JP4376689B2 - 直交変調システム - Google Patents

Description

本発明は、ディジタル無線通信の技術分野に属し、特に直交変調システム及び直交変調システムを備えた送信機に関する。

ＩＭＴ２０００のような無線通信システムでは、広帯域の無線信号が送信され、特に次世代移動通信システムでは更なる広帯域化が検討されている。このような信号を送信するには、複素ベースバンド信号を一旦中間周波数（ＩＦ）帯の信号に変換し、その後に無線周波数（ＲＦ）帯の信号に変換するのが一般的である。しかしながら、そのような周波数変換に起因して生じる高周波成分を充分に抑制するには、急峻であって信号帯域全般にわたって平坦な特性を有するバンドパスフィルタその他の素子を必要とする。今後の信号帯域の広帯域化が進むにつれて、更に高性能な素子を用意する必要性が生じるが、これは装置規模や製品コスト等の観点からは好ましくない。このため、ベースバンド信号を直接ＲＦ帯域の信号に変換する直接ＲＦ変調方式が注目されている。そのような従来の変調方式については、例えば、特許文献１乃至１０に記載されている。
特開平６−３５０６５８号公報 特開平７−１２３１２３号公報 特開平７−１７７１８８号公報 特開平８−１１６３４３号公報 特開２０００−２７００３７号公報 特開２００１−３３９４５２号公報 特開２００２−２７００７号公報 特開平５−２０７０８０号公報 特開２００２−７７２８５号公報 特開平８−９７８７３号公報

しかしながら、直接ＲＦ変調方式を採用すると、アナログ素子の個体差や経年変化等に起因して、直交変調器に入力される同相信号成分及び直交信号成分に誤差が生じ、変調後のアナログ送信信号に、イメージ成分（不要波）として出力してしまう虞がある（図１参照）。このようなリークにより、送信される信号の品質が劣化してしまうことが懸念される。

本願の課題は、直交変調方式で変調されるアナログ送信信号に混入するイメージ成分（不要波成分）を従来よりも減少させることの可能な直交変調システム及びそのような直交変調システムを備えた送信機を提供することである。

本発明の一態様による直交変調システムは、
同相信号成分及び直交信号成分を入力し、直交変調された送信信号を直交変調器から出力し、
前記同相信号成分、及び前記送信信号から得られるフィードバック信号の同相信号成分から算出される演算結果の第１の累計値を求め、前記直交信号成分、及び前記フィードバック信号の直交信号成分から算出される演算結果の第２の累計値を求め、前記第１及び第２の累計値に基づいて、同相信号成分及び直交信号成分の間の時間差を求める時間差算出手段と、
前記時間差が補償されるように、前記直交変調器に入力される同相信号成分及び直交信号成分を調整する遅延調整手段と
を備えることを特徴とする。

本発明によれば、直交変調方式で変調されるアナログ送信信号に混入するイメージ成分を従来よりも減少させることが可能になる。

以下、本発明を実施するための形態が、実施例１乃至実施例４にて説明される。概して、実施例１は、同相信号成分及び直交信号成分の時間的なタイミングを調整することで、アナログ送信信号に混入するイメージ成分を抑制しようとするものである。実施例２は、同相信号成分及び直交信号成分の振幅を調整することで、実施例３は実軸及び虚軸の直交関係のずれ（角度偏差）を調整することで、イメージ成分を抑制しようとするものである。実施例４は、同相信号成分及び直交信号成分に関する、タイミング、振幅及び角度偏差を一括して調整しようとするものである。

図２は、本発明の一実施例による直交変調システムのブロック図を示す。直交変調システムは、送信内容を表すディジタル信号の同相信号成分Ｔｘ_ｉ（Ｉチャネル）と、直交信号成分Ｔｘ_ｑ（Ｑチャネル）を直交変調し、アナログ高周波信号である送信信号Ｓを出力する。直交変調システムは、「調整回路」である補正回路２０２と、ディジタルアナログ変換器２０４，２０６と、フィルタ２０８，２１０と、直交変調器２１２とを有する。直交変調システムは、そのフィードバック経路において、局部発振器２１４に接続された乗算部２１６と、アナログディジタル変換器２１８と、直交復調器２２０と、位相検出回路２３６とを有する。直交変調システムは、加算器２２４，２２６（図示の例では機能的には、減算器）と、積分器２２８，２３０と、時間差検出回路２３２と、遅延回路２３４とを有し、これらは「時間差検出手段」を形成する。補正回路２０２は、同相信号成分用の補正部２３７と、直交信号成分用の補正部２３８とを有する。

ディジタルアナログ変換器２０４，２０６は、ディジタル形式の同相信号成分及び直交信号成分をアナログ形式の信号に変換する。

フィルタ２０８，２１０は、アナログ信号の帯域制限を行なう。

直交変調器２１２は、入力された同相信号成分及び直交信号成分を合成し、送信信号Ｓを出力する。理想的な送信信号Ｓは、例えば、次のように表現することが可能である：
Ｓ＝ｙ_ｉ（ｎ）ｃｏｓ（ωｔ）−ｙ_ｑ（ｎ）ｓｉｎ（ωｔ）。
ここで、ｙ_ｉ（ｎ）は、直交変調器２１２に入力される同相信号成分であり、ディジタル形式の同相信号成分Ｔｘ_ｉ（ｎ）をアナログ信号に変換した量を示す。ｙ_ｑ（ｎ）は、直交変調器２１２に入力される直交信号成分であり、ディジタル形式の直交信号成分Ｔｘ_ｑ（ｎ）をアナログ信号に変換した量を示す。ｎはサンプルを指定するパラメータを示す。ωはキャリア角周波数を示す。

乗算部２１６は、送信信号Ｓと局部発振器２１４からの信号とを乗算することで、高周波数から低周波数に周波数変換（ダウンコンバージョン）を行なう。

アナログディジタル変換器２１８は、アナログ信号をディジタル信号に変換する。

直交復調器２２０は、アナログディジタル変換器２１８の出力を直交復調し、フィードバック信号の同相信号成分Ｆｂ_ｉ及び直交信号成分Ｆｂ_ｑを出力する。

加算器２２４は、直交変調される前の同相信号成分Ｔｘ_ｉと、フィードバック信号の同相信号成分Ｆｂ_ｉとの差分を求める。その差分は、積分器２２８で累計され、第１の累積値が算出される。

加算器２２６は、直交変調される前の直交信号成分Ｔｘ_ｑと、フィードバック信号の直交信号成分Ｆｂ_ｑとの差分を求める。その差分は、積分器２３０で累計され、第２の累積値が算出される。

時間差検出回路２３２は、第１及び第２の累積値に基づいて、同相信号成分及び直交信号成分の時間的なズレを求める。時間的なズレはアナログ信号処理の過程で主に導入される。この時間的なズレは、更に、ディジタルアナログ変換器２０４，２０６と直交変調器２１２の間で主に導入される。直交変調器２１２から直交復調器２２０の間のアナログ信号処理に起因して、フィードバック信号に遅延時間が導入されることも考えられるが、そのような遅延時間は、同相信号成分及び直交信号成分に等しく導入され、遅延時間の差には寄与しないからである。

遅延回路２３４は、加算器２２４，２２６にて加算（減算）される信号のタイミングを調整することに加えて、ディジタル送信信号Ｔｘ_ｉ，Ｔｘ_ｑの間に適宜時間差を設定することが可能である。時間差の設定は、例えば、有限インパルス応答（ＦＩＲ）フィルタのタップ係数を調整することによって行なうことが可能であるが、本発明はそのような態様に限定されない。

補正回路２０２内の補正部２３７，２３８は、時間差検出回路で算出された時間的なズレが補償されるように、各信号成分の遅延量を設定する。

位相検出回路２３６は、加算器２２４，２２６に入力されるディジタル送信信号Ｔｘ_ｉ，Ｔｘ_ｑ及びフィードバック信号Ｆｂ_ｉ，Ｆｂ_ｑを比較することで、ディジタル送信信号及びフィードバック信号の間の位相回転角φを求める。位相回転角φに関する情報は、直交復調器２２０に与えられ、直交変調前後の信号間の位相回転が補償される。

以下、図２，図３を参照しながら本発明の実施例における動作を説明する。

図３は、遅延量を調整するためのフローチャートを示す。フローは、ステップ３０２から始まり、ステップ３０４に進む。ステップ３０４では、遅延回路２３４にて、同相信号成分及び直交信号成分Ｔｘ_ｉ，Ｔｘ_ｑの間の時間差ｔが初期値（例えば、ｔ＝０）に設定される。また、位相検出回路２３６にて位相回転角φも求められ、位相回転角φは、直交復調器２２０で補償される。

ステップ３０６では、遅延量ｔが更新される（例えば、ｔ＝ｔ＋Δｔ）。

ステップ３０８では、「第１の累計値」になる実部誤差平均Ｅｒｒ_Ｉｃｈ（ｔ）と、「第２の累計値」になる虚部誤差平均Ｅｒｒ_Ｑｃｈ（ｔ）とが、次式（１）に従って算出される：

ここで、ｎは、ディジタル信号のサンプルを示すパラメータであり、Ｎは積分器２２８，２３０で反復的に累計する回数を示す。この演算は、実部誤差平均については加算器２２４及び積分器２２８により、虚部誤差平均については加算器２２６及び積分器２３０により行なわれる。

ステップ３１０では、総ての遅延量ｔについて、第１及び第２の累計値が求められたか否かが判別される。より具体的には、例えば、遅延量ｔが０からΔｔずつ変化し、最大値Ｔ_ｍａｘに到達したか否かが判別される。最大値Ｔ_ｍａｘに達していなければ、フローはステップ３０６に戻り、遅延量ｔをΔｔだけ増やし、同様な処理が行なわれる。遅延量ｔの更新は、遅延回路２３４で設定される遅延量を変更することによって行なわれる。

一方、遅延量ｔが最大値Ｔ_ｍａｘに達したならば、フローはステップ３１２に進む。ステップ３０６，３０８，３１０を反復することで、遅延量ｔ及び第１の累計値（同相信号成分に関する平均誤差値）並びに遅延量ｔ及び第２の累計値（直交信号成分に関する平均誤差値）に関し、図４に示されるような関係が得られる。仮に同相信号成分と直交信号成分との間に何らの時間差もなかったならば、２つのグラフは一致する。ステップ３１２では、実部誤差平均が最小となる遅延量Δｔ_１及び虚部誤差平均が最小となる遅延量Δｔ_２が検出される。これらの遅延量の検出は、時間差検出回路２３２で行なわれる。

ステップ３１４では、ステップ３１２で検出された遅延量、即ち同相信号成分及び直交信号成分の時間差が補償されるように、適切な遅延が補正回路２０２にて設定される。設定される遅延量は、同相及び直交信号成分の遅延量の一方をゼロにして他方を時間的に前後させてもよいし、双方を時間的に前後させてもよい。相対的にタイミングが揃えばよいからである。一例としては、同相信号成分用の補正部２３７に、（Δｔ_１−Δｔ_２）／２の遅延量を設定し、直交信号成分用の補正部２３８に、（Δｔ_２−Δｔ_１）／２の遅延量を設定することが可能である。このように双方を補正することは、制御動作の安定化等の観点から望ましい。

そして、フローはステップ３１６に進み、終了する。

上記の例では、加算器２２４，２２６による演算結果（減算値）を累計することで、第１及び第２の累計値が求められていたが、本発明はそのような形態に限定されない。例えば、図５に示されるように、ディジタル信号Ｔｘ_ｉ，Ｔｘ_ｑとフィードバック信号Ｆｂ_ｉ，Ｆｂ_ｑとの積を乗算部５２４，５２６でそれぞれ求め、その積（電力）を積分器２２８，２３０で累計することで、時間差を検出することも可能である。

図６は、そのような態様におけるフローチャートを示す。フローは、ステップ６０２から始まり、ステップ６０４に進む。ステップ６０４では、同相信号成分及び直交信号成分Ｔｘ_ｉ，Ｔｘ_ｑの間の時間差ｔが初期値（例えば、ｔ＝０）に設定される。また、位相検出回路２３６にて位相回転角φも求められ、位相回転角φは、直交復調器２２０で補償される。

ステップ６０６では、遅延量ｔが更新される（例えば、ｔ＝ｔ＋Δｔ）。

ステップ６０８では、「第１の累計値」になる実部乗算平均Ｐｏｗ_Ｉｃｈ（ｔ）と、「第２の累計値」になる虚部乗算平均Ｐｏｗ_Ｑｃｈ（ｔ）とが、次式（２）に従って算出される：

ここで、ｎは、ディジタル信号のサンプルを示すパラメータであり、Ｎは積分器２２８，２３０で反復的に累計する回数を示す。この演算は、実部乗算平均については乗算部５２４及び積分器２２８により、虚部乗算平均については乗算部５２６及び積分器２３０により行なわれる。

ステップ６１０では、総ての遅延量ｔについて、第１及び第２の累計値が求められたか否かが判別され、最大値Ｔ_ｍａｘに達していなければ、フローはステップ６０６に戻って同様な処理が行なわれる。

一方、遅延量ｔが最大値Ｔ_ｍａｘに達したならば、フローはステップ６１２に進む。ステップ６０６，６０８，６１０を反復することで、遅延量ｔ及び第１の累計値（同相信号成分に関する平均乗算値）並びに遅延量ｔ及び第２の累計値（直交信号成分に関する平均乗算値）に関し、図７に示されるような関係が得られる。仮に同相信号成分と直交信号成分との間に何らの時間差もなかったならば、２つのグラフは一致する。ステップ６１２では、実部乗算平均が最大となる遅延量Δｔ_１及び虚部乗算平均が最大となる遅延量Δｔ_２が検出される。これらの遅延量の検出は、時間差検出回路２３２で行なわれる。

ステップ６１４では、ステップ６１２で検出された遅延量、即ち同相信号成分及び直交信号成分の時間差が補償されるように、適切な遅延が補正回路２０２にて設定される。以後、フローはステップ６１６に進み、終了する。

