JPH11136302A

JPH11136302A - 歪補償回路

Info

Publication number: JPH11136302A
Application number: JP9297297A
Authority: JP
Inventors: Masashi Shimose; 正史下瀬; Okiyuki Takada; 興志高田
Original assignee: Fujitsu Ltd
Current assignee: Fujitsu Ltd
Priority date: 1997-10-29
Filing date: 1997-10-29
Publication date: 1999-05-21

Abstract

(57)【要約】【課題】本発明は歪補償回路に関し、各種誤差を補正
することができる歪補償回路提供することを目的として
いる。【解決手段】送出されるディジタル信号と帰還信号の
振幅、位相を比較して増幅器の歪みを演算推定し、前記
送出信号をプリディストーション処理して歪補償するエ
ンベロープ検出型リニアライザ方式を用いた歪補償回路
において、歪補償の劣化要因となる直交変調器のゲイン
偏差をベースバンドでＩ，Ｑ軸上の４点のデータを直交
変調器で変調し、その出力レベルを直線検波器で読み取
り、演算処理して検出補償するように構成する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は無線通信装置の歪補
償回路に関する。近年、周波数の有効利用の観点から無
線通信においてディジタル化による高能率伝送が多く用
いられるようになってきた。無線通信に多値振幅変調方
式を適用する場合、送信側の電力増幅器の非線形特性の
ためにスペクトラムが広がり妨害波となる問題がある。
この問題を解決するために、さまざまな歪補償方式が提
案、採用されている。この歪補償方式の一つに送出され
るディジタル信号と帰還信号の振幅、位相を比較して増
幅器の歪みを演算推定し、前記送出信号をプリディスト
ーション処理して歪補償するエンベロープ検出型リニア
ライザ方式がある。本発明はこのエンベロープ検出型リ
ニアライザ方式に関するものである。

【０００２】

【従来の技術】この方式は、送出信号を帰還検波してそ
の送出信号と帰還信号の振幅をディジタル変換して比較
するという原理であり、且つ入力信号のエンベロープを
検出し、このエンベロープにより歪補償量を決定する方
式である。このため、歪み補償用テーブルが電力をパラ
メータにして振幅誤差、位相誤差で表されるので補償用
のメモリを他の方式に比べ大幅に削減できるメリットが
ある反面、送信側の直交変調器及び受信側の直交変調器
にオフセット、ゲイン偏差、直交度誤差があれば、振幅
の量に誤差を生じ、歪補償が正常に行われなくなるとい
う本質的な問題がある。

【０００３】（原点（オフセット）ずれのある場合）図
２０は原点ずれコンスタレーションの説明図である。コ
ンスタレーションとは、Ｉ軸とＱ軸のデータの軌跡を複
素平面に表したものである。図に示すように、送信信号
（実線）と受信信号（破線）間にオフセット誤差がある
と、Ｑ軸上とＱ´軸上の点（ポイント）の誤差を求める
場合に実線の矢印と破線の矢印の長さ（振幅）と角度
（位相）のずれを計算することになる。

【０００４】しかしながら、実際にはＩ´、Ｑ´の交わ
ったところが受信信号の原点であり、求めた誤差が正し
くないことが分かる。また、矢印の角度により誤差の変
化が異なり、図の例では、第１象限では受信信号の振幅
が送信信号と比べて大きく見えるので、リニアライザの
歪補償用テーブルには出力振幅が小さくなるような値が
書き込まれ、また第３象限では受信信号の振幅が送信信
号と比べて小さく見えるので、歪補償用テーブルには出
力振幅を大きくするような値が書き込まれるため、歪補
償用のテーブルの値が収束できずに振動するため、歪補
償特性が劣化する。

【０００５】また、この劣化量は、テーブルの振動が大
きければ増大することになる。また、送信のオフセット
の誤差があると同一出力レベルをＤＳＰ（ディジタルシ
グナルプロセッサ）より出力しても、位相に依存する出
力レベルの変化として現れるため、電力増幅器の非線形
特性による歪みの受け方が位相により変化することにな
り、歪み補償テーブルが十分収束できずに歪補償特性が
劣化する。

【０００６】（ゲイン偏差がある場合）図２１はゲイン
ずれコンスタレーションの説明図である。図のように送
信信号（実線）と受信信号（破線）間のゲイン偏差があ
る（図ではＩ信号のみにゲイン偏差がある場合を示
す）、読み取る位相によって長さ（振幅）と角度（位
相）の計算値が異なることになる。このため、歪補償テ
ーブルが収束できずに歪補償の劣化を招くことになる。

【０００７】また、直交度誤差がある場合には、図の破
線が４５度傾いた形になるため、見かけ上ゲイン偏差と
して現れるため、同様に歪み補償特性が劣化する。ま
た、送信側にゲイン偏差若しくは直交度誤差が存在する
と、コンスタレーション上同一出力レベルの点を送出し
ても、位相により直交変調器出力レベルに変化が生じ、
電力増幅器により受ける歪みが異なり、歪み補償用テー
ブルが収束できずに歪補償特性が劣化する。このような
問題を解決するため、以下のような方法が提案されてい
る。

【０００８】１．送信オフセット（キャリアリーク）改
善直交変調器の入力信号Ｉ，Ｑの何れか一方の値を増減さ
せ（片側は固定）、直交変調器の出力レベルが最小にな
る点を探し、その値に固定する。次に、もう一方の信号
を増減させ、直交変調器の出力レベルが最小になる点を
探し、その値に固定する。

【０００９】前述の操作を繰り返し行なうことで、送信
オフセットが最小となるＩ，Ｑの値が求まり、その値を
基に補正値を求め直交変調器に入力するＩ，Ｑに補正値
を付加することにより、送信オフセットの誤差により発
生するキャリアリークを最小にすることができる。改善
精度は、検波出力レベルを読み込むＡ／Ｄ変換器（Ａ／
Ｄコンバータ）の性能と、各種回路のノイズによって決
定されるため、完全に除去することは不可能である。

【００１０】２．送信ゲイン偏差改善図２２に示すように（Ｉ，Ｑ）＝（１，０）及び（０，
１）の互いに直交する２つのテスト信号の出力レベル０
ａ、０ｂを検波回路で読み取った電圧をＶａ、Ｖｂとす
ると、送信オフセットが存在しない場合ＶａはＱ成分の
みの出力レベルであり、ＶｂはＩ成分のみの出力レベル
である。従って、Ｖａ、Ｖｂに適切な演算処理を施すこ
とでゲイン偏差を求めることが可能となる。ここで求め
た値を基に補正をかけることによりゲイン偏差を改善す
ることが可能となる。

【００１１】３．送信直交度改善直交度誤差が直交変調器に存在し、且つ送信オフセット
及び送信ゲイン偏差が存在しない場合、Ｉ，Ｑ軸からそ
れぞれ４５゜ずれたところ（ベースバンド）に出力レベ
ルの最大値、最小値が現れることを利用して直交度の誤
差を検出することが可能となる。

【００１２】方法としては、（Ｉ，Ｑ）＝（１／√２，
１／√２）及び（１／√２，−１／√２）の互いに直交
するテスト信号の出力レベルを検波回路により読み取
り、その値に適切な演算処理を行なうことにより、直交
度誤差を求めることが可能となる。この求めた値を基に
補正をかけることにより、ゲイン偏差を改善することが
可能となる。

【００１３】４．受信オフセット、受信ゲイン改善送信側の誤差を改善した後、円コンスタレーションを描
くテスト信号を出力し、帰還されてきた信号の復調信号
Ｉ，Ｑのそれぞれの最大値、最小値を求め演算を行なう
ことで、受信オフセット、ゲイン偏差を求めることによ
り誤差を改善することが可能である。

