receivers
EP1361655A1 (en) * 2002-05-07 2003-11-12 Semiconductor Ideas to The Market (ItoM) BV Mirror suppression circuit in a quadrature demodulator
JP4344357B2 (ja) * 2003-03-24 2009-10-14 株式会社アドバンテスト 直交変調装置、方法、プログラム、記録媒体および変調装置
JP4175503B2 (ja) * 2003-04-18 2008-11-05 ソニー・エリクソン・モバイルコミュニケーションズ株式会社 歪み補償回路及び送信装置
JP4341418B2 (ja) * 2004-01-30 2009-10-07 日本電気株式会社 直交変調器の調整装置及び調整方法並びに通信装置とプログラム

Also Published As

Publication number Publication date
WO2005081488A1 (ja) 2005-09-01
TW200536316A (en) 2005-11-01
CN1922842A (zh) 2007-02-28
TWI311877B (ja) 2009-07-01
CN1922842B (zh) 2010-06-23
US20070140378A1 (en) 2007-06-21
US7944989B2 (en) 2011-05-17
KR100791066B1 (ko) 2008-01-03
KR20060130092A (ko) 2006-12-18
DE112005000434T5 (de) 2007-07-26
JP2005244358A (ja) 2005-09-08

Similar Documents

Publication Publication Date Title
KR100791066B1 (ko) 직교 변조 장치, 방법 및 기록 매체
JP5480950B2 (ja) 共振器ファイバ光ジャイロスコープ強度変調コントロールのためのシステムと方法
JP2007033286A (ja) インピーダンス測定方法およびインピーダンス測定器
US11262212B2 (en) Vibration type gyroscope
JP2009206556A (ja) 送信機
JP2005064990A (ja) Ｉ／ｑ復調回路
JP2011024270A (ja) 定包絡線信号生成回路、電力増幅装置および通信装置
US8306487B2 (en) Phase corrector and phase correction method
US20110148434A1 (en) System and method for distortion analysis
US10187067B2 (en) Phase-locked loop (PLL)-type resolver/converter method and apparatus
KR100726835B1 (ko) 직교 변조 장치, 방법, 기록 매체, 및 변조 장치
JP2008211619A (ja) 復調特性測定装置、直交復調器、復調特性測定方法、プログラム、記録媒体
JP2004363757A (ja) 直交変復調装置
US8164322B2 (en) Phase-difference-corresponding-value measurement device, gain imbalance measurement device, method, program, and recording medium
JP2004274288A (ja) 直交変調装置
JP5161820B2 (ja) ローカル周波数誤差測定装置、方法、プログラムおよび記録媒体
US6697437B1 (en) Receiving apparatus
KR101493503B1 (ko) 진폭 변조 신호를 복조하는 방법 및 이를 위한 장치
JPH08265381A (ja) 直交変調装置
JP5801764B2 (ja) Ｆｓｋ復調器
JP2002051094A (ja) 直交変調装置、送信装置および無線通信装置
JP2009182900A (ja) 電力増幅装置及び通信装置
JP2009027623A (ja) 高精度振幅位相変調器、高精度振幅位相検出器、高精度振幅位相検出方法
JP2014003528A (ja) Ｆｓｋ復調器

Legal Events

Date Code Title Description
A621 Written request for application examination

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A621

Effective date: 20061121

A871 Explanation of circumstances concerning accelerated examination

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A871

Effective date: 20061129

A975 Report on accelerated examination

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A971005

Effective date: 20061214

TRDD Decision of grant or rejection written
A01 Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model)

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01

Effective date: 20061226

A61 First payment of annual fees (during grant procedure)

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A61

Effective date: 20061227

R150 Certificate of patent or registration of utility model

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R150

FPAY Renewal fee payment (event date is renewal date of database)

Free format text: PAYMENT UNTIL: 20110112

Year of fee payment: 4

FPAY Renewal fee payment (event date is renewal date of database)

Free format text: PAYMENT UNTIL: 20110112

Year of fee payment: 4

FPAY Renewal fee payment (event date is renewal date of database)

Free format text: PAYMENT UNTIL: 20120112

Year of fee payment: 5

FPAY Renewal fee payment (event date is renewal date of database)

Free format text: PAYMENT UNTIL: 20120112

Year of fee payment: 5

FPAY Renewal fee payment (event date is renewal date of database)

Free format text: PAYMENT UNTIL: 20130112

Year of fee payment: 6

FPAY Renewal fee payment (event date is renewal date of database)

Free format text: PAYMENT UNTIL: 20130112

Year of fee payment: 6

FPAY Renewal fee payment (event date is renewal date of database)

Free format text: PAYMENT UNTIL: 20130112

Year of fee payment: 6

FPAY Renewal fee payment (event date is renewal date of database)

Free format text: PAYMENT UNTIL: 20140112

Year of fee payment: 7

LAPS Cancellation because of no payment of annual fees