ところで、補正回路２０２にて同相信号成分及び直交信号成分のタイミングを時間的に前後させる補正部２３７，２３８は、例えば、有限インパルス応答フィルタ（ＦＩＲフィルタ）から構成することが可能である。ＦＩＲフィルタのタップ係数を適切に設定することによって、入力信号を所望の時間だけ遅延させて出力することができる。例えば、図８のＦＩＲフィルタのインパルス応答特性における８つの点で示されるようなポイントの値をタップ係数に採用することで、１／８シンボルだけ入力信号を遅延させることが可能になる。また、図９に示されるような８つのポイントの値をタップ係数に採用することで、５／８シンボルだけ入力信号を遅延させることが可能になる。

また、補正回路２０２の変形例として、ディジタルアナログ変換器２０４，２０６のクロックタイミングを前後させて遅延量を調整することも可能である。図１０はそのような態様における補正回路の変形例を示す図である。この補正回路は、クロック発生源１００２と、遅延素子１００４と、セレクタ１００６，１００８とを有する。クロック発生源１００２は、ディジタルアナログ変換器２０４（ＤＡ１），２０６（ＤＡ２）を駆動するのに使用されるクロック信号を発生させる。遅延素子１００４は、クロック発生源１００２から得られるクロック信号に対して、様々な遅延時間τ_ｎを有するクロック信号を出力する。図示の例では、クロック信号に対して、５種類の遅延時間τ_０〜τ_４を有するクロック信号が出力される。セレクタ１００６，１００８は、時間差検出回路２３２からの遅延情報に応じて、適切な遅延時間τ_ｎを有するクロック信号を選択し、ディジタルアナログ変換器２０４，２０６にそれらを与える。

以下、同相信号成分及び直交信号成分の振幅を調整することで、イメージ成分を抑制しようとする実施例が説明される。先ず、同相信号成分及び直交信号成分の振幅のバランスについて概説する。

図１１は、同相信号成分及び直交信号成分の振幅及び／又は位相回転角の関係を示す図であり、信号点配置(コンステレーション)図上において、微小な単位角内に存在する信号点の平均値を、０〜３６０度の範囲で求めた際に描かれる軌跡である。同相信号成分及び直交信号成分が適切に出力されている場合は、図１１（Ａ）に示されるように、信号点配置図上で円形の軌跡が示される。これに対して、同相信号成分及び直交信号成分の振幅が適切に出力されていなかった場合は、図１１（Ｂ）に示されるように、信号点配置図上で楕円形の軌跡が示される。このような場合には、楕円形の軌跡が円形の軌跡になるように、即ち実軸及び虚軸方向の振幅比が１になるように又は振幅差がゼロになるように、同相信号成分及び／又は直交信号成分の振幅が調整される。

ところで、同相信号成分及び直交信号成分の振幅がアンバランスになることに加えて、送信信号から得られるフィードバック信号が、ある角度（位相回転角）φだけ回転している場合がある（図１１（Ｃ））。位相回転角を生じさせる原因としては、例えば、フィードバック経路におけるアナログ信号処理の影響等が挙げられる。有意の位相回転角φが存在する場合でも、同相信号成分及び直交信号成分に関する相違が小さくなるように振幅を調整することで、振幅のバランスをとることが多くの場合に可能である。しかしながら、図１１（Ｄ）に示されるように、位相回転角φが４５度（π／４ラジアン）程度になると、実軸（Ｉ）及び虚軸（Ｑ）における振幅は、信号点の軌跡が円であっても楕円であっても等しくなってしまう。従って、このままでは、位相回転角φが４５度程度の場合に、振幅のアンバランスを補償することは困難になってしまう。

本実施例では、図１１（Ｃ）に示されるような実軸及び虚軸における平均振幅Ａ０，Ｂ０が測定されることに加えて、図１１（Ｅ）に示されるように、フィードバック信号を４５度（より正確には、−４５度）回転させた場合に測定される平均振幅Ａ４５，Ｂ４５が求められる。即ち、図１１（Ｆ）に示されるように、同相信号成分及び直交信号成分のペアが２組求められ、１つはフィードバック信号を回転せずに測定した平均振幅値Ａ０，Ｂ０であり、もう１つはフィードバック信号を４５度回転させた場合に測定される平均振幅値Ａ４５，Ｂ４５である。本実施例では、振幅のアンバランスを評価するこれら２つの基準に基づいて、振幅のバランスを確保しようとするものである。

図１２は、本発明の一実施例による直交変調システムのブロック図を示す。直交変調システムは、補正回路１２０２と、ディジタルアナログ変換器１２０４，１２０６と、局部発振器１２１１に接続された直交変調器１２１２とを有する。直交変調システムは、そのフィードバック経路において、局部発振器１２１４に接続された乗算部１２１６と、アナログディジタル変換器１２１８と、直交復調器１２２０とを有する。直交変調システムは、振幅バランス調査部１２２２と、平均化部（Ａｖｅ）１２２４と、複素乗算部１２２５と、振幅バランス補正値演算部１２２６と、スイッチ１２２８，１２３０とを有し、これらの要素は、振幅差算出部１２４０を形成する。補正回路１２０２は、乗算部１２３２，１２３４を有する。振幅バランス調査部１２２２も同様に乗算部１２３６，１２３８を有する。

ディジタルアナログ変換器１２０４，１２０６は、ディジタル形式の同相信号成分及び直交信号成分をアナログ形式の信号に変換する。直交変調器１２１２は、入力された同相信号成分及び直交信号成分を合成し、送信信号Ｓを出力する。乗算部１２１６は、送信信号Ｓと局部発振器１２１４からの信号とを乗算することで、ダウンコンバージョンを行なう。アナログディジタル変換器１２１８は、アナログ信号をディジタル信号に変換する。直交復調器１２２０は、アナログディジタル変換器１２１８の出力を直交復調し、フィードバック信号の同相信号成分Ｆｂ_ｉ及び直交信号成分Ｆｂ_ｑを出力する。

振幅バランス調査部１２２２は、乗算部１２３６，１２３８により暫定的に振幅の調整されたフィードバック信号を出力する。

複素乗算部１２２５は、そこに入力された信号に４５度の位相回転を与えて出力する。

平均化部１２２４は、そこに入力された信号の平均値を算出する。この例では、フィードバック信号を回転せずに測定した振幅の平均値Ａ０，Ｂ０と、フィードバック信号を４５度回転させた場合に測定される振幅の平均値Ａ４５，Ｂ４５とが求められる。

振幅バランス補正値演算部１２２６は、平均化部１２２４からの平均値に基づいて、振幅バランス補正値Ｃｉ，Ｃｑを求める。振幅バランス補正値Ｃｉ，Ｃｑは、最終的には、ディジタル送信信号Ｔｘ_ｉ，Ｔｘ_ｑにそれぞれ乗算される係数を定める。

スイッチ１２２８，１２３０は、振幅バランス補正値演算部１２２６からの出力を、振幅バランス補正値Ｃｉ，Ｃｑが収束するまでは、「１」で示される側の端子に接続し、それらが適切な値に収束すると、「０」で示される側の端子に接続する。

図１３は、振幅バランスを調整するためのフローチャートを示す。フローはステップ１３０２から始まり、ステップ１３０４に進む。ステップ１３０４では、各種のパラメータが初期値に設定される。図示の例では、同相信号成分及び直交信号成分に関する振幅バランス補正値Ｃｉ，Ｃｑは共に１に設定される。前回の誤差値ＰｒｅＥｒｒには非常に大きな値が設定される。補正方向ｄは、＋１に設定される。本実施例では、補正方向ｄは＋１又は−１の値をとり、その値に応じて、Ｃｉを増やしながらＣｑを減らす又はＣｉを減らしながらＣｑを増やすことができる。

ステップ１３０６では、意図的には位相回転せずに、フィードバック信号の同相信号成分の平均振幅Ａ０及び直交信号成分の平均振幅Ｂ０が測定され、両者の間の差分の絶対値
Ｅｒｒ０＝Ａｂｓ（Ａ０−Ｂ０）
が求められる。また、フィードバック信号を４５度だけ位相回転した場合の同相信号成分の平均振幅Ａ４５及び直交信号成分の平均振幅Ｂ４５が測定され、両者の間の差分の絶対値
Ｅｒｒ４５＝Ａｂｓ（Ａ４５−Ｂ４５）
が求められる。

ステップ１３０８では、差分の絶対値Ｅｒｒ０，Ｅｒｒ４５の大小関係が判別され、何れか大きいものが、以後の演算の評価対象である誤差Ｅｒｒとなる（ステップ１３１０，１３１２）。

ステップ１３１４では、その誤差Ｅｒｒが所定の閾値Ｅｒｒ＿ｔｈより大きいか否かが判別され、大きい場合（ＹＥＳの場合）は、ステップ１３１６に進む。

ステップ１３１６では、今回の誤差Ｅｒｒが前回の誤差ＰｒｅＥｒｒより大きいか否かが判別され、大きい場合（ＹＥＳの場合）は、ステップ１３１８に進んで補正方向ｄの値が変更され、そうでなければステップ１３２０に進む。

ステップ１３２０では、振幅バランス補正値Ｃｉ，Ｃｑが更新される。本実施例では、振幅バランス補正値Ｃｉ，Ｃｑは、相対的にμ×Ｅｒｒだけ変化するように更新される。パラメータμは、補正値の更新時のステップサイズを定める。但し、一方を固定して他方を変化させるのではなく、両者を逆方向に同じ大きさだけ変化させることによって、更新が行なわれる。このような更新操作を行なうことで、制御動作の安定化を図ることが可能になる。

ステップ１３２２では、更新された振幅バランス補正値Ｃｉ，Ｃｑを振幅バランス調査部１２２２に設定する。

ステップ１３２４では、前回の誤差Ｅｒｒを今回の誤差に更新する。以後ステップ１３０６に戻って同様の動作が行なわれる。

ステップ１３１４で、誤差が所定の閾値Ｅｒｒ＿ｔｈより小さかったならば、フローはステップ１３２６に進む。

ステップ１３２６では、振幅バランス補正値演算部１２２６の出力が補正回路１２０２に与えられるように、スイッチ１２２８，１２３０は「０」側の端子に接続される。これにより、目下の最適な振幅バランス補正値Ｃｉ，Ｃｑの値が、補正回路１２０２の乗算部１２３２，１２３４に与えられる。そして、フローはステップ１３２８に進み、終了する。このようにして、振幅バランスが調整される。

図１４は、別の実施例を説明するための概念図である。図１４は、同相信号成分及び直交信号成分の直交性と象限毎の平均振幅ベクトルとの関係を示す。本実施例では、ＱＰＳＫのような変調方式が想定されているが、他の変調方式を採用することも当然に可能である。本実施例では、４つの象限の各々について、平均振幅ベクトルｒ１，ｒ２，ｒ３，ｒ４が算出される。同相信号成分及び直交信号成分が適切に出力されている場合は、図１４（Ａ）に示されるように、微小な単位角内に存在する信号点の平均値をとった振幅ベクトルが信号点配置（コンステレーション）図上で円形の軌跡を描く。この場合に、４つの平均振幅ベクトルｒ１，ｒ２，ｒ３，ｒ４の大きさは総て等しく、且つｒ１とｒ２又はｒ１とｒ４は互いに直交しており、ｒ３とｒ２又はｒ３とｒ４も互いに直交している。

これに対して、同相信号成分及び直交信号成分の振幅がアンバランスな場合には、次のような態様が考えられる。例えば、図１４（Ｂ）に示されるように、平均振幅ベクトル同士の長さが異なり、且つ平均振幅ベクトル同士が直交していない場合がある。また、図１４（Ｃ）に示されるように、平均振幅ベクトルは互いに直交しているが、それらの大きさが一致していない場合もある。更に、図１４（Ｄ）に示されるように、平均振幅ベクトル各々は長さが等しいが、それらが直交していない場合もある。本実施例では、このような平均振幅ベクトルの関係を利用して、振幅のアンバランスを補償しようとするものである。

図１５は、本発明の一実施例による直交変調システムのブロック図を示す。直交変調システムは、補正回路１５０２と、ディジタルアナログ変換器１５０４，１５０６と、局部発振器１５１１に接続された直交変調器１５１２とを有する。直交変調システムは、そのフィードバック経路において、局部発振器１５１４に接続された乗算部１５１６と、アナログディジタル変換器１５１８と、直交復調器１５２０とを有する。直交変調システムは、振幅バランス調査部１５２２と、象限別平均部１５２４と、振幅バランス補正値演算部１５２６と、スイッチ１５２８，１５３０とを有し、これらの要素は、振幅差算出部１５４０を形成する。

ディジタルアナログ変換器１５０４，１５０６は、ディジタル形式の同相信号成分及び直交信号成分をアナログ形式の信号に変換する。直交変調器１５１２は、入力された同相信号成分及び直交信号成分を合成し、送信信号Ｓを出力する。乗算部１５１６は、送信信号Ｓと局部発振器１５１４からの信号とを乗算することで、ダウンコンバージョンを行なう。アナログディジタル変換器１５１８は、アナログ信号をディジタル信号に変換する。直交復調器１５２０は、アナログディジタル変換器１５１８の出力を直交復調し、フィードバック信号の同相信号成分Ｆｂ_ｉ及び直交信号成分Ｆｂ_ｑを出力する。

振幅バランス調査部１５２２は、暫定的に振幅の調整されたフィードバック信号を出力する。

象限別平均部１５２４は、信号点配置図の４つの象限の各々について、振幅ベクトルの平均化を行なう。更に、象限別平均部１５２４は、平均振幅ベクトルｒ１，ｒ２，ｒ３，ｒ４の内の所定の組合せに基づいて合成された第１及び第２ベクトルＲ１，Ｒ２を出力する。ここで、Ｒ１，Ｒ２はそれぞれ次式のように表現される。