【００１４】５．受信直交度誤差改善前記１．〜４．の改善を行なった後、円コンスタレーシ
ョンを描くテスト信号を出力し、帰還されてきた信号の
復調信号Ｉ，Ｑにある値で補正演算した後、大きさＩ²
＋Ｑ²の最大値、最小値を求め、その差が最小になるよ
うに補正演算パラメータの値を変化させていくことによ
り、受信直交度誤差を改善することが可能である。補正
パラメータの符号は、最大値、最小値がどの象限にある
かで決定される。

【００１５】６．軸回転量（遅延量）検出テスト信号として（Ｉ，Ｑ）＝（１，０）等のデータを
ＤＳＰより出力し、帰還系を通り戻ってきた波を直交復
調器で受信し、その受信信号に含まれる（Ｉ，Ｑ）によ
り軸回転量を検出することが可能となる。例えば、受信
信号が（Ｉ，Ｑ）＝（０，１）である場合、＋９０゜軸
が回転していることが分かる。この軸回転量を予め補正
することにより、リニアライザの収束を早めることが可
能となる。

【００１６】

【発明が解決しようとする課題】送出されるディジタル
信号と帰還信号の振幅、位相を比較して増幅器の歪みを
演算推定し、前記送出信号をプリディストーション処理
して歪補償するエンベロープ検出型リニアライザ方式の
送信オフセット、受信オフセット、直交変復調器のゲイ
ン偏差等の問題点を改善する従来技術では以下に示すよ
うな問題がある。

【００１７】送信ゲイン偏差を検出する際、送信オフ
セットが存在すると（Ｉ，Ｑ）＝（１，０），（０，
１）の点の出力レベルにオフセット成分が重畳されるこ
とになり、ゲイン偏差により発生したレベルの変化とオ
フセット成分により発生したレベル変化との区別ができ
ないため、検出結果に誤差を生じる。その結果、同一出
力レベル時でも、位相によって出力レベルが異なり、歪
補償用テーブルの値が収束できず歪補償特性が劣化す
る。

【００１８】直交変復調器のＩ，Ｑ直交軸の誤差を検
出する際、オフセット成分が存在すると（Ｉ，Ｑ）＝
（１／√２，１／√２），（１／√２，−１／√２）の
点の出力レベルにオフセット成分が重畳されることにな
り、ゲイン偏差により発生したレベル変化との区別がで
きないため、検出結果に誤差を生じる。

【００１９】また、送信ゲイン偏差の改善が十分でない
と更に誤差が大きくなる。その結果、同一レベル出力時
でも位相によって出力レベルが異なり、歪補償用テーブ
ルの値が収束できずに歪補償特性が劣化する。また、直
交復調器の直交度誤差検出においても上記と同様にオフ
セットの影響により誤検出を起こす。

【００２０】送信オフセット等が温度等の影響により
変化すると計算上の原点がずれる。又はコンスタレーシ
ョン上の同一出力レベルの点にも拘らず出力レベルが変
化し、歪補償用テーブルの値が収束できず歪補償特性が
劣化する。

【００２１】不要輻射をなくすため、若しくは電力増
幅器の非線形誤差による検出誤差をなくすために復調器
の補償パラメータ（オフセットゲイン偏差、直交度誤
差）を検出する際、電力増幅器の手前でループ（内部ル
ープ）を作り帰還系にテスト信号を返す場合がある。

【００２２】この時、直交変調器の出力に誤差が存在す
ると、回路的な遅延要素により軸回転量が異なり実運用
時のループ（外部ループ）では、検出したパラメータが
変化して見え歪補償特性が劣化する。図２３は、遅延要
素により９０゜コンスタレーションが回転した場合で、
Ｉ，Ｑのゲイン偏差が逆転していることが分かる。
（ａ）はループ時受信コンスタレーション、（ｂ）は実
運用時コンスタレーションである。実際には、オフセッ
ト、直交度誤差等がこれに加わり更に複雑になる。

【００２３】本発明はこのような課題に鑑みてなされた
ものであって、各種誤差を補正することができる歪補償
回路提供することを目的としている。

【００２４】

【課題を解決するための手段】

（１）図１は本発明の原理ブロック図である。図では、
送出されるデータを生成するデータ生成部は割愛してい
る。図において、１はデータ生成部より送出されたデー
タをＩ，Ｑ信号に分け、必要なフィルタリング処理を施
す制御／演算部で、例えばＤＳＰが用いられる。２は制
御／演算部１から出力されるベースバンド信号をアナロ
グ信号に変換するＤ／Ａ変換器、３は該Ｄ／Ａ変換器２
の出力を受けて直交変調を行なう直交変調器である。

【００２５】直交変調器３には同時に基準搬送波が入力
されており、この搬送波はベースバンド信号で直交変調
される。８はこの変調波出力を所要電力まで増幅する電
力増幅器である。該電力増幅器８は空中線１０を介して
送出される。

【００２６】９は送信信号を検出する方向性結合器、４
は該方向性結合器９の出力を受けて直交復調を行なう直
交復調器である。直交復調器４には、前述の基準搬送波
が入力されているので、送信したベースバンド信号を再
生する。５は該直交復調器４の出力をディジタル信号に
変換するＡ／Ｄ変換器である。

【００２７】６は直交変調器３の出力を読み取る検波
器、７は該検波器６の出力をディジタル信号に変換する
Ａ／Ｄ変換器で、その出力は制御／演算部１に入力され
ている。

【００２８】この発明の構成によれば、送信ベースバン
ド信号の振幅、位相と帰還ベースバンド信号の振幅、位
相を比較し、それが同じになるまで送信ベースバンド信
号をプリディストーション処理する動作を繰り返すの
で、最終的には直交変調器３、電力増幅器８の非線形性
により生じる送信オフセットによる誤検出を低減して歪
補償の劣化を改善することができる。

【００２９】（２）この場合において、前記直交変調器
の出力レベルの検出手段がＲＳＳＩである場合、ＲＳＳ
Ｉの増分を求めるテスト信号を追加し、演算処理するこ
とを特徴としている。

【００３０】この発明の構成によれば、送信オフセット
による誤検出を低減し、歪補償の劣化を改善することが
できる。（３）また、前記直交変調器のゲイン偏差を検出補償す
る機能として摂動原理を用いることを特徴としている。

【００３１】この発明の構成によれば、送信オフセット
による誤検出を低減して歪補償の劣化を改善することが
できる。（４）また、前記直交変調器の出力レベルの検出手段が
非線形である場合、直交変調器のゲイン偏差を検出補償
する機能に摂動原理を用いることを特徴としている。

【００３２】この発明の構成によれば、送信オフセット
による影響を全く受けずに直交変調器のゲイン偏差を検
出補償することが可能となる。（５）第２の発明は、送出されるディジタル信号と帰
還信号の振幅、位相を比較して増幅器の歪みを演算推定
し、前記送出信号をプリディストーション処理して歪補
償するエンベロープ検出型リニアライザ方式を用いた歪
補償回路において、歪補償の劣化要因となる直交変調器
の直交度誤差を直交変調器のゲイン偏差の検出補償を行
なった後、ベースバンドでＩ，Ｑ軸と４５゜の傾きをも
つ４点のデータを直交変調器で変調し、その出力レベル
を直線検波器で読み取り、演算処理し検出補償すること
を特徴としている。

【００３３】この発明の構成によれば、送信オフセット
による誤検出を低減し、歪補償の劣化を改善することが
できる。（６）この場合において、前記直交変調器の直交度誤差
を検出する際、アークｔａｎの計算をせずに、読み取っ
た信号の比を基に予め用意しておいたテーブルを参照す
ることを特徴としている。