Ｒ１＝（ｒ１−ｒ３）／２
Ｒ２＝（ｒ２−ｒ４）／２
Ｒ１は楕円の一方の主軸方向の平均ベクトルに相当し、Ｒ２は楕円の他方の主軸方向の平均ベクトルに相当する。振幅のバランスが良好であるならば、｜Ｒ１｜＝｜Ｒ２｜であり、且つＲ１とＲ２が直交する。

振幅バランス補正値演算部１５２６は、象限別平均部１５２４からの平均値に基づいて、振幅バランス補正値Ｃｉ，Ｃｑを求める。振幅バランス補正値Ｃｉ，Ｃｑは、最終的には、ディジタル送信信号Ｔｘ_ｉ，Ｔｘ_ｑにそれぞれ乗算される係数を定める。

スイッチ１５２８，１５３０は、振幅バランス補正値演算部１５２６からの出力を、振幅バランス補正値Ｃｉ，Ｃｑが収束するまでは、「１」で示される側の端子に接続し、それらが適切な値に収束すると、「０」で示される側の端子に接続する。

図１６は、振幅バランスを調整するためのフローチャートを示す。フローはステップ１６０２から始まり、ステップ１６０４に進む。ステップ１６０４では、各種のパラメータが初期値に設定される。図示の例では、同相信号成分及び直交信号成分に関する振幅バランス補正値Ｃｉ，Ｃｑは共に１に設定される。前回の振幅誤差値ＰｒｅＥｒｒＡｍｐ及び前回の角度誤差値ＰｒｅＥｒｒＰｈには非常に大きな値が設定される。補正方向ｄは、＋１に設定される。本実施例では、補正方向ｄは＋１又は−１の値をとり、その値に応じて、Ｃｉを増やしながらＣｑを減らし又はＣｉを減らしながらＣｑを増やすことができる。

ステップ１６０６では、象限別平均部１５２４により、平均振幅ベクトルｒ１，ｒ２，ｒ３，ｒ４が算出される。更に、次式に従って、合成された第１及び第２ベクトルＲ１，Ｒ２が算出される。

Ｒ１＝（ｒ１−ｒ３）／２
Ｒ２＝（ｒ２−ｒ４）／２。

ステップ１６０８では、振幅バランス補正値演算部１５２６にて、振幅誤差の絶対値ＥｒｒＡｍｐ＝Ａｂｓ（Ｒ１−Ｒ２）が算出される。

ステップ１６１４では、その振幅誤差ＥｒｒＡｍｐが所定の閾値ＥｒｒＡｍｐ＿ｔｈより大きいか否かが判別され、大きい場合（ＹＥＳの場合）は、ステップ１６１６に進む。

ステップ１６１６では、今回の振幅誤差ＥｒｒＡｍｐが前回の誤差ＰｒｅＥｒｒＡｍｐより大きいか否かが判別され、大きい場合（ＹＥＳの場合）は、ステップ１６１８に進んで補正方向ｄの値が変更され、そうでなければステップ１６２０に進む。

ステップ１６２０では、振幅バランス補正値Ｃｉ，Ｃｑが更新される。本実施例では、振幅バランス補正値Ｃｉ，Ｃｑは、相対的にμ×ＥｒｒＡｍｐだけ変化するように更新される。

ステップ１６２２では、更新された振幅バランス補正値Ｃｉ，Ｃｑを振幅バランス調査部１５２２に設定する。

ステップ１６２４では、前回の振幅誤差を今回の振幅誤差に更新する。以後ステップ１６０６に戻って同様の動作が行なわれる。

ステップ１６１４にて、振幅誤差ＥｒｒＡｍｐが所定の閾値ＥｒｒＡｍｐ＿ｔｈより大きくなかったならば、フローはステップ１６３２に進む。

ステップ１６３２では、振幅バランス補正値演算部１５２６にて、角度誤差の絶対値ＥｒｒＰｈ＝Ａｂｓ（Ｒ１_ｉ−Ｒ１_ｑ）が算出される。このステップに至る場合としては、例えば、図１４（Ｄ）に示されるような状態が挙げられる。このステップでは、楕円の一方の主軸に沿うベクトルの同相成分Ｒ１_ｉ及び直交成分Ｒ１_ｑの差分の絶対値が求められる。

ステップ１６３４では、その角度誤差ＥｒｒＰｈが所定の閾値ＥｒｒＰｈ＿ｔｈより大きいか否かが判別され、大きい場合（ＹＥＳの場合）は、ステップ１６３６に進む。

ステップ１６３６では、今回の角度誤差ＥｒｒＰｈが前回の誤差ＰｒｅＥｒｒＰｈより大きいか否かが判別され、大きい場合（ＹＥＳの場合）は、ステップ１３１８に進んで補正方向ｄの値が変更され、そうでなければステップ１６４０に進む。

ステップ１６４０では、振幅バランス補正値Ｃｉ，Ｃｑが更新される。本実施例では、振幅バランス補正値Ｃｉ，Ｃｑは、相対的にμ×ＥｒｒＰｈだけ変化するように更新される。

ステップ１６４２では、更新された振幅バランス補正値Ｃｉ，Ｃｑが振幅バランス調査部１５２２に設定される。

ステップ１６４４では、前回の角度誤差が今回の角度誤差に更新される。以後ステップ１６０６に戻って同様の動作が行なわれる。

ステップ１６３４で、角度誤差ＥｒｒＰｈが所定の閾値ＥｒｒＰｈ＿ｔｈより小さかったならば、フローはステップ１６４６に進む。

ステップ１６４６では、振幅バランス補正値演算部１５２６の出力が補正回路１５０２に与えられるように、スイッチ１５２８，１５３０は「０」側の端子に接続される。そして、フローはステップ１６４８に進み、振幅バランスを調整するフローが終了する。

本実施例では、｜Ｒ１｜と｜Ｒ２｜を実質的に等しくした後（等長化の後）に、Ｒ１とＲ２の直交化を図るようにしているが、このことは本発明に必須ではなく、振幅ベクトルの等長化と直交化の順序を逆にしてもよい。

図１７は、本発明の一実施例による直交変調システムのブロック図を示す。直交変調システムは、補正回路１７０２と、ディジタルアナログ変換器１７０４，１７０６と、局部発振器１７１１に接続された直交変調器１７１２とを有する。直交変調システムは、そのフィードバック経路において、局部発振器１７１４に接続された乗算部１７１６と、アナログディジタル変換器１７１８と、直交復調器１７２０とを有する。直交変調システムは、振幅バランス調査部１７２２と、振幅バランス補正値演算部１７２６と、スイッチ１７２８，１７３０とを有し、これらの要素は、振幅差算出部１７４０を形成する。更に、直交変調システムは、位相検出回路１７３２を有する。

ディジタルアナログ変換器１７０４，１７０６は、ディジタル形式の同相信号成分及び直交信号成分をアナログ形式の信号に変換する。直交変調器１７１２は、入力された同相信号成分及び直交信号成分を合成し、送信信号Ｓを出力する。乗算部１７１６は、送信信号Ｓと局部発振器１７１４からの信号とを乗算することで、ダウンコンバージョンを行なう。アナログディジタル変換器１７１８は、アナログ信号をディジタル信号に変換する。直交復調器１７２０は、アナログディジタル変換器１７１８の出力を直交復調し、フィードバック信号の同相信号成分Ｆｂ_ｉ及び直交信号成分Ｆｂ_ｑを出力する。

振幅バランス調査部１７２２は、暫定的に振幅の調整されたフィードバック信号Ｆｂ_ｉ，Ｆｂ_ｑを出力する。

振幅バランス補正値演算部１７２６は、振幅バランス調査部１７２２からの出力に基づいて、振幅バランス補正値Ｃｉ，Ｃｑを求める。

スイッチ１７２８，１７３０は、振幅バランス補正値演算部１７２６からの出力を、振幅バランス補正値Ｃｉ，Ｃｑが収束するまでは、「１」で示される側の端子に接続し、それらが適切な値に収束すると、「０」で示される側の端子に接続する。

位相検出回路１７３２は、ディジタル送信信号Ｔｘ_ｉ，Ｔｘ_ｑ及びフィードバック信号Ｆｂ_ｉ，Ｆｂ_ｑを比較することで、ディジタル送信信号及びフィードバック信号の間の位相回転角φを求める。位相回転角φに関する情報は、直交復調器１７２０に与えられ、両信号間の位相回転が補償される。

図１８は、振幅バランスを調整するためのフローチャートを示す。フローはステップ１８０２から始まり、ステップ１８０４に進む。ステップ１８０４では、各種のパラメータが初期値に設定される。図示の例では、同相信号成分及び直交信号成分に関する振幅バランス補正値Ｃｉ，Ｃｑは共に１に設定される。

ステップ１８０６では、直交変調前の同相信号成分Ｔｘ_ｉ及び直交信号成分Ｔｘ_ｑの平均振幅が、Ａ_ｒｅｆ，Ｂ_ｒｅｆとしてそれぞれ測定される。

ステップ１８０８では、フィードバック信号の同相信号成分Ｆｂ_ｉ及び直交信号成分Ｆｂ_ｑの平均振幅が、Ａ_ｆｂ，Ｂ_ｆｂとしてそれぞれ測定される。

ステップ１８１０では、同相信号成分に関する平均振幅誤差ＥｒｒＡ＝Ａ_ｒｅｆ−Ａ_ｆｂが算出される。また、直交信号成分に関する平均振幅誤差ＥｒｒＢ＝Ｂ_ｒｅｆ−Ｂ_ｆｂも算出される。

ステップ１８１２では、平均振幅誤差が、直交変調前の振幅値に基づいてそれぞれ規格化される。

ステップ１８１４では、同相信号成分に関して、規格化された振幅誤差ＥｒｒＡ＿ｎｏｒｍの絶対値が所定の閾値Ｅｒｒ＿ｔｈより大きいか否かが判別される。また、直交信号成分に関して、規格化された振幅誤差ＥｒｒＢ＿ｎｏｒｍの絶対値が所定の閾値Ｅｒｒ＿ｔｈより大きいか否かも判別される。これらの内、少なくとも一方の振幅誤差が閾値より大きい場合（ＹＥＳの場合）は、ステップ１８１６に進む。

ステップ１８１６では、振幅バランス補正値Ｃｉ，Ｃｑが更新される。本実施例では、同相信号成分に関する振幅バランス補正値Ｃｉは、μ×ＥｒｒＡ＿ｎｏｒｍだけ変化するように更新される。直交信号成分に関する振幅バランス補正値Ｃｑは、μ×ＥｒｒＢ＿ｎｏｒｍだけ変化するように更新される。但し、他の方法で振幅バランス補正値を更新することも可能である。

ステップ１８１８では、更新された振幅バランス補正値Ｃｉ，Ｃｑを振幅バランス調査部１７２２に設定する。以後ステップ１８０６に戻って同様の動作が行なわれる。

ステップ１８１４で、正規化された振幅誤差が所定の閾値Ｅｒｒ＿ｔｈより小さかったならば、フローはステップ１８２０に進む。

ステップ１８２０では、振幅バランス補正値演算部１７２６の出力が補正回路１７０２に与えられるように、スイッチ１７２８，１７３０は「０」側の端子に接続される。そして、フローはステップ１８２２に進み、終了する。このようにして、振幅バランスが調整される。

図１９は、本発明の一実施例による直交変調システムのブロック図を示す。直交変調システムは、補正回路１９０２と、ディジタルアナログ変換器１９０４，１９０６と、局部発振器１９１１に接続された直交変調器１９１２とを有する。直交変調システムは、局部発振器１９１４に接続された乗算部１９１６と、アナログディジタル変換器１９１８と、直交復調器１９２０とを有する。直交変調システムは、振幅バランス調査部１９２２と、振幅バランス補正値演算部１９２６と、スイッチ１９２８，１９３０と、乗算部１９３２，１９３４と、平均化部（Ａｖｅ）１９３６，１９３８とを有し、これらの要素は、振幅差算出部１９４０を形成する。

ディジタルアナログ変換器１９０４，１９０６は、ディジタル形式の同相信号成分及び直交信号成分をアナログ形式の信号に変換する。直交変調器１９１２は、入力された同相信号成分及び直交信号成分を合成し、送信信号Ｓを出力する。乗算部１９１６は、送信信号Ｓと局部発振器１９１４からの信号とを乗算することで、ダウンコンバージョンを行なう。アナログディジタル変換器１９１８は、アナログ信号をディジタル信号に変換する。直交復調器１９２０は、アナログディジタル変換器１９１８の出力を直交復調し、フィードバック信号の同相信号成分Ｆｂ_ｉ及び直交信号成分Ｆｂ_ｑを出力する。

振幅バランス調査部１９２２は、暫定的に振幅の調整されたフィードバック信号を出力する。

振幅バランス補正値演算部１９２６は、振幅バランス調査部１９２２からの出力に基づいて、振幅バランス補正値Ｃｉ，Ｃｑを求める。

スイッチ１９２８，１９３０は、振幅バランス補正値演算部１９２６からの出力を、振幅バランス補正値Ｃｉ，Ｃｑが収束するまでは、「１」で示される側の端子に接続し、それらが適切な値に収束すると、「０」で示される側の端子に接続する。

乗算部１９３２は、直交変調前の同相信号成分Ｔｘ_ｉを参照信号Ｒｅｆ_ｉとして入力し、それとフィードバック信号の直交信号成分Ｆｂ_ｑとの積を算出する。その積は、平均化部１９３６で平均化され、第１の平均値Ａｖｅ１として出力される。

乗算部１９３４は、直交変調前の直交信号成分Ｔｘ_ｑを参照信号Ｒｅｆ_ｑとして入力し、それとフィードバック信号の同相信号成分Ｆｂ_ｉとの積を算出する。その積は、平均化部１９３８で平均化され、第２の平均値Ａｖｅ２として出力される。

次に、本実施例の動作原理を説明する。フィードバック信号から導出されるベースバンド帯域での復調信号Ｆｂは、フィードバック信号に導入された位相回転をφとすると、次式のように表現される。