【００３４】この発明の構成によれば、計算時間の短縮
が可能となる。（７）また、前記直交変調器の出力レベルの検出手段が
ＲＳＳＩである場合、ＲＳＳＩの増分を求めるテスト信
号を追加し演算処理することを特徴としている。

【００３５】この発明の構成によれば、送信オフセット
による誤検出を低減して歪補償の劣化を改善することが
できる。（８）また、前記直交変調器の直交度誤差を検出する
際、アークｔａｎの計算をせずに、読み取った信号の差
分を基に予め用意しておいたテーブルを参照することを
特徴としている。

【００３６】この発明の構成によれば、計算時間を短縮
することができる。（９）また、前記直交変調器の直交度誤差を検出する
際、アークｔａｎの計算をせずに、読み取った信号の差
分を基に近似式を用いて計算することを特徴としてい
る。

【００３７】この発明の構成によれば、計算時間を短縮
することができる。（１０）また、前記直交変調器の直交度誤差を検出補償
する機能として摂動原理を用いることを特徴としてい
る。

【００３８】この発明の構成によれば、送信オフセット
による誤検出を低減して歪補償の劣化を改善することが
できる。（１１）また、前記直交変調器の出力レベルの検出手段
が非線形である場合、直交変調器の直交度誤差を検出補
償する機能として摂動原理を用いることを特徴としてい
る。

【００３９】この発明の構成によれば、送信オフセット
による影響を全く受けずに直交変調器の直交度誤差を検
出補償することが可能になる。（１２）第３の発明は、送出されるディジタル信号と
帰還信号の振幅、位相を比較して増幅器の歪みを演算推
定して前記送出信号をプリディストーション処理して歪
補償するエンベロープ検出型リニアライザ方式を用いた
歪補償回路において、歪補償の劣化要因となる直交復調
器の直交度誤差を送信系の誤差を検出補償し且つ受信オ
フセット、ゲイン偏差を検出補償した後、円コンスタレ
ーションを出力し各象限の原点からの距離の最大値、最
小値を求め、その結果を基に直交変調器の直交度誤差を
検出することを特徴としている。

【００４０】この発明の構成によれば、送信オフセット
による誤検出を低減し、歪補償の劣化を改善することが
できる。（１３）この場合において、前記直交変調器の直交度誤
差を検出する際、アークｔａｎの計算をせずに、読み取
った信号の比を基に予め用意しておいたテーブルを参照
することを特徴としている。

【００４１】この発明の構成によれば、計算時間を短縮
することができる。（１４）第４の発明は、送出されるディジタル信号と
帰還信号の振幅、位相を比較して増幅器の歪みを演算推
定し、前記送出信号をプリディストーション処理して歪
補償するエンベロープ検出型リニアライザ方式を用いた
歪補償回路において、直交復調器をＤＳＰで構成するこ
とを特徴としている。

【００４２】この発明の構成によれば、送信系の誤差を
受信で検出することができる。（１５）この場合において、通信中でも誤差データの最
大値、最小値を求め、誤差オフセットを検出することを
特徴としている。

【００４３】この発明の構成によれば、送信オフセット
を削減することができる。（１６）また、通信中に、歪補償テーブル更新を時間で
区切り、歪補償テーブル更新を行なわない期間に帰還さ
れた信号を基に送信変調器のゲイン偏差及び直交度誤差
を検出し、送信変調器の誤差補償を行なうことを特徴と
している。

【００４４】この発明の構成によれば、送信変調器の誤
差補償が可能となる。（１７）また、前記補償演算処理後の直交変調器誤差が
一定の範囲内にある場合、直交変調器誤差検出、補償動
作期間を短縮し、歪補償テーブル更新期間を延長するこ
とを特徴としている。

【００４５】この発明の構成によれば、歪補償テーブル
の収束時間を短縮することができる。（１８）また、補償開始前に直交変調器の誤差パラメー
タを検出、補償するためのテスト信号を出力してその結
果を出発点として前記直交変調器の誤差検出、補償を行
なうことを特徴としている。

【００４６】この発明の構成によれば、誤差検出時間の
短縮が可能となる。（１９）また、歪補償テーブル更新を行なわない期間に
帰還された信号を基に送信変調器のゲイン偏差及び直交
度誤差を検出する場合において、直交変調器の誤差検出
用テスト信号を省略することを特徴としている。

【００４７】この発明の構成によれば、誤差検出用テス
ト信号を省略することが可能となる。（２０）また、前記直交変調器の誤差パラメータを予め
記憶手段に書き込んでおき、そのパラメータを出発点と
して直交変調器の誤差検出、補償を行なうことを特徴と
している。

【００４８】この発明の構成によれば、誤差検出時間の
短縮が可能となる。（２１）第５の発明は、送出されるディジタル信号と
帰還信号の振幅、位相を比較して増幅器の歪みを演算推
定し、前記送出信号をプリディストーション処理して歪
補償するエンベロープ検出型リニアライザを用いた歪補
償回路において、直交変調器をＤＳＰで構成し、歪補償
テーブルの更新期間と直交変調器の誤差検出期間を時分
割することを特徴としている。

【００４９】この発明の構成によれば、通信中に直交復
調器の誤差の検出、補償することが可能となる。（２２）この場合において、前記補償演算処理後の直交
復調器誤差が一定の範囲内にある場合、直交復調器誤差
検出、補償動作期間を短縮し、歪補償テーブル更新期間
を延長することを特徴としている。

【００５０】この発明の構成によれば、歪補償テーブル
の収束時間を短縮することが可能となる。（２３）また、前記補償開始前に直交復調器の誤差パラ
メータを検出し、補償するためのテスト信号を送出し、
その結果を出発点として直交復調器の誤差検出、補償を
行なうことを特徴としている。

【００５１】この発明の構成によれば、誤差検出時間の
短縮が可能となる。（２４）また、前記直交復調器の誤差検出用テスト信号
を省略することを特徴としている。

【００５２】この発明の構成によれば、直交復調器の誤
差検出用テスト信号を省略することができ、回路の簡素
化が図れる。（２５）また、前記直交復調器の誤差パラメータを予め
記憶手段に書き込んでおき、そのパラメータを出発点と
して直交復調器の誤差検出、補償を行なうことを特徴と
している。

【００５３】この発明の構成によれば、誤差検出時間の
短縮が可能となる。（２６）第６の発明は、送出されるディジタル信号と
帰還信号の振幅、位相を比較して増幅器の歪みを演算推
定し、前記送出信号をプリディストーション処理して歪
補償するエンベロープ検出型リニアライザ方式を用いた
歪補償回路において、歪み補償用の電力テーブルをｎ個
持ち、角度で使い分けることを特徴としている。

【００５４】この発明の構成によれば、直交変復調器の
誤差による歪補償特性劣化を改善することができる。（２７）この場合において、前記歪補償用の電力テーブ
ルの参照時に、角度による重み付け若しくは補間公式で
補間し、更新時には参照と逆の操作を行なうことを特徴
としている。

【００５５】この発明の構成によれば、直交変復調器の
誤差による歪補償特性劣化を改善することができる。（２８）また、前記歪補償動作開始直後はｎ＝１の場合
と同等に歪補償テーブルの更新を行ない、一定時間経過
後、それぞれ対応するテーブルを更新することを特徴と
する特徴としている。

【００５６】この発明の構成によれば、歪補償テーブル
の収束時間を短縮することができる。（２９）第７の発明は、送出されるディジタル信号と
帰還信号の振幅、位相を比較して増幅器の歪みを演算推
定し、前記送出信号をプリディストーション処理して歪
補償するエンベロープ検出型リニアライザ方式を用いた
歪補償回路において、直交変復調器の誤差パラメータ検
出の際と実運用時に異なるループを使用する場合、ルー
プによる遅延量を検出し、その遅延量に応じてローカル
出力に挿入した電圧可変位相シフタの電圧を変化させる
ことを特徴としている。

【００５７】この発明の構成によれば、遅延量による誤
差パラメータの変化による歪補償特性の劣化を改善する
ことができる。（３０）この場合において、前記位相差を吸収する位相
器を帰還ループ内に配置することを特徴としている。

【００５８】この発明の構成によれば、遅延量の誤差に
より発生する誤差パラメータ変化での歪補償特性劣化を
改善することができる。（３１）また、前記位相器に印加する電圧を決定するた
めに必要な位相器のデータを自動取得することを特徴と
している。

【００５９】この発明の構成によれば、位相器のデータ
を自動取得することにより、操作性を向上させることが
できる。（３２）第８の発明は、送出されるディジタル信号と
帰還信号の振幅、位相を比較して増幅器の歪みを演算推
定し、前記送出信号をプリディストーション処理して歪
み補償するエンベロープ検出型リニアライザ方式で且つ
帰還信号の復調にディジタル受信器を使用する歪補償回
路において、直交変調器の誤差補償の不完全性により発
生する誤差を直交復調器の誤差として検出補償する場合
において、直交復調器の誤差パラメータ検出ループの違
いによる遅延量を検出し、その遅延量に応じて一度復調
器内部で前記遅延量を補正した後、誤差の補償を行なう
ことを特徴としている。

【００６０】この発明の構成によれば、遅延量の違いに
よる誤差パラメータ変化での歪補償特性劣化を改善する
ことができる。（３３）第９の発明は、送出されるディジタル信号と
帰還信号の振幅、位相を比較して増幅器の歪みを演算推
定し、前記送出信号をプリディストーション処理して歪
補償するエンベロープ検出型リニアライザ方式で且つ帰
還信号の復調にディジタル受信器を使用する歪補償回路
において、直交復調器の誤差補償の不完全性により発生
する誤差を直交復調器の誤差として検出補償する場合
に、直交復調器の誤差パラメータ検出ループの遅延量を
測定した後、誤差検出用のテスト信号を送出し、受信し
たテスト信号に軸回転補償を行なった後の誤差パラメー
タを検出し、実運用状態での軸回転量を検出し、実運用
状態では受信データに新たに求めた軸回転量を基に軸回
転補償を行なった後、先に求めた誤差パラメータを適用
することを特徴としている。

【００６１】この発明の構成によれば、遅延量の違いに
よる誤差パラメータ変化での歪補償特性劣化を改善する
ことができる。（３４）この場合において、前記実運用時のループの遅
延検出期間は時分割多重方式の自己割り当てスロットに
前置されるプリアンブル期間内であることを特徴として
いる。

【００６２】この発明の構成によれば、プリアンブル期
間を利用して、外部ループの軸回転量を求めることがで
きる。（３５）また、周波数に対応した位相差のテーブルを持
ち、周波数データをＣＰＵから貰い、そのデータに対応
する位相差をテーブルから求めることを特徴としてい
る。

【００６３】この発明の構成によれば、外部に不要輻射
を出さないようにすることができる。

【００６４】

【発明の実施の形態】以下、図面を参照して本発明の実
施の形態例を詳細に説明する。先ず、本発明の動作原理について説明する。本発明
は、前述した課題を解決するために以下のような手段を
設けている。（ａ）テスト信号として（Ｉ，Ｑ）＝ａ（１，０），ｂ
（０，１），ｃ（−１，０），ｄ（０，−１）の４点の
データを用い、その直交変調器出力レベルを利用して送
信ゲイン偏差の検出補償を行なう。

【００６５】変調波をＳ（ｔ）、キャリア角周波数を
ω、ベースバンド信号Ｉ，Ｑ、送信直交度誤差ΔφＴと
すると、変調波Ｓ（ｔ）は次式で表される。Ｓ（ｔ）＝Ｉｃｏｓωｔ−Ｑｓｉｎ（ωｔ＋ΔＴ）（１）上記式よりＩ若しくはＱが０の時の変調波出力レベルは
直交度誤差に無関係であることが分かる。

【００６６】また、ａ〜ｄは図２に示すような位置とな
り、０ａ、０ｂ、０ｃ、０ｄを原点０からの距離とし、
ａ〜ｄが原点０を中心とした円周上にある場合、円内部
の任意の点ｋからの距離には以下の関係が成り立つ。

【００６７】ｋａ²＋ｋｃ²＝ｋｂ²＋ｋｄ² （２）ｋ＝０の時、ｋａ²＋ｋｃ²＝ｋｂ²＋ｋｄ²は最小値とな
る。また、ここで、ｋ（０，０）を０点オフセットの影
響によりずれた点と考えれば、ａ，ｃの交変調器出力レ
ベルの和と、ｂ，ｄの交変調出力レベルの和はゲイン偏
差がない場合に等しくなることが分かる。よって、０ａ
＋０ｃと０ｂ＋０ｄが等しくなるようにＩ，Ｑどちらか
に係数をかけて出力する制御を行なうことで、送信オフ
セットに影響されずにゲイン偏差を検出補償可能とな
る。

【００６８】また、計算によりゲイン偏差を求めること
とも可能であるが、計算で求める場合にはオフセット成
分により検出誤差が生じる。しかしながら、この誤差は
摂動原理（繰り返すこと）を用いることで除去すること
が可能である。

【００６９】テスト信号として（Ｉ，Ｑ）＝ａ（１／
√２，１／√２ｊ），ｂ（−１／√２，１／√２ｊ），
ｃ（−１／√２，−１／√２ｊ），ｄ（１／√２，−１
／√２ｊ）を用い、その直交変調器出力レベルを利用
し、直交変調器の直交度誤差（送信直交度誤差）の検出
補償を行なう。変調波の式Ｓ（ｔ）は次式で表される。

【００７０】Ｓ（ｔ）＝Ｉｃｏｓωｔ−Ｑｓｉｎ（ωｔ
＋ΔφＴ）は以下のように変形できる。Ｓ（ｔ）＝（Ｉ−ＱｓｉｎΔφＴ）ｃｏｓωｔ−ＱｃｏｓΔφＴｓｉｎωｔ（３）上記の式より直交変調器内部の位相器で発生する送信直
交度誤差はベースバンド信号に影響を与えることが分か
る。逆にベースバンド信号に適切な演算処理を行なうこ
とにより、直交変調器の直交度誤差を補償することが可
能となることが分かる。

【００７１】ａ〜ｄは図３のようになる。このａ〜ｄに
おいてもと同様の関係がある。即ち、送信ゲイン偏
差、送信直交度誤差が無い場合、ａ，ｃの直交変調器出
力レベルの和とｂ，ｄの直交変調器出力レベルの和が等
しくなる。よってを用いて送信ゲイン偏差を検出補償
した後、本関係を用い、且つ０ａ＋０ｃ＝０ｂ＋０ｄと
なるようにベースバンド信号に演算処理を行なう際のパ
ラメータを制御することにより、オフセットに影響され
ずに送信直交度誤差を検出補償することが可能となる。
また、計算により直交度誤差を求めることも可能である
が、計算で求める場合にはオフセット成分により検出誤
差が生じる。しかしながら、この誤差は摂動原理を用い
ることで除去することが可能である。