Ｆｂ_ｉ＝Ａ・Ｒｅｆ_ｉ・ｃｏｓφ＋Ｂ・Ｒｅｆ_ｑ・ｓｉｎφ
Ｆｂ_ｑ＝Ａ・Ｒｅｆ_ｉ・ｓｉｎφ−Ｂ・Ｒｅｆ_ｑ・ｃｏｓφ
ここで、Ａ，Ｂは同相信号成分及び直交信号成分に関する振幅の測定値を表現する。同相及び直交信号成分が互いに無相関であるとする近似が成立するとすれば、フィードバック信号の直交信号成分Ｆｂ_ｑと直交変調前の同相信号成分Ｒｅｆ_ｉとの積による第１の平均値Ａｖｅ１＝Ｅ｛Ｆｂ_ｑ・Ｒｅｆ_ｉ｝は、次式のように表現される。

Ａｖｅ１＝Ｅ｛Ｆｂ_ｑ・Ｒｅｆ_ｉ｝
＝Ａ・Ｅ｛Ｒｅｆ_ｉ ^２｝・ｓｉｎφ−Ｂ・Ｅ｛Ｒｅｆ_ｉ・Ｒｅｆ_ｑ｝・ｃｏｓφ
≒Ａ・Ｐ_{ｒｅｆ＿ｉ}・ｓｉｎφ
となる。同様に、フィードバック信号の同相信号成分Ｆｂ_ｉと直交変調前の直交信号成分Ｒｅｆ_ｑとの積による第２の平均値Ａｖｅ２＝Ｅ｛Ｆｂ_ｉ・Ｒｅｆ_ｑ｝は、次式のように表現される。

Ａｖｅ２＝Ｅ｛Ｆｂ_ｉ・Ｒｅｆ_ｑ｝
＝Ａ・Ｅ｛Ｒｅｆ_ｉ・Ｒｅｆ_ｑ｝・ｃｏｓφ＋Ｂ・Ｅ｛Ｒｅｆ_ｑ ^２｝・ｓｉｎφ
≒Ｂ・Ｐ_{ｒｅｆ＿ｑ}・ｓｉｎφ
となる。但し、Ｐ_{ｒｅｆ＿ｉ}，Ｐ_{ｒｅｆ＿ｑ}は、直交変調前の同相及び直交信号成分の平均電力をそれぞれ示す。そこで、（Ａｖｅ１・Ｐ_{ｒｅｆ＿ｑ}）／（Ａｖｅ２・Ｐ_{ｒｅｆ＿ｉ}）の比率を考察すると、この比率は、

のように表現される。すなわち、この比率は振幅バランスの尺度を示し、これが１に近づくほど振幅バランスが良好であり、逆に１から逸脱するほど振幅がアンバランスである。本実施例では、このような比率を算出し、この比率が１に近づくように（又は、この比率から１を減じたものがゼロに近づくように）、同相信号成分及び直交信号成分の振幅が調整される。

図２０は、振幅バランスを調整するためのフローチャートを示す。フローはステップ２００２から始まり、ステップ２００４に進む。ステップ２００４では、各種のパラメータが初期値に設定される。図示の例では、同相信号成分及び直交信号成分に関する振幅バランス補正値Ｃｉ，Ｃｑは共に１に設定される。前回の誤差値ＰｒｅＥｒｒには非常に大きな値が設定される。±１の値をとり得る補正方向ｄは、＋１に設定される。

ステップ２００６では、上記の第１の平均値Ａｖｅ１及び第２の平均値Ａｖｅ２が算出される。

ステップ２００８では、直交変調前の同相及び直交信号成分の平均電力Ｐ_{ｒｅｆ＿ｉ}，Ｐ_{ｒｅｆ＿ｑ}が求められる。

ステップ２０１０では、次式に従って、誤差Ｅｒｒが算出される：
Ｅｒｒ＝Ａｂｓ（（Ａｖｅ１・Ｐ_{ｒｅｆ＿ｑ}）／（Ａｖｅ２・Ｐ_{ｒｅｆ＿ｉ}）−１）。

２０１４では、誤差Ｅｒｒが所定の閾値Ｅｒｒ＿ｔｈより大きいか否かが判別され、大きい場合（ＹＥＳの場合）は、ステップ２０１６に進む。

ステップ２０１６では、今回の誤差Ｅｒｒが前回の誤差ＰｒｅＥｒｒより大きいか否かが判別され、大きい場合（ＹＥＳの場合）は、ステップ２０１８に進んで補正方向ｄの値が変更され、そうでなければステップ２０２０に進む。

ステップ２０２０では、振幅バランス補正値Ｃｉ，Ｃｑが更新される。本実施例では、振幅バランス補正値Ｃｉ，Ｃｑは、相対的にμ×Ｅｒｒだけ変化するように更新される。

ステップ２０２２では、更新された振幅バランス補正値Ｃｉ，Ｃｑを振幅バランス調査部１９２２に設定する。

ステップ２０２４では、前回の誤差を今回の誤差に更新する。以後ステップ２００６に戻って同様の動作が行なわれる。

ステップ２０１４で、誤差が所定の閾値Ｅｒｒ＿ｔｈより小さかったならば、フローはステップ２０２６に進む。

ステップ２０２６では、振幅バランス補正値演算部１９２６の出力が補正回路１９０２に与えられるように、スイッチ１９２８，１９３０は「０」側の端子に接続される。そして、フローはステップ２０２８に進み、終了する。このようにして、振幅バランスが調整される。

尚、振幅バランス補正値Ｃｉ，Ｃｑを同相信号成分及び直交信号成分に導入する場所は、図１２等のようにディジタル領域でもよいし、図２１のようにアナログ領域でもよい。

以下、実軸及び虚軸の直交関係のずれ（角度偏差又は直交偏差）を調整することで、イメージ成分を抑制しようとする実施例が説明される。先ず、直交偏差について概説する。

図２２（Ａ）は、同相信号成分及び直交信号成分が良好に出力されている場合の、微小な単位角内に存在する信号点の平均値を０〜３６０度の範囲で求めた際に描かれる軌跡を示す。この場合には、実軸及び虚軸は９０度（π／２ラジアン）の角度をなしている。図２２（Ｂ）に示される場合は、実軸及び虚軸が９０度よりもθだけ異なる角度で交わる様子を示す。この場合に、同相信号成分Ｉ及び直交信号成分Ｑは、次式で表現されるように歪む。

Ｉ’＝Ｉ−Ｑｓｉｎθ
Ｑ’＝Ｑｃｏｓθ
このため、信号点配置図上での信号点の軌跡は、楕円を描き、送信信号に歪が導入されてしまう。尚、上記の図２，図５，図１１，図１４，図１７で考察した位相回転角φは、実軸及び虚軸が９０度に保たれたまま、フィードバック信号の位相が原点の回りに回転することを想定していることに留意を要する。

図２３は、本発明の一実施例による直交変調システムのブロック図を示す。直交変調システムは、直交偏差補正回路２３０２と、ディジタルアナログ変換器２３０４，２３０６と、局部発振器２３１１に接続された直交変調器２３１２とを有する。直交変調システムは、局部発振器２３１４に接続された乗算部２３１６と、アナログディジタル変換器２３１８と、直交復調器２３２０とを有する。直交変調システムは、直交偏差調査部２３２２と、絶対値累積部２３２４，２３２６と、相違量判定部２３２８とを有し、これらの要素は、角度偏差算出部２３３６を形成する。

ディジタルアナログ変換器２３０４，２３０６は、ディジタル形式の同相信号成分及び直交信号成分をアナログ形式の信号に変換する。直交変調器２３１２は、入力された同相信号成分及び直交信号成分を合成し、送信信号Ｓを出力する。乗算部２３１６は、送信信号Ｓと局部発振器２３１４からの信号とを乗算することで、ダウンコンバージョンを行なう。アナログディジタル変換器２３１８は、アナログ信号をディジタル信号に変換する。直交復調器２３２０は、アナログディジタル変換器２３１８の出力を直交復調し、フィードバック信号の同相信号成分Ｆｂ_ｉ及び直交信号成分Ｆｂ_ｑを出力する。

直交偏差調査部２３２２は、暫定的に角度偏差の調整されたフィードバック信号を出力する。

絶対値累積部２３２４は、フィードバック信号の同相信号成分Ｆｂ_ｉの絶対値をとって累計し、第１の累計値として出力する。また、絶対値累積部２３２６は、フィードバック信号の直交信号成分Ｆｂ_ｑの絶対値をとって累計し、第２の累計値として出力する。

相違量判定部２３２８は、絶対値累積部２３２４，２３２６からの第１及び第２の累計値に基づいて、直交偏差θ_ｆｂを求める。直交偏差θ_ｆｂは、最終的には、直交偏差補正回路２３０２に与えられる直交偏差θになる。

図２４は、直交偏差補正回路２３０２の一例を示すブロック図である。直交偏差補正回路は、加算器２４０２と、乗算部２４０４，２４０６と、係数乗算部２４０８，２４１０とを有する。加算器２４０２は、同相信号成分Ｔｘ_ｉと乗算部２４０４の出力との和を出力する。乗算部２４０４は、直交信号成分Ｔｘ_ｑと係数乗算部２４０８の出力との積を出力する。乗算部２４０６は、直交信号成分Ｔｘ_ｑと係数乗算部２４１０の出力との積を出力する。係数乗算部２４０８は、相違量判別部２３２８からの出力である角度偏差θに基づいて、ｔａｎθを出力する。係数乗算部２４１０は、相違量判別部２３２８からの出力である角度偏差θに基づいて、１／ｃｏｓθを出力する。

加算器２４０２の出力は、Ｔｘ_ｉ＋Ｔｘ_ｑ×ｔａｎθとなり、これがディジタルアナログ変換器２３０４に入力される。乗算部２４０６の出力はＴｘ_ｑ／ｃｏｓθとなり、これがディジタルアナログ変換器に入力される。これらの信号は、図２２で説明したような歪を受ける。歪を受けた後の同相信号成分は、
（Ｔｘ_ｉ＋Ｔｘ_ｑ×ｔａｎθ）−（Ｔｘ_ｑ／ｃｏｓθ）×ｓｉｎθ＝Ｔｘ_ｉ
となり、直交偏差による歪が除去される。同様に、歪を受けた後の直交信号成分は、
（Ｔｘ_ｑ／ｃｏｓθ）×ｃｏｓθ＝Ｔｘ_ｑ
となり、直交偏差による歪が除去される。

尚、図２２の説明では、実軸を揃えて虚軸の傾き（ズレ）を直交偏差θとしていたが、本発明はそのような態様に限定されず、実軸の傾きを考察することも同様に可能である。

図２５は、実軸及び虚軸間の角度偏差を調整するためのフローチャートを示す。フローはステップ２５０２から始まり、ステップ２５０４に進む。ステップ２５０４では、各種のパラメータが初期値に設定される。直交偏差調査部２３２２における補正角θ_ｆｂも直交偏差補正回路２３０２における補正角θもゼロに設定される。収束性を判定するためのパラメータＮはゼロに設定される。また、補正角を更新する際の変化量Δθも適切な値に設定される。

ステップ２５０６では、フィードバック信号の実部Ｆｂ_ｉの絶対値の累計値が、第１の累積値として求められる。

ステップ２５０８では、フィードバック信号の虚部Ｆｂ_ｑの絶対値の累計値が、第２の累積値として求められる。

ステップ２５１０では、第１の累計値と第２の累計値の差分の絶対値が誤差ＤｉｆｆＡｃｍ１として求められる。

ステップ２５１２では、今回の誤差であるＤｉｆｆＡｃｍ１が、前回の誤差であるＤｉｆｆＡｃｍ２より小さいか否かが判別され、小さい場合にはステップ２５１８に進み、小さくない場合はステップ２５１４に進む。

ステップ２５１４では、直交偏差調査部２３２２における補正角θ_ｆｂを変化させる方向を反転させる。

ステップ２５１６では、パラメータＮの値を１つインクリメントする。

ステップ２５１８では、補正角θ_ｆｂを更新する。

ステップ２５２０では、前回の誤差ＤｉｆｆＡｃｍ２を今回の誤差ＤｉｆｆＡｃｍ１で置換することによって、前回の誤差を更新する。

ステップ２５２２では、パラメータＮが所定値より大きいか否かが判別され、大きくない場合は、フローはステップ２５０６，２５０８に戻って、同様な処理を反復する。パラメータＮが所定値より大きい場合は、フローはステップ２５２４に進む。

ステップ２５２４では、直交偏差補正回路２３０２における補正角θが、直交偏差調査部２３２２における補正角θ_ｆｂに設定される。この補正角を用いて、直交偏差補正回路２３０２にて、直交偏差が補償される。そして、フローはステップ２５２６に進み、終了する。

図２６は、誤差ＤｉｆｆＡｃｍ１の絶対値と補正値の更新回数Ｎとの関係を模式的に示す図である。誤差の絶対値がある値に収束してくると、誤差の前回の値と今回の値との大小関係が頻繁に変わるようになる。パラメータＮの値を監視することで、誤差の絶対値が適切な値に収束していることを推定することが可能になる。

図２７は、本発明の一実施例による直交変調システムのブロック図を示す。直交変調システムは、直交偏差補正回路２７０２と、ディジタルアナログ変換器２７０４，２７０６と、局部発振器２７１１に接続された直交変調器２７１２とを有する。直交変調システムは、局部発振器２７１４に接続された乗算部２７１６と、アナログディジタル変換器２７１８と、直交復調器２７２０とを有する。直交変調システムは、直交偏差調査部２７２２と、乗算部２７２４と、累積部２７２６と、符号判定部２７２８とを有し、これらの要素は、角度偏差算出部２７３６を形成する。

ディジタルアナログ変換器２７０４，２７０６は、ディジタル形式の同相信号成分及び直交信号成分をアナログ形式の信号に変換する。直交変調器２７１２は、入力された同相信号成分及び直交信号成分を合成し、送信信号Ｓを出力する。乗算部２７１６は、送信信号Ｓと局部発振器２７１４からの信号とを乗算することで、ダウンコンバージョンを行なう。アナログディジタル変換器２７１８は、アナログ信号をディジタル信号に変換する。直交復調器２７２０は、アナログディジタル変換器２７１８の出力を直交復調し、フィードバック信号の同相信号成分Ｆｂ_ｉ及び直交信号成分Ｆｂ_ｑを出力する。