【００７２】直交復調器の直交度誤差（受信直交度誤
差）を求める際、送信側の誤差及び受信側のオフセット
誤差、ゲイン偏差がない場合、Ｉ，Ｑ軸間の４５゜の点
にコンスタレーションの最大値、最小値が現れる。即
ち、Ｉ²＋Ｑ²の最大値、最小値を求め、その差が最小に
なるようにすれば、検出補償が可能となることが分か
る。また、オフセットの影響を除去するには、に示し
た条件を適用するために、各象限における最大値、最小
値を求め、それを演算処理し、且つ摂動原理を用いるこ
とが必要である。

【００７３】−１ＤＳＰを使用したディジタル受信器
を用いて、その復調成分に含まれる誤差等を利用し、歪
み補償特性の劣化を改善する。受信器をディジタル化
し、且つ遅延要素をキャンセルした場合、復調波形に含
まれる誤差は送信オフセット、送信ゲイン偏差、電力増
幅器の非線形誤差のみである。よって、送信信号と受信
信号の差分をとることで送信系の誤差のみを取り出すこ
とが可能となる。

【００７４】オフセットに関しては、送信信号と受信信
号の差分の誤差オフセットとして現れる。この誤差オフ
セットが０になりように、送信オフセットを制御するこ
とでキャリアリークをを改善することが可能となる。

【００７５】前記した技術により送信オフセットを除去
し、且つ電力増幅器の非線形誤差を無視すると、受信さ
れるＩ’，Ｑ’は以下の式で表される。Ｉ’＝ｋｉ・Ｉ−ｋｑ・ＱｓｉｎΔφＴ（４）Ｑ’＝ｋｑ・ＱｃｏｓΔφＴ（５）ここで、Ｉ，Ｑは送信データ、Ｉ’，Ｑ’は受信デー
タ、ｋｉはＩのゲイン誤差、ｋｑはＱのゲイン誤差、Δ
φＴは直交変調器の直交度誤差である。

【００７６】上記式より、ゲイン偏差、直交度誤差は送
信データＩ＝０時と、Ｑ＝０時の誤差を基に演算処理を
行なうことで求めることができることが分かる。求めた
ゲイン偏差、直交度誤差を基に送信するベースバンド信
号に演算処理を加えることにより、前述の誤差の改善が
可能となる。

【００７７】上記の処理と歪補償動作を組み合わせるこ
とによって、運用時にも直交変調器等で発生する誤差を
改善しながら歪補償が可能となるので、温度変化、経年
変化等による歪補償特性の劣化を改善することができ
る。

【００７８】−２ＤＳＰで直接変調波を出力するディ
ジタル変調器を用いて変調し帰還されてきた信号の復調
データ等を利用し歪補償特性の劣化を改善する。直交変
調器をディジタル化した場合、ＤＳＰに取り込まれる受
信信号は直交復調器のオフセット、ゲイン偏差、直交度
誤差、電力増幅器の非線形誤差のみである。よって、送
信信号と受信信号の差分をとることで、電力増幅器の非
線形誤差信号と受信系の誤差のみ取り出すことが可能と
なる。

【００７９】オフセットに関しては、送信信号と受信信
号の差分の誤差オフセットとして現れる。この誤差オフ
セットが０になるように演算処理することにより、受信
オフセットの影響を改善することが可能となる。前記の
技術により、送信オフセットを除去し、且つ電力増幅器
の非線形誤差を無視すると、受信されるＩ’，Ｑ’は以
下の式で表される。

【００８０】Ｉ’＝ｋｉ・Ｉ（６）Ｑ’＝ｋｑ・ＱｃｏｓΔφＲ−ｋｑ・ＩｓｉｎΔφＲ（７）ここで、Ｉ，Ｑは送信データ、Ｉ’，Ｑ’は受信デー
タ、ｋｉはＩのゲイン偏差、ｋｑはＱのゲイン偏差、Δ
φＲは直交復調器の直交度誤差である。

【００８１】上記の式よりゲイン偏差、直交度誤差は送
信データＩ＝０時とＱ＝０時の誤差を基に演算処理する
ことで求めることができることが分かる。求めたゲイン
偏差、直交度誤差を基に送出するベースバンド信号に演
算処理を加えることで前述の誤差が改善可能となる。

【００８２】上記の処理と歪補償動作を組み合わせるこ
とで、運用時にも直交復調器等で発生する誤差を改善し
ながら歪補償が可能となるので、温度変化、経年変化等
による歪補償特性の劣化を改善することができる。

【００８３】−３歪補償用テーブルをｎ個持ち、それ
を角度により使い分けることにより、各種誤差による歪
補償特性の劣化を低減する。オフセット、ゲイン偏差、
直交度誤差が存在する場合、位相角度により出力レベル
の変化及び演算結果の誤差を生じるため歪補償テーブル
の値が大きく変化し、歪補償特性の劣化を招く。しかし
ながら、歪補償テーブルを複数持ち、位相角により使い
分けることにより、それぞれの歪補償テーブルの値の変
化が歪補償テーブルを一つで行なう場合より小さくな
る。即ち、本来の歪補償すべき値に近い歪補償テーブル
の構築が可能となる。

【００８４】よって、各種誤差が発生した場合において
も、歪補償特性の劣化を小さく抑制することが可能であ
る。内部ループ、外部ループにおける軸回転量を検出し、
キャンセルする手段を用いて補正を行なう。

【００８５】電力増幅器の手前で折り返す内部ループを
用いて、直交変復調器等で発生する誤差を求めた後、内
部ループの軸回転量を既存技術を用いて検出する。次
に、外部ループに切り替えた際に外部ループ軸回転量を
検出し、内部ループと外部ループで軸回転量が等しくな
るように電圧可変位相器等を用いて制御することにより
上記の問題を解決可能である。

【００８６】また、直交復調器がディジタルで構成され
たディジタル受信器を用いる場合、受信系の誤差が生じ
ないために、ＤＳＰ内部で軸回転量を補正することで、
内部ループ、外部ループの軸回転量をキャンセルする方
法でも上記問題を解決可能である。ＤＳＰ内部で軸回転
量を補正するためには、数学の座標回転の式を用いるこ
とで容易に実現可能である。

【００８７】（実施例１ＴＸゲイン偏差検出補償）次
に、図１に示す回路について説明する。図１において
は、送出データを生成する部分は省略してある。データ
生成部より送出されたデータは、制御／演算部１により
Ｉ，Ｑ信号に分けられ、必要なフィルタリング処理を施
された後、Ｄ／Ａ変換器２によりアナログベースバンド
信号となる。アナログベースバンド信号となったデータ
は、直交変調器３に入力される。同時に、直交変調器３
には基準搬送波が入力されており、この搬送波は該ベー
スバンド信号で直交変調される。この変調波出力は、続
く電力増幅器８で所要電力まで増幅されて空中線１０を
通して送出される。

【００８８】一方、方向性結合器９を介して分岐した送
信波は直交復調器４に入力される。直交復調器４には前
述の基準搬送波が入力されているので、送信したベース
バンド信号を再現することができる。直交復調器４で復
調されたベースバンド信号は、続くＡ／Ｄ変換器５によ
りディジタル信号に変換され、制御／演算部１に入力さ
れる。

【００８９】制御／演算部１では、送信ベースバンド信
号の振幅、位相と、帰還ベースバンド信号の振幅、位相
を比較してそれが同じになるまで送信ベースバンド信号
をプリディストーションする動作を繰り返す。従って、
最終的には直交変調器３及び電力増幅器８の非線形性に
より生じる歪みを補償することができる。

【００９０】本発明の実施の形態例では、前述の歪み補
償動作に先立ち、送信オフセット、送信ゲイン偏差、送
信直交度誤差を改善する。前述の誤差を検出補償するた
めにテスト信号を用いる。制御／演算部１により生成さ
れたテスト信号はＤ／Ａ変換器２の出力でベースバンド
信号となり、直交変調器３の出力で変調波となる。