直交偏差調査部２７２２は、暫定的に角度偏差の調整されたフィードバック信号を出力する。

乗算部２７２４は、フィードバック信号の同相信号成分Ｆｂ_ｉ及び直交信号成分Ｆｂ_ｑの積を算出する。

累積部２７２６は、乗算部２７２４からの出力（積）を累計する。

符号判定部２７２８は、同相信号成分Ｆｂ_ｉ及び直交信号成分Ｆｂ_ｑの積の累計値に基づいて、直交偏差θ_ｆｂを求める。直交偏差θ_ｆｂは、最終的には、直交偏差補正回路２７０２に与えられる直交偏差θになる。

以下、本実施例における動作原理が説明される。フィードバック信号から導出されるベースバンド帯域での復調信号Ｆｂは、次式のように表現される。

Ｆｂ_ｉ＝Ｔｘ_ｉ・ｃｏｓφ＋Ｔｘ_ｑ・ｓｉｎ（θ−φ）
Ｆｂ_ｑ＝Ｔｘ_ｉ・ｓｉｎφ−Ｔｘ_ｑ・ｃｏｓ（θ−φ）
ここで、θは実軸及び虚軸間の直交偏差を表し、φはフィードバック信号に導入された位相回転角を示す。フィードバック信号の同相信号成分Ｆｂ_ｉ及び直交信号成分Ｆｂ_ｑの積は、次式のように表現される。

Ｆｂ_ｉ×Ｆｂ_ｑ＝Ｔｘ_ｉ・Ｔｘ_ｑ・ｃｏｓ（２φ−θ）
＋（１／２）Ｔｘ_ｉ ^２・ｓｉｎ２φ
＋（１／２）Ｔｘ_ｑ ^２・ｓｉｎ（２θ−２φ）。

同相信号成分Ｔｘ_ｉ及び直交信号成分Ｔｘ_ｑが無相関であるとすると、右辺第１項のＴｘ_ｉ・Ｔｘ_ｑ・ｃｏｓ（２φ−θ）は、累積部２７２６の累計により、ゼロになる。第２項の（１／２）Ｔｘ_ｉ ^２・ｓｉｎ２φは、直交偏差θに依存しない量である。従って、第３項の（１／２）Ｔｘ_ｑ ^２・ｓｉｎ（２θ−２φ）のみが、直交偏差θに依存して変化することになる。更に、同相信号成分Ｔｘ_ｉ及び直交信号成分Ｔｘ_ｑが無相関であれば、フィードバック信号の同相及び直交信号成分の積の累計値又は平均値Ｅ［Ｆｂ_ｉ×Ｆｂ_ｑ］もゼロになる。このため、フィードバック信号Ｆｂの同相信号成分及び直交信号成分の積の累計値ＩｑＡｃｍは、図２８（Ａ）に示されるようなグラフを描く。従って、補正角θを変化させながら積の累計値ＩｑＡｃｍを監視し、それがゼロになる補正角を検出することで、最適な補正角を検出することが可能になる。

図２９は、実軸及び虚軸間の角度偏差を調整するためのフローチャートを示す。フローはステップ２９０２から始まり、ステップ２９０４に進む。ステップ２９０４では、各種のパラメータが初期値に設定される。

ステップ２９０６では、現在の累計値ＩｑＡｃｍ１が０にリセットされる。

ステップ２９０８では、フィードバック信号の実部Ｆｂ_ｉ及び虚部Ｆｂ_ｑの累計値ＩｑＡｃｍ１が求められる。

ステップ２９１０では、累計値が絶対値に変換される。このステップは必須ではないが、このステップを設けると、次のような点で有利である。図２８（Ａ）では累計値の大きさがゼロになる、という１つの基準で直交偏差を求める必要がある。これに対して、図２８（Ｂ）に示されるように累計値の絶対値を用意すると、累計値がゼロになるという基準に加えて、累計値の変化率が変わるという別の基準を用いて直交偏差を求めることが可能になる。検出されるべき直交偏差θの前後で変化率が変わる（勾配の符号が変わる）からである。このため、後者の方法によれば、適切な直交偏差の検出精度を向上させることが可能になる。

ステップ２９１２では、今回の誤差であるＩｑＡｃｍ１が、前回の誤差であるＩｑＡｃｍ２より小さいか否かが判別され、小さい場合にはステップ２９１８に進み、小さくない場合はステップ２９１４に進む。

ステップ２９１４では、直交偏差調査部２７２２における補正角θ_ｆｂを変化させる方向を反転させる。

ステップ２９１６では、パラメータＮの値を１つインクリメントする。

ステップ２９１８では、補正角θ_ｆｂを更新する。

ステップ２９２０では、前回の累計値ＩｑＡｃｍ２を今回の累計値ＩｑＡｃｍ１で置換することによって、前回の累計値を更新する。

ステップ２９２２では、パラメータＮが所定値より大きいか否かが判別され、大きくない場合は、フローはステップ２９０６に戻って、同様な処理を反復する。パラメータＮが所定値より大きい場合は、フローはステップ２９２４に進む。

ステップ２９２４では、直交偏差補正回路２９０２における補正角θが、直交偏差調査部２９２２における補正角θ_ｆｂに設定される。この補正角を用いて、直交偏差補正回路２７０２にて、直交偏差が補償される。そして、フローはステップ２９２６に進み、終了する。

図３０は、本発明の一実施例による直交変調システムのブロック図を示す。直交変調システムは、直交偏差補正回路３００２と、ディジタルアナログ変換器３００４，３００６と、局部発振器３０１１に接続された直交変調器３０１２とを有する。直交変調システムは、局部発振器３０１４に接続された乗算部３０１６と、アナログディジタル変換器３０１８と、直交復調器３０２０とを有する。直交変調システムは、直交偏差調査部３０２２と、高速フーリエ変換（ＦＦＴ）処理部３０２４と、電力解析部３０２６と、直交偏差補正値算出部３０２８と、スイッチ３０３０とを有し、これらの要素は、角度偏差算出部３０３６を形成する。

ディジタルアナログ変換器３００４，３００６は、ディジタル形式の同相信号成分及び直交信号成分をアナログ形式の信号に変換する。直交変調器３０１２は、入力された同相信号成分及び直交信号成分を合成し、送信信号Ｓを出力する。乗算部３０１６は、送信信号Ｓと局部発振器３０１４からの信号とを乗算することで、ダウンコンバージョンを行なう。アナログディジタル変換器３０１８は、アナログ信号をディジタル信号に変換する。直交復調器３０２０は、アナログディジタル変換器３０１８の出力を直交復調し、フィードバック信号の同相信号成分Ｆｂ_ｉ及び直交信号成分Ｆｂ_ｑを出力する。

直交偏差調査部３０２２は、暫定的に角度偏差の調整されたフィードバック信号を出力する。

ＦＦＴ処理部３０２４は、フィードバック信号に含まれる周波数成分を表す信号を出力する。

電力解析部３０２６は、周波数成分を表す信号を分析することで、不要波（イメージ周波数）を監視し、その結果を出力する。

直交偏差補正値算出部３０２８は、電力分析部３０２６からの監視結果に基づいて、直交偏差を補正するための補正値θを求めてそれを出力する。

スイッチ３０３０は、補正値θが収束するまでは「１」で示される側の端子を選択し、その補正値をフィードバック信号θ_ｆｂとして直交偏差調査部３０２２に与える。補正値が適切な値に収束すると、スイッチ３０３０は「０」で示される端子を選択し、補正値を直交偏差補正回路３００２に与える。

本実施例では、直交偏差θ_ｆｂを徐々に変化させながら、不要波を監視し、不要波を最小にするような直交偏差θ_ｆｂが、最終的に直交偏差補正回路３００２に与えられる。

なお、本実施例では、不要波を最小にする直交偏差を求めたが、本手法を用いてＩＱタイミングや振幅バランスを補正してもよい。ＩＱタイミングを補正する場合は、図３６に示されるように、フィードバック信号の同相信号成分Ｆｂ_ｉ及び直交信号成分Ｆｂ_ｑに基づいて、同相及び直交信号成分間の時間差に関する信号がタイミング調査部で求められる。この時間差に関する信号はＦＦＴ処理部で周波数領域の信号に変換され、その周波数成分が電力解析部にて監視される。監視結果はタイミング補正値算出部に与えられ、時間差を補償するための補正値Ｃｉ，Ｃｑが算出され、これらの値は収束するまではタイミング調査部に与えられ、収束するとタイミング補正回路に与えられ、時間差が補正される。同様に、振幅バランスを補正する場合は、図３７に示されるように、フィードバック信号の同相信号成分Ｆｂ_ｉ及び直交信号成分Ｆｂ_ｑに基づいて、同相及び直交信号成分間の振幅バランスに関する信号が振幅バランス調査部で求められる。この信号はＦＦＴ処理部で周波数領域の信号に変換され、その周波数成分が電力解析部にて監視される。監視結果は振幅バランス補正値算出部に与えられ、振幅バランスを補償するための補正値Ｃｉ，Ｃｑが算出され、これらの値は収束するまでは振幅バランス調査部に与えられ、収束すると振幅バランス補正回路に与えられ、振幅バランスが補正される。

図３１は、本発明の一実施例による直交変調システムのブロック図を示す。直交変調システムは、直交偏差補正回路３１０２と、ディジタルアナログ変換器３１０４，３１０６と、局部発振器３１１１に接続された直交変調器３１１２とを有する。直交変調システムは、局部発振器３１１４に接続された乗算部３１１６と、アナログディジタル変換器３１１８と、直交復調器３１２０とを有する。直交変調システムは、直交偏差調査部３１２２と、減算部３１２４，３１２６と、絶対値累積部３１２８，３１３０と、補正値演算部３１３２とを有し、これらの要素は、角度偏差算出部３１３６を形成する。また、直交変調システムは、位相検出回路３１３４をも有する。

ディジタルアナログ変換器３１０４，３１０６は、ディジタル形式の同相信号成分及び直交信号成分をアナログ形式の信号に変換する。直交変調器３１１２は、入力された同相信号成分及び直交信号成分を合成し、送信信号Ｓを出力する。乗算部３１１６は、送信信号Ｓと局部発振器３１１４からの信号とを乗算することで、ダウンコンバージョンを行なう。アナログディジタル変換器３１１８は、アナログ信号をディジタル信号に変換する。直交復調器３１２０は、アナログディジタル変換器３１１８の出力を直交復調し、フィードバック信号の同相信号成分Ｆｂ_ｉ及び直交信号成分Ｆｂ_ｑを出力する。

直交偏差調査部３１２２は、暫定的に角度偏差の調整されたフィードバック信号を出力する。

減算器３１２４は、直交変調前の同相信号成分Ｔｘ_ｉとフィードバック信号の同相信号成分Ｆｂ_ｉとの差分を出力する。この差分は絶対値累計部３１２８で累計され、第１の累計値として出力される。

減算器３１２６は、直交変調前の直交信号成分Ｔｘ_ｑとフィードバック信号の同相信号成分Ｆｂ_ｑとの差分を出力する。この差分は絶対値累計部３１３０で累計され、第２の累計値として出力される。

補正値演算部３１３２は、第１及び第２の累計値が最小になるような直交偏差θ_ｆｂを求める。

位相検出回路３１３４は、直交変調前のディジタル信号とフィードバック信号とを比較することで、フィードバック信号の位相回転角φが求められ、直交復調器３１２０にてその位相回転角φが補償される。

本実施例では、直交偏差θ_ｆｂを徐々に変化させながら、第１及び第２の累計値を監視し、それらを最小にするような直交偏差θ_ｆｂが、最終的に直交偏差補正回路３１０２に与えられる。

図３２は、本発明の一実施例による直交変調システムのブロック図を示す。直交変調システムは、直交偏差補正回路３２０２と、ディジタルアナログ変換器３２０４，３２０６と、局部発振器３２１１に接続された直交変調器３２１２とを有する。直交変調システムは、局部発振器３２１４に接続された乗算部３２１６と、アナログディジタル変換器３２１８と、直交復調器３２２０と、角度偏差算出部３２２２とを有する。

ディジタルアナログ変換器３２０４，３２０６は、ディジタル形式の同相信号成分及び直交信号成分をアナログ形式の信号に変換する。直交変調器３２１２は、入力された同相信号成分及び直交信号成分を合成し、送信信号Ｓを出力する。乗算部３２１６は、送信信号Ｓと局部発振器３２１４からの信号とを乗算することで、ダウンコンバージョンを行なう。アナログディジタル変換器３２１８は、アナログ信号をディジタル信号に変換する。直交復調器３２２０は、アナログディジタル変換器３２１８の出力を直交復調し、フィードバック信号の同相信号成分Ｆｂ_ｉ及び直交信号成分Ｆｂ_ｑを出力する。

角度偏差算出部３２２２は、直交変調前のディジタル信号とフィードバック信号に基づいて直交偏差θを算出する。この直交偏差θは直交偏差補正回路３２０２に与えられる。角度偏差算出部３２２２は、直交変調前のディジタル信号の大きさの二乗（Ｐｏｗ_ｒｅｆ＝Ｔｘ_ｉ ^２＋Ｔｘ_ｑ ^２）を求めるための乗算部３２３０，３２３２と加算器３２３４を有する。角度偏差算出部３２２２は、フィードバック信号の大きさの二乗（Ｐｏｗ_ｂａｃｋ＝Ｆｂ_ｉ ^２＋Ｆｂ_ｑ ^２）を求めるための乗算部３２２４，３２２６と加算器３２２８を有する。角度偏差算出部３２２２は、ディジタル信号及びフィードバック信号の大きさの二乗の差分（Ｐｏｗ_ｂａｃｋ−Ｐｏｗ_ｒｅｆ）を出力する加算器３２３６を有する。角度偏差算出部３２２２は、直交変調前の同相信号成分及び直交信号成分の積の２倍（２Ｔｘ_ｉＴｘ_ｑ）を求めるための乗算部３２３８，３２４０と、乗算部３２４０の出力と加算器３２３６の出力との比率を求める除算器３２４２を有する。更に、角度偏差算出部３２２２は、除算器３２４２の出力に基づいて直交偏差θを求める補正値更新部３２４４を有する。