【００９１】この変調波を検波器６で読み取り、その出
力をＡ／Ｄ変換器７でディジタル信号に変換した後、制
御／演算部１に入力して該制御／演算部１で適切な演算
処理を行なうことで、前述の誤差の補償量を求め、それ
を実運用時に制御／演算部１で生成されるＩ，Ｑ信号に
付加すると、補償することが可能となる。

【００９２】以下に、送信ゲイン偏差補償の詳細を示
す。なお、送信オフセット補償については既存技術であ
るので、説明は省略する。１−（１）係数をかけ合わせゲイン偏差を補償する場
合制御／演算部１より（Ｉ，Ｑ）＝ａ（１，０），ｂ
（０，１），ｃ（−１，０），ｄ（０，−１）のテスト
信号を送出する。ａ〜ｄの直交変調器３の出力レベル
は、電圧振幅の２乗に比例する。ここで、ａ〜ｄの変調
波を検波器６で読み取った値をそれぞれＶａ〜Ｖｄとす
ると、送信ゲイン偏差が存在していなければ送信オフセ
ットに関係なく以下の式が成り立つ。

【００９３】Ｖａ＋Ｖｃ＝Ｖｂ＋Ｖｄ（８）よって、検波器６で読み取った値をＡ／Ｄ変換器７によ
りディジタル信号に変換したデータを制御／演算部１に
入力してＶａ＋ＶｃとＶｂ＋Ｖｄが等しくなるように
（閾値内に納まる）ようにＩ若しくはＱに係数ｋをかけ
て出力することにより、オフセットに影響されずにゲイ
ン偏差を補償することができる。

【００９４】図４は本発明の第１の実施の形態例の動作
を示すフローチャートである。先ず制御／演算部１がテ
スト信号ａ，ｋｂ，ｃ，ｋｄを出力する。ここでは、Ｑ
軸に存在する点ｂ，ｄについてｋ倍している。制御／演
算部１は、検波器６で読み取った値Ｖａ〜Ｖｄを得て、
Ｖａ＋Ｖｃ、Ｖｂ＋Ｖｄを演算する（Ｓ２）。そして、
Ｖａ＋Ｖｃ＝Ｖｂ＋Ｖｄであるかどうかチェックする
（Ｓ３）。Ｖａ＋Ｖｃ＝Ｖｂ＋Ｖｄであれば、処理は終
了する。

【００９５】Ｖａ＋Ｖｃ＝Ｖｂ＋Ｖｄでなかった場合、
制御／演算部１はＶａ＋Ｖｃ＜Ｖｂ＋Ｖｄであるかどう
かチェックする（Ｓ４）。Ｖａ＋Ｖｃ＜Ｖｂ＋Ｖｄであ
る場合には図２のコンスタレーションより明らかなよう
に、ｋが大きい場合であるので、ｋ＝ｋ−Ｓ（Ｓはステ
ップサイズ）として（Ｓ６）、ステップＳ１に戻る。逆
にＶａ＋Ｖｃ＞Ｖｂ＋Ｖｄである場合には、ｋが小さい
場合であるので、ｋ＝ｋ＋Ｓとし（Ｓ７）、ステップＳ
１に戻る。このような操作を行なうことにより、検波器
６が非線形の場合、オフセットの影響による誤検出を既
存方法に比べ低減可能である。

【００９６】１−（２）検波器が直線検波器で且つ計
算で求める場合収束時間等に制限がある場合は、計算で求めることが必
要となる。この場合、演算処理することにより、従来よ
り誤差の影響を小さく抑えることが可能となる。

【００９７】直線検波器６は、変調波の出力レベルを電
圧にリニアに変換するものであり、且つ変調波の出力レ
ベルは直交変調器３に入力さるベースバンド信号の２乗
に比例するので、計算式は以下のようになる。

【００９８】Ｉ／Ｑ＝√｛（Ｖａ＋Ｖｃ）／（Ｖｂ＋Ｖｄ）｝（９）上記手法を使用することで、オフセットの影響による誤
検出を既存方法と比べ低減可能であり、上記手法で求め
た値を制御／演算部１より出力するベースバンドのＱ信
号に掛け合わせることにより、ゲイン偏差を補償するこ
とが可能となる。

【００９９】また、送信オフセットが存在すると、この
方式でも若干の誤差が出てしまうが、本方式ではオフセ
ット誤差が存在する場合は、実際のゲイン偏差より小さ
い値が算出されるため、前回の検出結果を有効にしつつ
本操作を繰り返すことで真値に近づけることが可能とな
る。よって、本方式を用いることで、真値に近づけるこ
とができる。

【０１００】図５は本発明の第２の実施の形態例の動作
を示すフローチャートである。先ず、制御／演算部１が
テスト信号ａ，ｋｂ，ｃ，ｋｄを出力する。ここでは、
Ｑ軸に存在する点ｂ，ｄについてｋ倍している（点ａ〜
ｄについてはコンスタレーション図を参照）。制御／演
算部１は、検波器６で読み取った値Ｖａ〜Ｖｄを得て、
Ｖａ＋Ｖｃ、Ｖｂ＋Ｖｄを演算する（Ｓ２）。そして、
Ｖａ＋Ｖｃ＝Ｖｂ＋Ｖｄであるかどうかチェックする
（Ｓ３）。Ｖａ＋Ｖｃ＝Ｖｂ＋Ｖｄであれば、処理は終
了する。

【０１０１】Ｖａ＋Ｖｃ＝Ｖｂ＋Ｖｄでなかった場合、
制御／演算部１は（９）式を演算する（Ｓ４）。次に、
ｋ＝ｋ×（Ｉ／Ｑ）を演算する（Ｓ５）。ｋは係数であ
り、その初期値は１である。ｋ＝ｋ×（Ｉ／Ｑ）の演算
が終了したら、ステップＳ１に戻り、同じ動作を繰り返
す。このような操作を繰り返し行なうことにより、出力
データを真値に近づけることが可能となる。

【０１０２】この実施の形態例によれば、直交変調器の
出力レベルの検出手段が線形である場合に、直交変調器
のゲイン偏差を検出補償する機能に摂動原理を用いるこ
とで、送信オフセットによる影響を全く受けずに直交変
調器のゲイン偏差を検出補償することが可能となる。

【０１０３】１−（３）検波器がＲＳＳＩ（対数検波）
で且つ計算で求める場合ＲＳＳＩは、変調波の出力レベルの対数を電圧に変換す
るものであるので、電圧の差を求めることにより比を計
算することが可能になる。しかしながら、ＲＳＳＩ出力
の１ｄＢ当たりの変化の割合が分からない場合には、計
算結果の誤差が大きくなる。

【０１０４】そこで、ＲＳＳＩの傾きを求めるテスト信
号ｅ（０．５，０）を実施例１−（１）、１−（２）で
使用するテスト信号に加えて出力する。この時の検波器
６での読み取り結果をＶｅとすると、１ｄＢ当たりの変
化量はａとｅが２倍（６ｄＢ）の差があることから、以
下の式で示される。（Ｖａ−Ｖｅ）／６（１０）よって、Ｉ，Ｑの比は次式で表される。６（Ｖａ＋Ｖｃ−Ｖｂ−Ｖｄ）／｛２×（Ｖａ−Ｖｅ）｝（ｄＢ）（１１）しかしながら、補償係数を求めるためには、実数に変換
する必要があるため、以下の計算を行なう。Ｖｉｑ＝６（Ｖａ＋Ｖｃ−Ｖｂ−Ｖｄ）／｛２×（Ｖａ−Ｖｅ）｝／２０（１２）Ｉ／Ｑ＝１０＾Ｖｉｑ（１３）ここで（＾）はべき乗を示し、例えば１０＾３は１０³
を示す。上記手法を使うことで、オフセットの影響によ
る誤検出を既存方法と比べ低減可能であり、上記手法で
求めた値を制御／演算部１から出力するベースバンドの
Ｑ信号に掛け合わせることでゲイン偏差を補償すること
が可能となる。