直交変調前のディジタル信号の電力（大きさの二乗）Ｐｏｗ_ｒｅｆは、
Ｐｏｗ_ｒｅｆ＝Ｔｘ_ｉ ^２＋Ｔｘ_ｑ ^２
と表現される。フィードバック信号Ｆｂの電力Ｐｏｗ_ｂａｃｋは、
Ｐｏｗ_ｂａｃｋ＝Ｆｂ_ｉ ^２＋Ｆｂ_ｑ ^２
＝（Ｔｘ_ｉ・ｃｏｓφ＋Ｔｘ_ｑ・ｓｉｎ（θ−φ））^２＋
（Ｔｘ_ｉ・ｓｉｎφ−Ｔｘ_ｑ・ｃｏｓ（θ−φ））^２
＝Ｔｘ_ｉ ^２＋Ｔｘ_ｑ ^２＋２Ｔｘ_ｉ・Ｔｘ_ｑ・ｓｉｎθ
と表現される。従って、直交偏差θは、次式により求められる。

直交偏差θの算出法は、このような手法に限定されず、別の手法を採用することも可能である（必要に応じて、角度偏差算出部３２２２内の構成も演算アルゴリズムに応じて変更される。）。例えば、ある時点の信号と、別の時点の信号とを利用して、直交偏差を求めることが可能である。

図３３（Ａ）は、直交変調前のある時点のディジタル信号Ｔｘ（ｔ）（＝Ｔｘ_ｉ（ｔ）＋ｊＴｘ_ｑ（ｔ））と、次の時点のディジタル信号Ｔｘ（ｔ＋１）（＝Ｔｘ_ｉ（ｔ＋１）＋ｊＴｘ_ｑ（ｔ＋１））とを示す。図３３（Ｂ）は、そのディジタル信号Ｔｘ（ｔ）及びディジタル信号Ｔｘ（ｔ＋１）に対応して得られるフィードバック信号を示す。フィードバック信号には、直交偏差θによる影響と、位相回転φによる影響とが反映される。この場合において、ディジタル信号Ｔｘ（ｔ）とＴｘ（ｔ＋１）の内積の虚部は、
Ｉｍ［（Ｔｘ_ｉ（ｔ）＋ｊＴｘ_ｑ（ｔ））×（Ｔｘ_ｉ（ｔ＋１）＋ｊＴｘ_ｑ（ｔ＋１））^＊］
＝Ｔｘ_ｑ（ｔ）Ｔｘ_ｉ（ｔ＋１）−Ｔｘ_ｉ（ｔ）Ｔｘ_ｑ（ｔ＋１）
と表現される。但し、「＊」は複素共役を意味する。Ｉｍ［］は引数の虚部を意味する。一方、ディジタル信号Ｔｘ（ｔ）とＴｘ（ｔ＋１）に対応するフィードバック信号の内積の虚部は、
Ｉｍ［｛（Ｔｘ_ｉ（ｔ）＋Ｔｘ_ｑ（ｔ）ｓｉｎθ＋ｊＴｘ_ｑ（ｔ）ｃｏｓθ）ｅｘｐ（ｊφ）｝×｛（Ｔｘ_ｉ（ｔ＋１）＋Ｔｘ_ｑ（ｔ＋１）ｓｉｎθ＋ｊＴｘ_ｑ（ｔ＋１）ｃｏｓθ）ｅｘｐ（ｊφ）｝^＊］
＝ｃｏｓθ（Ｔｘ_ｑ（ｔ）Ｔｘ_ｉ（ｔ＋１）−Ｔｘ_ｉ（ｔ）Ｔｘ_ｑ（ｔ＋１））
と表現される。従って、直交偏差θは、次式により求められる。

θ＝ｃｏｓ^−１（Ｉｍ（フィードバック信号の内積）／Ｉｍ（直交変調前の信号の内積））。

以下、同相信号成分及び直交信号成分に関する、タイミング、振幅及び角度偏差を一括して調整する実施例が説明される。

図３４は、本発明の一実施例による直交変調システムのブロック図を示す。直交変調システムは、補正回路３４０２と、ディジタルアナログ変換器３４０４，３４０６と、直交変調器３４１２とを有する。直交変調システムは、アナログディジタル変換器３４１８と、直交復調器３４２０と、不整合量算出部３４２２とを有する。

ディジタルアナログ変換器３４０４，３４０６は、ディジタル形式の同相信号成分及び直交信号成分をアナログ形式の信号に変換する。直交変調器３４１２は、入力された同相信号成分及び直交信号成分を合成し、送信信号を出力する。アナログディジタル変換器３４１８は、アナログ信号をディジタル信号に変換する。直交復調器３４２０は、アナログディジタル変換器３４１８の出力を直交復調し、フィードバック信号の同相信号成分Ｆｂ_ｉ及び直交信号成分Ｆｂ_ｑを出力する。

不整合量算出部３４２２は、直交変調前のディジタル信号Ｔｘ及びフィードバック信号Ｆｂに基づいて、同相信号成分及び直交信号成分に関する不整合量（時間的なズレ、振幅の相違量及び直交偏差）を算出する。これらの不整合量は補正回路３４０２に与えられ、不整合量が補償される。不整合量算出部３４２２は、遅延回路３４２４と、乗算部３４２６，３４２８，３４３０，３４３２と、積分器３４３４，３４３６，３４３８，３４４０と、補正値算出回路３４４２とを有する。

積分器３４３４は、出力ＰとしてＥ［Ｔｘ_ｉ（ｔ）×Ｆｂ_ｉ（ｔ）］を出力する。Ｅ［］は平均化を意味し、積分器で累計された値を適切な因子で除算することによって導出される。同相及び直交信号成分は互いに無相関であるとする近似が成立するとすれば、出力Ｐは次のように表現される。

Ｐ＝Ｅ［Ｔｘ_ｉ（ｔ）×Ｆｂ_ｉ（ｔ）］
＝Ｅ［Ｔｘ_ｉ（ｔ）×（ＡＴｘ_ｉ（ｔ）ｃｏｓφ＋ＢＴｘ_ｑ（ｔ＋Δｔ）ｓｉｎ（φ−θ））］
≒ＡｃｏｓφＥ［Ｔｘ_ｉ ^２（ｔ）］
但し、Δｔは同相及び直交信号成分の時間差を示し、φは位相回転角を示し、θは実軸及び虚軸の直交偏差を示す。

同様に、積分器３４３６は出力ＱとしてＥ［Ｔｘ_ｉ（ｔ）×Ｆｂ_ｑ（ｔ）］を出力し、積分器３４３８は出力ＲとしてＥ［Ｔｘ_ｑ（ｔ）×Ｆｂ_ｉ（ｔ）］を出力し、積分器３４４０は出力ＳとしてＥ［Ｔｘ_ｑ（ｔ）×Ｆｂ_ｑ（ｔ）］を出力し、それらは次のように表現される。

Ｑ＝Ｅ［Ｔｘ_ｉ（ｔ）×Ｆｂ_ｑ（ｔ）］
＝Ｅ［Ｔｘ_ｉ（ｔ）×（ＡＴｘ_ｉ（ｔ）ｓｉｎφ−ＢＴｘ_ｑ（ｔ＋Δｔ）ｃｏｓ（φ−θ））］
≒ＡｓｉｎφＥ［Ｔｘ_ｉ ^２（ｔ）］
Ｒ＝Ｅ［Ｔｘ_ｑ（ｔ）×Ｆｂ_ｉ（ｔ）］
＝Ｅ［Ｔｘ_ｑ（ｔ）×（ＡＴｘ_ｉ（ｔ）ｃｏｓφ＋ＢＴｘ_ｑ（ｔ＋Δｔ）ｓｉｎ（φ−θ））］
≒Ｂｓｉｎ（φ−θ）×Ｅ［Ｔｘ_ｑ（ｔ）Ｔｘ_ｑ（ｔ＋Δｔ）］
≒Ｂｓｉｎ（φ−θ）×Ｅ［Ｔｘ_ｑ（ｔ）^２］（Δｔ＝０）
Ｓ＝Ｅ［Ｔｘ_ｑ（ｔ）×Ｆｂ_ｑ（ｔ）］
＝Ｅ［Ｔｘ_ｑ（ｔ）×（ＡＴｘ_ｉ（ｔ）ｓｉｎφ−ＢＴｘ_ｑ（ｔ＋Δｔ）ｃｏｓ（φ−θ））］
≒−Ｂｃｏｓ（φ−θ）×Ｅ［Ｔｘ_ｑ（ｔ）Ｔｘ_ｑ（ｔ＋Δｔ）］
≒−Ｂｃｏｓ（φ−θ）×Ｅ［Ｔｘ_ｑ（ｔ）^２］（Δｔ＝０）
次に、補正値算出回路３４４２にて、Ｐ^２＋Ｑ^２及びＲ^２＋Ｓ^２を算出すると、
Ｐ^２＋Ｑ^２＝Ｅ［Ｔｘ_ｉ（ｔ）×Ｆｂ_ｉ（ｔ）］^２＋Ｅ［Ｔｘ_ｉ（ｔ）×Ｆｂ_ｑ（ｔ）］^２
＝Ａ^２Ｅ［Ｔｘ_ｉ ^２（ｔ）］^２
Ｒ^２＋Ｓ^２＝Ｅ［Ｔｘ_ｑ（ｔ）×Ｆｂ_ｉ（ｔ）］^２＋Ｅ［Ｔｘ_ｑ（ｔ）×Ｆｂ_ｑ（ｔ）］^２
＝Ｂ^２Ｅ［Ｔｘ_ｑ ^２（ｔ）］^２
となる。Ｐ^２＋Ｑ^２及びＲ^２＋Ｓ^２は、位相回転角φや直交偏差θに依存していない。従って、遅延回路３４２４で徐々に遅延量を変更しながら、これらの値を比較又は監視することで、最適な遅延量を求めることが可能になる。

次に、Ｅ［Ｔｘ_ｉ ^２（ｔ）］／（Ｐ^２＋Ｑ^２）^１／２＝１／Ａ、及び
Ｅ［Ｔｘ_ｑ ^２（ｔ）］／（Ｒ^２＋Ｓ^２）^１／２＝１／Ｂ
であるので、これらの関係から振幅の相違を示す量を検出することが可能になる。振幅の相違を示す量としては、例えば、振幅の差（｜Ａ−Ｂ｜）や、振幅比（Ａ／Ｂ又はＢ／Ａ）等を採用することが可能であるがこれらに限定されない。

更に、Ｑ／Ｐ＝ｔａｎφ，−Ｒ／Ｓ＝ｔａｎ（φ−θ） であるので、これらの関係から位相回転角φ及び直交偏差θを求めることが可能になる。

補正値算出回路３４２２で求められた時間差、振幅誤差及び直交偏差は、補正回路３４２２にて適切に補正される。

図３５は、本発明の一実施例による直交変調システムのブロック図を示す。直交変調システムは、補正回路３５０２と、ディジタルアナログ変換器３５０４，３５０６と、直交変調器３５１２とを有する。直交変調システムは、アナログディジタル変換器３５１８と、直交復調器３５２０と、不整合量算出部３５２２と、位相検出回路３５４４とを有する。

ディジタルアナログ変換器３５０４，３５０６は、ディジタル形式の同相信号成分及び直交信号成分をアナログ形式の信号に変換する。直交変調器３５１２は、入力された同相信号成分及び直交信号成分を合成し、送信信号を出力する。アナログディジタル変換器３５１８は、アナログ信号をディジタル信号に変換する。直交復調器３５２０は、アナログディジタル変換器３５１８の出力を直交復調し、フィードバック信号の同相信号成分Ｆｂ_ｉ及び直交信号成分Ｆｂ_ｑを出力する。

不整合量算出部３５２２は、直交変調前のディジタル信号Ｔｘ及びフィードバック信号Ｆｂに基づいて、同相信号成分及び直交信号成分に関する不整合量（時間的なズレ、振幅の相違量及び直交偏差）を算出する。これらの不整合量は補正回路３５０２に与えられ、不整合量が補償される。不整合量算出部３５２２は、遅延回路３５２４と、乗算部３５２６，３５２８，３５３０，３５３２と、積分器３５３４，３５３６，３５３８，３５４０と、補正値算出回路３５４２とを有する。更に、不整合量算出部３５２２は、減算器３５４６，３５５０，３５５４，３５５８と、ウエイトα_１，α_２，α_３，α_４を導入する乗算部３５４８，３５５２，３５５６，３５６０とを有する。

図３４に示される例では、位相回転角φが非常に小さな値のときには、出力Ｑや出力Ｒは非常に小さな値になり、演算精度の劣化が懸念される。図３５に示される例では、位相回転角φの値を意図的に設定し、座標軸を例えば４５度回転して出力Ｐ，Ｑ，Ｒ，Ｓを測定し、そのような精度劣化を抑制しようとするものである。このため、ウエイトα_１，α_２，α_３，α_４を導入する乗算部３５４８，３５５２，３５５６，３５６０と、位相検出回路３５４４とが設けられている。より具体的には、図３４に示される例における
Ｐ＝Ｅ［Ｔｘ_ｉ（ｔ）×Ｆｂ_ｉ（ｔ）］
Ｑ＝Ｅ［Ｔｘ_ｉ（ｔ）×Ｆｂ_ｑ（ｔ）］
Ｒ＝Ｅ［Ｔｘ_ｑ（ｔ）×Ｆｂ_ｉ（ｔ）］
Ｓ＝Ｅ［Ｔｘ_ｑ（ｔ）×Ｆｂ_ｑ（ｔ）］
を、
Ｐ＝Ｅ［Ｔｘ_ｉ（ｔ）×｛Ｆｂ_ｉ（ｔ）−α_１Ｔｘ_ｑ｝］
Ｑ＝Ｅ［Ｔｘ_ｉ（ｔ）×｛Ｆｂ_ｑ（ｔ）−α_２Ｔｘ_ｑ｝］
Ｒ＝Ｅ［Ｔｘ_ｑ（ｔ）×｛Ｆｂ_ｉ（ｔ）−α_３Ｔｘ_ｉ｝］
Ｓ＝Ｅ［Ｔｘ_ｑ（ｔ）×｛Ｆｂ_ｑ（ｔ）−α_４Ｔｘ_ｉ｝］
とすることで、適切な座標変換が行なわれる。ウエイトは、例えば４５度の回転を想定するならば、
α_１＝α_２＝α_３＝α_４＝（１／２）^１／２
とすることが可能であるが、他の任意の角度に合わせてウエイトを設定することも可能である。

以下、本発明により教示される手段を例示的に列挙する。

（付記１）
同相信号成分及び直交信号成分を入力し、直交変調された送信信号を直交変調器から出力する直交変調システムにおいて、
前記同相信号成分、及び前記送信信号から得られるフィードバック信号の同相信号成分から算出される演算結果の第１の累計値を求め、前記直交信号成分、及び前記フィードバック信号の直交信号成分から算出される演算結果の第２の累計値を求め、前記第１及び第２の累計値に基づいて、同相信号成分及び直交信号成分の間の時間差を求める時間差算出手段と、
前記時間差が補償されるように、前記直交変調器に入力される同相信号成分及び直交信号成分を調整する遅延調整手段と
を備えることを特徴とする直交変調システム。

（付記２）
前記所定の演算結果は、前記直交変調器に入力される同相信号成分又は直交信号成分と、前記フィードバック信号の同相信号成分又は直交信号成分との差分又は積をとることによって求められる
ことを特徴とする付記１記載の直交変調システム。

（付記３）
更に、前記直交変調器に入力される同相信号成分及び直交信号成分と前記フィードバック信号の同相信号成分及び直交信号成分とを比較し、信号点配置の実軸及び虚軸の回転角を求める手段
を備えることを特徴とする付記１記載の直交変調システム。

（付記４）
前記遅延調整手段が、有限インパルス応答フィルタより成り、該有限インパルス応答フィルタのタップ係数は、前記時間差に応じて変化させられる
ことを特徴とする付記１記載の直交変調システム。

（付記５）
前記遅延調整手段は、前記直交変調器に入力されるディジタル信号をアナログ信号に変換するディジタルアナログ変換器の一方又は双方に与えるクロックを、前記時間差に応じて進める又は遅らせる
ことを特徴とする付記１記載の直交変調システム。

（付記６）
同相信号成分及び直交信号成分を入力し、直交変調された送信信号を直交変調器から出力する直交変調システムにおいて、
前記送信信号から導出されるフィードバック信号の同相信号成分及び直交信号成分の平均振幅の相違を示す第１誤差を求め、信号点配置の実軸及び虚軸を所定の角度だけ回転した場合に得られる、前記フィードバック信号の同相信号成分及び直交信号成分の平均振幅の相違を示す第２誤差を求め、前記第１又は第２誤差に基づいて、同相信号成分及び直交信号成分の振幅の相違量を求める振幅差算出手段と、
前記振幅の相違量が補償されるように、前記直交変調器に入力される同相信号成分及び直交信号成分を調整する振幅調整手段と
を備えることを特徴とする直交変調システム。

（付記７）
更に、前記第１誤差及び前記第２誤差の大小比較を行なう手段を備える
ことを特徴とする付記６記載の直交変調システム。

（付記８）
前記所定の角度が、実質的に４５度に等しい
ことを特徴とする付記６記載の直交変調システム。

（付記９）
同相信号成分及び直交信号成分を入力し、直交変調された送信信号を直交変調器から出力する直交変調システムにおいて、
同相信号成分及び直交信号成分の平均振幅ベクトルを、信号点配置の象限毎に求める手段と、
前記象限毎に求めた平均振幅ベクトルが互いに等しく且つ直交するように、前記直交変調器に入力される同相信号成分及び直交信号成分を調整する振幅調整手段と
を備えることを特徴とする直交変調システム。

（付記１０）
同相信号成分及び直交信号成分を入力し、直交変調された送信信号を直交変調器から出力する直交変調システムにおいて、
前記同相信号成分の平均振幅と、前記送信信号から導出されるフィードバック信号の同相信号成分の平均振幅との相違を示す第１誤差を求め、前記直交信号成分の平均振幅と、前記フィードバック信号の直交信号成分の平均振幅との相違を示す第２誤差を求め、前記第１及び第２誤差に基づいて、同相信号成分及び直交信号成分の振幅の相違量を求める振幅差算出手段と、
前記振幅の相違量が補償されるように、前記直交変調器に入力される同相信号成分及び直交信号成分を調整する振幅調整手段と
を備えることを特徴とする直交変調システム。

（付記１１）
更に、同相信号成分及び直交信号成分に関する、前記ディジタル信号と前記フィードバック信号とを比較し、信号点配置の実軸及び虚軸の回転角を求める手段
を備えることを特徴とする付記１０記載の直交変調システム。

（付記１２）
同相信号成分及び直交信号成分を入力し、直交変調された送信信号を直交変調器から出力する直交変調システムにおいて、
前記直交変調器に入力される同相信号成分、及び前記送信信号から導出されるフィードバック信号の直交信号成分の積の平均を表す第１平均値と、前記直交変調器に入力される直交信号成分、及び前記フィードバック信号の同相信号成分の積の平均を表す第２平均値との比率に比例する量を求める振幅差算出手段と、
前記比率に比例する量が所望の値に近づくように、前記直交変調器に入力される同相信号成分及び直交信号成分を調整する振幅調整手段と
を備えることを特徴とする直交変調システム。

（付記１３）
前記振幅調整手段が、前記直交変調器に入力されるディジタル信号又はアナログ信号の同相信号成分及び直交信号成分を調整する
ことを特徴とする付記６，９，１０又は１２の何れか１項に記載の直交変調システム。

（付記１４）
同相信号成分及び直交信号成分を入力し、直交変調された送信信号を直交変調器から出力する直交変調システムにおいて、
前記送信信号から導出されるフィードバック信号の同相信号成分の累計値と、前記フィードバック信号の直交信号成分の累計値との相違を示す量を求め、前記相違を示す量に基づいて、信号点配置における実軸及び虚軸間の角度偏差を求める角度偏差算出手段と、
前記角度偏差が補償されるように、前記直交変調器に入力される同相信号成分及び直交信号成分を調整する調整手段と
を備えることを特徴とする直交変調システム。

（付記１５）
同相信号成分及び直交信号成分を入力し、直交変調された送信信号を直交変調器から出力する直交変調システムにおいて、
前記送信信号から導出されるフィードバック信号の同相信号成分及び直交信号成分の積の累計値に基づいて、信号点配置における実軸及び虚軸間の角度偏差を求める角度偏差算出手段と、
前記角度偏差が補償されるように、前記直交変調器に入力される同相信号成分及び直交信号成分を調整する調整手段と
を備えることを特徴とする直交変調システム。

（付記１６）
同相信号成分及び直交信号成分を入力し、直交変調された送信信号を直交変調器から出力する直交変調システムにおいて、
前記直交変調器に入力される同相信号成分と、前記送信信号から導出されるフィードバック信号の同相信号成分との相違を示す量を累計して第１累計値を求め、前記直交変調器に入力される直交信号成分と、前記フィードバック信号の直交信号成分との相違を示す量を累計して第２累計値を求め、前記第１及び第２累計値に基づいて、信号点配置における実軸及び虚軸間の角度偏差を求める角度偏差算出手段と、
前記角度偏差が補償されるように、前記直交変調器に入力される同相信号成分及び直交信号成分を調整する調整手段と
を備えることを特徴とする直交変調システム。

（付記１７）
同相信号成分及び直交信号成分を入力し、直交変調された送信信号を直交変調器から出力する直交変調システムにおいて、
前記直交変調器に入力される信号の電力と、前記送信信号から導出されるフィードバック信号の電力との電力差を求め、前記直交変調器に入力される信号の同相信号成分及び直交信号成分の積を示す信号積を求め、前記電力差及び前記信号積の比率に基づいて、信号点配置における実軸及び虚軸間の角度偏差を求める角度偏差算出手段と、
前記角度偏差が補償されるように、前記直交変調器に入力される同相信号成分及び直交信号成分を調整する調整手段と
を備えることを特徴とする直交変調システム。

（付記１８）
前記角度偏差算出手段が、アークサイン関数の引数に、前記電力差及び前記信号積の比率を与えることで前記角度偏差を求める
ことを特徴とする付記１８記載の直交変調システム。

（付記１９）
同相信号成分及び直交信号成分を入力し、直交変調された送信信号を直交変調器から出力し、前記送信信号からフィードバック信号が導出される直交変調システムにおいて、
前記直交変調器に入力されるある時点の信号と別の時点の信号との内積の虚部を表す第１の量を求め、前記ある時点の信号と別の時点の信号に対応するフィードバック信号の内積の虚部を表す第２の量を求め、前記第１の量及び前記第２の量の比率に基づいて、信号点配置における実軸及び虚軸間の角度偏差を求める角度偏差算出手段と、
前記角度偏差が補償されるように、前記直交変調器に入力される同相信号成分及び直交信号成分を調整する調整手段と
を備えることを特徴とする直交変調システム。

（付記２０）
前記角度偏差算出手段が、アークコサイン関数の引数に、前記第１の量及び前記第２の量の比率を与えることで前記角度偏差を求める
ことを特徴とする付記２０記載の直交変調システム。

（付記２１）
同相信号成分及び直交信号成分を入力し、直交変調された送信信号を直交変調器から出力する直交変調システムにおいて、
前記送信信号から導出されるフィードバック信号をフーリエ変換し、前記フィードバック信号に含まれる不要波成分を検出し、前記不要波成分に基づいて、同相信号成分及び直交信号成分間の時間差、振幅の相違量並びに信号点配置における実軸及び虚軸間の角度偏差の少なくとも１つの不整合量を求める不整合量算出手段と、
前記不整合量が補償されるように、前記直交変調器に入力される同相信号成分及び直交信号成分を調整する調整手段と
を備えることを特徴とする直交変調システム。

（付記２２）
同相信号成分及び直交信号成分を入力し、直交変調された送信信号を直交変調器から出力し、前記送信信号からフィードバック信号が導出される直交変調システムにおいて、
前記直交変調器に入力される同相信号成分と、前記フィードバック信号の同相信号成分との積の平均を示す第１平均値を求める手段と、
前記直交変調器に入力される同相信号成分と、前記フィードバック信号の直交信号成分との積の平均を示す第２平均値を求める手段と、
前記直交変調器に入力される直交信号成分と、前記フィードバック信号の同相信号成分との積の平均を示す第３平均値を求める手段と、
前記直交変調器に入力される直交信号成分と、前記フィードバック信号の直交信号成分との積の平均を示す第４平均値を求める手段と、
前記第１平均値、前記第２平均値、前記第３平均値及び前記第４平均値に基づいて、同相信号成分及び直交信号成分間の時間差、振幅の相違量並びに信号点配置における実軸及び虚軸間の角度偏差の少なくとも１つの不整合量を求める不整合量算出手段と、
前記不整合量が補償されるように、前記直交変調器に入力される同相信号成分及び直交信号成分を調整する調整手段と
を備えることを特徴とする直交変調システム。

（付記２３）
前記不整合量算出手段が、
前記第１平均値の二乗及び前記第２平均値の二乗の和と、前記第３平均値の二乗及び前記第４平均値の二乗の和との比較に基づいて、同相信号成分及び直交信号成分の間の時間差を求める時間差算出手段と、
前記直交変調器に入力される同相信号成分の二乗平均値と、前記第１平均値の二乗及び前記第２平均値の二乗の和の平方根との第１の比率を求め、前記直交変調器に入力される直交信号成分の二乗平均値と、前記第３平均値の二乗及び前記第４平均値の二乗の和の平方根との第２の比率を求め、前記第１及び第２の比率に基づいて、同相信号成分及び直交信号成分の振幅の相違量を求める振幅差算出手段と、
前記第１平均値及び前記第２平均値の比率と、前記第３平均値及び前記第４平均値の比率に基づいて、信号点配置における実軸及び虚軸間の角度偏差を求める角度偏差算出手段と、
を備えることを特徴とする直交変調システム。

（付記２４）
前記第１乃至第４平均値を算出する際のフィードバック信号が、信号点配置の実軸及び虚軸を所定の角度だけ回転した場合に得られるフィードバック信号である
ことを特徴とする付記２２記載の直交変調システム。