【０１０５】図６は本発明の第３の実施の形態例を示す
フローチャートである。先ず、送信オフセットを改善す
るために送信オフセットを検出し補償を行なう（Ｓ
１）。次に、制御／演算部１はテスト信号ａ〜ｅを出力
する（Ｓ２）。ａ〜ｅの関係は右図の座標に示す通りで
ある。

【０１０６】制御／演算部１は、検波器６で検出した信
号を基にＶａ＋ＶｃとＶｂ＋Ｖｄを演算する（Ｓ３）。
次に、求めた値を基にして（１２）式を演算し（Ｓ
４）、次に、（１５）式のべき乗演算をする（Ｓ５）。

【０１０７】しかしながら、この方式の場合、完全にオ
フセットの影響をなくすことができない。オフセットの
影響をなくすためには、Ｖａ〜Ｖｄを基に前述の方法を
用いて個別に対数を実数に変換し、比をとり、且つ摂動
原理を用いる必要がある。以下に式を示す。ここで、Ｖ
ｊａ〜ＶｊｄはＶａ〜Ｖｄを実数に変換した場合の値で
ある。

【０１０８】Ｖｊａ＝１０＾［｛６Ｖａ／（Ｖａ−Ｖｅ）｝／１０］（１４）Ｖｊｂ＝１０＾［｛６Ｖｂ／（Ｖａ−Ｖｅ）｝／１０］（１５）Ｖｊｃ＝１０＾［｛６Ｖｃ／（Ｖａ−Ｖｅ）｝／１０］（１６）Ｖｊｄ＝１０＾［｛６Ｖｄ／（Ｖａ−Ｖｅ）｝／１０］（１７）よって、ゲイン偏差補正値Ｉ／Ｑは次式のようになる。

【０１０９】Ｉ／Ｑ＝√｛（Ｖｊａ＋Ｖｊｃ）／（Ｖｊｂ＋Ｖｊｄ）｝（１８）よって本操作を実施例１−（２）と同様に繰り返すこと
により、オフセットの影響を受けずにゲイン偏差を改善
可能である。なお、本操作を１回しか行なわない場合に
は、（１２）、（１３）式を使用する方が計算時間を短
かくすることが可能であるため有利である。

【０１１０】この実施の形態例によれば、直交変調器の
出力レベルの検出手段がＲＳＳＩである場合に、ＲＳＳ
Ｉの増分を求めるテスト信号を追加し、演算処理するこ
とにより、送信オフセットによる誤検出を低減し、歪補
償の劣化を改善することができる。

【０１１１】（実施例２直交度誤差検出補償）図１に
示す歪補償回路を用いて送信直交度誤差補償の詳細を説
明する。２−（１）係数を変化させ直交変調器の直交度誤差を検
出補償する場合直交変調器３にゲイン偏差が存在せず、直交度誤差のみ
存在すると変調波に含まれるベースバンド信号Ｉ，Ｑは
以下のようになる。ここで、ｉ，ｑは変調波を理想的な
直交復調器で復調した場合の復調信号とする。ｉ，ｑは
次式で表される。

【０１１２】ｉ＝Ｉ−ＱｓｉｎΔφＴ（１９）ｑ＝ＱｃｏｓΔφＴ（２０）これらの式より以下の補正式が導かれる。

【０１１３】Ｉ´＝Ｉ＋ＱｔａｎΔφＴ（２１）Ｑ´＝Ｑ／ｃｏｓΔφＴ（２２）ここで、Ｉ´，Ｑ´は補償後のＩ，Ｑ、ΔφＴは直交変
調器３の直交度誤差である。よって、制御／演算部１よ
りＩ，Ｑ信号を出力する際に、（２１），（２２）式の
演算処理をＩ，Ｑに施した後のＩ´，Ｑ´を直交変調器
３に入力し、変調をかけると送信直交度誤差を補償する
ことが可能となる。

【０１１４】また、直交度の誤差は（Ｉ，Ｑ）＝（１／
√２，１／√２ｊ），（−１／√２，１／√２ｊ），
（−１／√２，−１／√２ｊ），（１／√２，−１／√
２ｊ）に変化のピークが現れる。そこで、制御／演算部
１より（Ｉ，Ｑ）＝ａ（１／√２，１／√２ｊ），ｂ
（−１／√２，１／√２ｊ），ｃ（−１／√２，−１／
√２ｊ），ｄ（１／√２，−１／√２ｊ）のテスト信号
を出力する。

【０１１５】ａ〜ｄの変調器出力レベルは、電圧振幅の
２乗に比例する。ここで、ａ〜ｄの変調波を検波器６で
読み取った値をそれぞれＶａ〜Ｖｄとすると、送信ゲイ
ン偏差、送信直交度誤差が存在していなければ送信オフ
セットに関係なく以下の関係が成り立つ。

【０１１６】Ｖａ＋Ｖｃ＝Ｖｂ＋Ｖｄ従って、検波器６で読み取った値をＡ／Ｄ変換器７でデ
ィジタル信号に変換したデータを制御／演算部１に入力
し、Ｖａ＋ＶｃとＶｂ＋Ｖｄが等しくなるように（閾値
内に納まるように）（２１）、（２２）式のΔφＴを変
化させることにより、オフセット誤差に影響されず変調
器３の直交度誤差を検出補償することが可能になる。Δ
φＴのステップ方向はＶａ＋ＶｃとＶｂ＋Ｖｄの大小に
より決定する。

【０１１７】図７は本発明の第４の実施の形態例の動作
を示すフローチャートである。先ず、送信ゲイン補償を
行なう（Ｓ１）。この送信ゲイン補償は、送信ゲイン偏
差を改善するための処理をいう。その詳細は、実施例１
で説明した通りである。ここで、用いるデータａ〜ｄは
ベースバンドでＩ、Ｑ軸と４５゜の傾きを持つ点であ
る。次に、制御／演算部１は直交度補償演算を（２
１）、（２２）式に従って行なう（Ｓ２）。ステップＳ
２により直交度補償演算を行なった後、テスト信号ａ〜
ｄを出力する（Ｓ３）。

【０１１８】そして、検波器６で検出した信号Ｖａ〜Ｖ
ｄを基にＶａ＋Ｖｃ，Ｖｂ＋Ｖｄ演算を行なう（Ｓ
４）。次に、Ｖａ＋Ｖｃ＝Ｖｂ＋Ｖｄであるかどうかチ
ェックする（Ｓ５）。Ｖａ＋Ｖｃ＝Ｖｂ＋Ｖｄならば、
歪補償は完了しているので処理を終了する。Ｖａ＋Ｖｃ
≠Ｖｂ＋Ｖｄならば、Ｖａ＋Ｖｃ＜Ｖｂ＋Ｖｄであるか
どうかチェックする（Ｓ６）。

【０１１９】Ｖａ＋Ｖｃ＜Ｖｂ＋Ｖｄの場合には、Δφ
Ｔ＝ΔφＴ−ＳＰ演算を行ない（Ｓ８）、ステップＳ２
に戻る。ここで、ΔφＴの初期値は０、ＳＰは直交度ス
テップサイズである。Ｖａ＋Ｖｃ＞Ｖｂ＋Ｖｄの場合に
は、ΔφＴ＝ΔφＴ＋ＳＰ演算を行ない（Ｓ７）、ステ
ップＳ２に戻る。