（付記２５）
付記１乃至付記２４の何れか１項に記載の直交変調システムを備えることを特徴とする送信機。

変調波と不要波の関係を模式的に示す図である。 本発明の一実施例による直交変調システムのブロック図である。 遅延量を調整するためのフローチャートを示す。 遅延量と平均誤差値との関係を示す図である。 直交変調システムの変形例を示す図である。 遅延量を調整するためのフローチャートの変形例を示す図である。 遅延量と平均乗算値との関係を示す図である。 １／８シンボルだけ遅延させる場合のタップ係数を示す図である。 ５／８シンボルだけ遅延させる場合のタップ係数を示す図である。 補正回路の変形例を示す図である。 同相信号成分及び直交信号成分の振幅及び／又は位相回転角の関係を示す図である。 本発明の一実施例による直交変調システムのブロック図である。 振幅バランスを調整するためのフローチャートを示す。 同相信号成分及び直交信号成分の直交性と象限毎の平均振幅ベクトルとの関係を示す図である。 本発明の一実施例による直交変調システムのブロック図を示す。 振幅バランスを調整するためのフローチャートを示す。 本発明の一実施例による直交変調システムのブロック図を示す。 振幅バランスを調整するためのフローチャートを示す。 本発明の一実施例による直交変調システムのブロック図を示す。 振幅バランスを調整するためのフローチャートを示す。 補正回路の変形例を示す図である。 信号点配置図における同相信号成分及び直交信号成分の関係を示す図である。 本発明の一実施例による直交変調システムのブロック図を示す。 直交偏差補正回路の一例を示すブロック図である。 直交偏差を調整するためのフローチャートを示す。 誤差｜ＤｉｆｆＡｃｍ１｜と補正値の更新回数Ｎとの関係を模式的に示す図である。 本発明の一実施例による直交変調システムのブロック図を示す。 同相及び直交信号成分の積の累計値と直交偏差との関係を示す図である。 直交偏差を調整するためのフローチャートを示す。 本発明の一実施例による直交変調システムのブロック図を示す。 本発明の一実施例による直交変調システムのブロック図を示す。 本発明の一実施例による直交変調システムのブロック図を示す。 異なる時点における送信信号及びフィードバック信号を示す図である。 本発明の一実施例による直交変調システムのブロック図を示す。 本発明の一実施例による直交変調システムのブロック図を示す。 本発明の一実施例による直交変調システムのブロック図を示す。 本発明の一実施例による直交変調システムのブロック図を示す。

符号の説明

２０２ 補正回路
２０４，２０６ ディジタルアナログ変換器
２０８ フィルタ
２１２ 直交変調器
２１４ 局部発振器
２１６ 乗算部
２１８ アナログディジタル変換器
２２０ 直交復調器
２２４，２２６ 減算器
２２８，２３０ 積分器
２３２ 時間差検出回路
２３４ 遅延回路
２３６ 位相検出回路
２３７，２３８ 補正部
５２４，５２６ 乗算部
１００２ クロック発生源
１００４ 遅延素子
１００６，１００８ セレクタ
１２０２ 補正回路
１２０４，１２０６ ディジタルアナログ変換器
１２１１ 局部発振器
１２１２ 直交変調器
１２１４ 局部発振器
１２１６ 乗算部
１２１８ アナログディジタル変換器
１２２０ 直交復調器
１２２２ 振幅バランス調査部
１２２４ 平均化部
１２２５ 複素乗算部
１２２６ 振幅バランス補正値演算部
１２２８，１２３０ スイッチ
１２３２，１２３４，１２３６，１２３８ 乗算部
１２４０ 振幅差算出部
１５０２ 補正回路
１５０４，１５０６ ディジタルアナログ変換器
１５１１ 局部発振器
１５１２ 直交変調器
１５１４ 局部発振器
１５１６ 乗算部
１５１８ アナログディジタル変換器
１５２０ 直交復調器
１５２２ 振幅バランス調査部
１５２４ 象限別平均部
１５２６ 振幅バランス補正値演算部
１５２８，１５３０ スイッチ
１５４０ 振幅差算出部
１７０２ 補正回路
１７０４，１７０６ ディジタルアナログ変換器
１７１１ 局部発振器
１７１２ 直交変調器
１７１４ 局部発振器
１７１６ 乗算部
１７１８ アナログディジタル変換器
１７２０ 直交復調器
１７２２ 振幅バランス調査部
１７２６ 振幅バランス補正値演算部
１７２８，１７３０ スイッチ
１７３２ 位相検出回路
１７４０ 振幅差算出部
１９０２ 補正回路
１９０４，１９０６ ディジタルアナログ変換器
１９１１ 局部発振器
１９１２ 直交変調器
１９１４ 局部発振器
１９１６ 乗算部
１９１８ アナログディジタル変換器
１９２０ 直交復調器
１９２２ 振幅バランス調査部
１９２６ 振幅バランス補正値演算部
１９２８，１９３０ スイッチ
１９３２，１９３４ 乗算部
１９３６，１９３８ 平均化部
１９４０ 振幅差算出部
２３０２ 補正回路
２３０４，２３０６ ディジタルアナログ変換器
２３１１ 局部発振器
２３１２ 直交変調器
２３１４ 局部発振器
２３１６ 乗算部
２３１８ アナログディジタル変換器
２３２０ 直交復調器
２３２２ 直交偏差調査部
２３２４，２３２６ 絶対値累積部
２３２８ 相違量判定部
２３３６ 角度偏差算出部
２４０２ 加算器
２４０４，２４０６ 乗算部
２４０８，２４１０ 係数乗算部
２７０２ 直交偏差補正回路
２７０４，２７０６ ディジタルアナログ変換器
２７１１ 局部発振器
２７１２ 直交変調器
２７１４ 局部発振器
２７１６ 乗算部
２７１８ アナログディジタル変換器
２７２０ 直交復調器
２７２２ 直交偏差調査部
２７２４ 乗算部
２７２６ 累積部
２７２８ 符号判定部
２７３６ 角度偏差算出部
３００２ 直交偏差補正回路
３００４，３００６ ディジタルアナログ変換器
３０１１ 局部発振器
３０１２ 直交変調器
３０１４ 局部発振器
３０１６ 乗算部
３０１８ アナログディジタル変換器
３０２０ 直交復調器
３０２２ 直交偏差調査部
３０２４ ＦＦＴ処理部
３０２６ 電力解析部
３０２８ 直交偏差補正部
３０３０ スイッチ
３０３６ 角度偏差算出部
３１０２ 直交偏差補正回路
３１０４，３１０６ ディジタルアナログ変換器
３１１１ 局部発振器
３１１２ 直交変調器
３１１４ 局部発振器
３１１６ 乗算部
３１１８ アナログディジタル変換器
３１２０ 直交復調器
３１２２ 直交偏差調査部
３１２４，３１２６ 減算器
３１２８，３１３０ 絶対値累積部
３１３２ 補正値演算部
３１３４ 位相検出回路
３１３６ 角度偏差算出部
３２０２ 直交偏差補正回路
３２０４，３２０６ ディジタルアナログ変換器
３２１１ 局部発振器
３２１２ 直交変調器
３２１４ 局部発振器
３２１６ 乗算部
３２１８ アナログディジタル変換器
３２２０ 直交復調器
３２２２ 直交偏差算出部
３２２４，３２２６，３２３０，３２３２，３２３８，３２４０ 乗算部
３２３８，３２３４，３２３６ 加算器
３２４２ 除算器
３２４４ 補正値更新部
３４０２ 補正回路
３４０４，３４０６ ディジタルアナログ変換器
３４１２ 直交変調器
３４１８ アナログディジタル変換器
３４２０ 直交復調器
３４２２ 不整合量算出部
３４２４ 遅延回路
３４２６，３４２８，３４３０，３４３２ 乗算部
３４３４，３４３６，３４３８，３４４０ 積分器
３４４２ 補正値算出回路
３５０２ 補正回路
３５０４，３５０６ ディジタルアナログ変換器
３５１２ 直交変調器
３５１８ アナログディジタル変換器
３５２０ 直交復調器
３５２２ 不整合量算出部
３５２４ 遅延回路
３５２６，３５２８，３５３０，３５３２ 乗算部
３５３４，３５３６，３５３８，３５４０ 積分器
３５４２ 補正値算出回路
３５４４ 位相検出回路
３５４６，３５５０，３５５４，３５５８ 減算器
３５４８，３５５２，３５５６，３５６０ 乗算部

Claims (10)

1. 同相信号成分及び直交信号成分を入力し、直交変調された送信信号を直交変調器から出力する直交変調システムにおいて、
   前記同相信号成分、及び前記送信信号から得られるフィードバック信号の同相信号成分から算出される演算結果の第１の累計値を求め、前記直交信号成分、及び前記フィードバック信号の直交信号成分から算出される演算結果の第２の累計値を求め、前記第１及び第２の累計値に基づいて、同相信号成分及び直交信号成分の間の時間差を求める時間差算出手段と、
   前記時間差が補償されるように、前記直交変調器に入力される同相信号成分及び直交信号成分を調整する遅延調整手段と
   を備えることを特徴とする直交変調システム。
2. 前記遅延調整手段が、有限インパルス応答フィルタより成り、該有限インパルス応答フィルタのタップ係数は、前記時間差に応じて変化させられる
   ことを特徴とする請求項１記載の直交変調システム。
3. 同相信号成分及び直交信号成分を入力し、直交変調された送信信号を直交変調器から出力する直交変調システムにおいて、
   前記送信信号から導出されるフィードバック信号の同相信号成分及び直交信号成分の平均振幅の相違を示す第１誤差を求め、信号点配置の実軸及び虚軸を所定の角度だけ回転した場合に得られる、前記フィードバック信号の同相信号成分及び直交信号成分の平均振幅の相違を示す第２誤差を求め、前記第１又は第２誤差に基づいて、同相信号成分及び直交信号成分の振幅の相違量を求める振幅差算出手段と、
   前記振幅の相違量が補償されるように、前記直交変調器に入力される同相信号成分及び直交信号成分を調整する振幅調整手段と
   を備えることを特徴とする直交変調システム。
4. 同相信号成分及び直交信号成分を入力し、直交変調された送信信号を直交変調器から出力する直交変調システムにおいて、
   前記同相信号成分の平均振幅と、前記送信信号から導出されるフィードバック信号の同相信号成分の平均振幅との相違を示す第１誤差を求め、前記直交信号成分の平均振幅と、前記フィードバック信号の直交信号成分の平均振幅との相違を示す第２誤差を求め、前記第１及び第２誤差に基づいて、同相信号成分及び直交信号成分の振幅の相違量を求める振幅差算出手段と、
   前記振幅の相違量が補償されるように、前記直交変調器に入力される同相信号成分及び直交信号成分を調整する振幅調整手段と
   を備えることを特徴とする直交変調システム。
5. 同相信号成分及び直交信号成分を入力し、直交変調された送信信号を直交変調器から出力する直交変調システムにおいて、
   前記直交変調器に入力される同相信号成分、及び前記送信信号から導出されるフィードバック信号の直交信号成分の積の平均を表す第１平均値と、前記直交変調器に入力される直交信号成分、及び前記フィードバック信号の同相信号成分の積の平均を表す第２平均値との比率に比例する量を求める振幅差算出手段と、
   前記比率に比例する量が所望の値に近づくように、前記直交変調器に入力される同相信号成分及び直交信号成分を調整する振幅調整手段と
   を備えることを特徴とする直交変調システム。
6. 同相信号成分及び直交信号成分を入力し、直交変調された送信信号を直交変調器から出力する直交変調システムにおいて、
   前記送信信号から導出されるフィードバック信号の同相信号成分及び直交信号成分の積の累計値に基づいて、信号点配置における実軸及び虚軸間の角度偏差を求める角度偏差算出手段と、
   前記角度偏差が補償されるように、前記直交変調器に入力される同相信号成分及び直交信号成分を調整する調整手段と
   を備えることを特徴とする直交変調システム。
7. 同相信号成分及び直交信号成分を入力し、直交変調された送信信号を直交変調器から出力する直交変調システムにおいて、
   前記直交変調器に入力される信号の電力と、前記送信信号から導出されるフィードバック信号の電力との電力差を求め、前記直交変調器に入力される信号の同相信号成分及び直交信号成分の積を示す信号積を求め、前記電力差及び前記信号積の比率に基づいて、信号点配置における実軸及び虚軸間の角度偏差を求める角度偏差算出手段と、
   前記角度偏差が補償されるように、前記直交変調器に入力される同相信号成分及び直交信号成分を調整する調整手段と
   を備えることを特徴とする直交変調システム。
8. 同相信号成分及び直交信号成分を入力し、直交変調された送信信号を直交変調器から出力し、前記送信信号からフィードバック信号が導出される直交変調システムにおいて、
   前記直交変調器に入力されるある時点の信号と別の時点の信号との内積の虚部を表す第１の量を求め、前記ある時点の信号と別の時点の信号に対応するフィードバック信号の内積の虚部を表す第２の量を求め、前記第１の量及び前記第２の量の比率に基づいて、信号点配置における実軸及び虚軸間の角度偏差を求める角度偏差算出手段と、
   前記角度偏差が補償されるように、前記直交変調器に入力される同相信号成分及び直交信号成分を調整する調整手段と
   を備えることを特徴とする直交変調システム。
9. 同相信号成分及び直交信号成分を入力し、直交変調された送信信号を直交変調器から出力する直交変調システムにおいて、
   前記送信信号から導出されるフィードバック信号をフーリエ変換し、前記フィードバック信号に含まれる不要波成分を検出し、前記不要波成分に基づいて、同相信号成分及び直交信号成分間の時間差、振幅の相違量並びに信号点配置における実軸及び虚軸間の角度偏差の少なくとも１つの不整合量を求める不整合量算出手段と、
   前記不整合量が補償されるように、前記直交変調器に入力される同相信号成分及び直交信号成分を調整する調整手段と
   を備えることを特徴とする直交変調システム。
10. 同相信号成分及び直交信号成分を入力し、直交変調された送信信号を直交変調器から出力し、前記送信信号からフィードバック信号が導出される直交変調システムにおいて、
    前記直交変調器に入力される同相信号成分と、前記フィードバック信号の同相信号成分との積の平均を示す第１平均値を求める手段と、
    前記直交変調器に入力される同相信号成分と、前記フィードバック信号の直交信号成分との積の平均を示す第２平均値を求める手段と、
    前記直交変調器に入力される直交信号成分と、前記フィードバック信号の同相信号成分との積の平均を示す第３平均値を求める手段と、
    前記直交変調器に入力される直交信号成分と、前記フィードバック信号の直交信号成分との積の平均を示す第４平均値を求める手段と、
    前記第１平均値、前記第２平均値、前記第３平均値及び前記第４平均値に基づいて、同相信号成分及び直交信号成分間の時間差、振幅の相違量並びに信号点配置における実軸及び虚軸間の角度偏差の少なくとも１つの不整合量を求める不整合量算出手段と、
    前記不整合量が補償されるように、前記直交変調器に入力される同相信号成分及び直交信号成分を調整する調整手段と
    を備えることを特徴とする直交変調システム。
    

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