【０１２０】２−（２）検波器が直線検波器で且つ計算
で直交変調器の直交度誤差を求める場合収束時間等に制限がある場合は計算で求めることが必要
になる。この場合、以下の式を用いることにより従来よ
り誤差の影響を小さく抑えることが可能となる。

【０１２１】検波器６で検出されたテスト信号ａ〜ｄの
変調波を制御／演算部１で読み取った値をそれぞれＶ
ａ，Ｖｂ，Ｖｃ，Ｖｄとすると、幾何学的な観点から以
下の式で送信直交度誤差を求めることができる。

【０１２２】 ΔφＴ＝ａｔａｎ｛（Ｖｂ＋Ｖｄ）／（Ｖａ＋Ｖｃ）｝−４５（２３）ここで、ａｔａｎはアークｔａｎの意味である。また、
ａｔａｎの計算を苦手とする制御／演算部（ＤＳＰ）を
用いる場合、実際の直交変調器３の誤差は±３゜程度で
あるので、（Ｖｂ＋Ｖｄ）／（Ｖａ＋Ｖｃ）をパラメー
タにしたテーブルを使用することで対処可能である。

【０１２３】更に、（２３）式は以下のように変形可能
である。

【０１２４】

【数１】

【０１２５】−５゜≦ΔφＴ≦５゜程度の範囲であれ
ば、ｔａｎのグラフは直線近似が可能なので、ａｔａｎ
の値は以下の近似式で求めることが可能となる。 ΔφＴ＝Ａ×（Ｖｂ＋Ｖｄ）／（Ｖａ＋Ｖｃ）（２５）ここで、Ａは固定定数で５７．１程度になる。上記手法
を使用することでオフセットの影響による誤検出を既存
方法と比べて低減可能であり、上記手法で求めたΔφＴ
を（２１）、（２２）式に使用することにより、直交度
誤差の補償が可能となる。また、オフセットが存在する
場合、本方式で求めたΔφＴは、実際より小さく算出さ
れるので、最初に求めたΔφＴを有効にしつつ本操作を
繰り返すことで、オフセットによる誤差に影響されずに
直交度誤差の検出補償が可能である。

【０１２６】図８は本発明の第５の実施の形態例の動作
を示すフローチャートである。先ず、送信ゲイン補償を
行なう（Ｓ１）。送信ゲイン補償は、送信ゲイン偏差を
改善するための処理であり、実施例１で説明したもので
ある。次に、制御／演算部１は直交度補償演算を（２
１）、（２２）式により行なう（Ｓ２）。次に、テスト
信号ａ〜ｄを出力する（Ｓ３）。ａ〜ｄの位置は、図に
示すような配置である。

【０１２７】テスト信号を出力して検波器６で検波した
信号からＶａとＶｂとＶｃとＶｄを求め、Ｖａ＋Ｖｃ＝
Ｖｂ＋Ｖｄであるかどうかチェックする（Ｓ４）。Ｖａ
＋Ｖｃ＝Ｖｂ＋Ｖｄの場合には、歪補正が完了している
ので、処理を終了する。Ｖａ＋Ｖｃ≠Ｖｂ＋Ｖｄの場合
には、制御／演算部１は（２３）又は（２５）式を用い
てΔφｎの算出演算を行なう（Ｓ５）。この算出演算
は、テーブル使用の場合にはテーブルの参照処理とな
る。

【０１２８】次に、ΔφＴ＝ΔφＴ＋Δφｎを演算して
ステップＳ２に戻り、直交度補償演算処理を続行する。
この実施の形態例によれば、送信オフセットによる誤検
出を排除し、歪補償の劣化を改善することができる。２−（３）検波器がＲＳＳＩ（対数検波）で且つ計算で
求める場合ＲＳＳＩを使用する場合、２−（１）、２−（２）で用
いるテスト信号に加え、ＲＳＳＩの傾きを求めるテスト
信号ｅ（０．５，０）、ｆ（１，０）を出力する。そし
て、検波器６での読み取り結果をそれぞれＶｅ，Ｖｆと
すると、以下の式で直交度を求めることが可能である。

【０１２９】Ｖφ＝６×（Ｖｂ＋Ｖｄ−Ｖａ−Ｖｃ）／（Ｖｆ−Ｖｅ）（２６） ΔφＴ＝ａｔａｎ｛１０＾（Ｖφ／２０）｝−４５（２７）ここで、（２６）式は、Ｖｂ＋ＶｄとＶａ＋Ｖｃの比率
（ｄＢ）を求めているものである。（２７）式でべき乗
計算を行なうのは、対数を実数に変換するためである。
また、ａｔａｎの計算を苦手としているＤＳＰを用いる
場合、実際の直交変調器３の誤差は±３゜程度であるの
で、Ｖφをパラメータにしたテーブルを使用して対処す
ることができる。また、ΔφＴとＶφの関係は−５゜≦
ΔφＴ≦５゜程度の範囲であれば、直線近似が可能とな
るので以下の近似式を用いることでも対処可能である。

【０１３０】 ΔφＴ＝Ｂ×Ｖφ （２８）ここで、Ｂは固定定数で３．３３程度になる。上記手法
を用いることで、オフセットの影響による誤検出を既存
方法と比べ低減可能であり、上記手法で求めたΔφＴを
式（２１）、（２２）式に使用することにより、直交度
誤差の補償が可能てなる。また、実施例１−（３）と同
様に、Ｖａ〜Ｖｄを個別に実数に変換した後に実施例２
−（２）と同様に摂動原理を用いることでオフセットの
影響を排除することが可能である。

【０１３１】図９は本発明の第６の実施の形態例の動作
を示すフローチャートである。先ず送信ゲイン補償を行
なう（Ｓ１）。ここでの送信ゲイン補償は、実施例１で
説明した方法で行なう。次に、ａ〜ｆのテスト信号を制
御／演算部１から出力する（Ｓ２）。次に、Ｖφを（２
３）式により求める（Ｓ３）。次に、ΔφＴを（２４）
式か又は（２５）式を用いて求める（Ｓ４）。

【０１３２】この実施の形態例によれば、直交変調器の
直交度誤差を検出する際、アークｔａｎの計算をせず
に、読み取った信号の差分を基に予め用意しておいたテ
ーブルを参照することにより、計算時間を短縮すること
ができる。また、アークｔａｎの計算をせずに、読み取
った信号の差分を基に近似式を用いて計算することによ
り、計算時間を短縮することもできる。

【０１３３】２−（４）計算により直交復調器の直交度
誤差を検出補償する場合制御／演算部１により信号（円コンスタレーション）を
出力し、方向性結合器９を通り帰還された変調波を直交
復調器４によりベースバンド信号Ｉ，Ｑに復調した後、
Ａ／Ｄ変換器５でディジタル信号に変換し、制御／演算
部１に入力する。該制御／演算部１では、入力された
Ｉ，Ｑを基にＩ²＋Ｑ²を求める。その第１象限における
最大値をＲ１ｍａｘ、最小値をＲ１ｍｉｎ、第ｈ象限に
おける最大値をＲｈｍａｘ、最小値をＲｈｍｉｎ（ｈ＝
１，２，３，４）とし、Ｒ１ｍａｘ＋Ｒ３ｍａｘとＲ２
ｍａｘ＋Ｒ４ｍａｘの大小を比較し、Ｒ１ｍａｘ＋Ｒ３
ｍａｘ＞Ｒ２ｍａｘ＋Ｒ４ｍａｘの場合には、Ｒ２ｍｉ
ｎ＋Ｒ４ｍｉｎを、Ｒ１ｍａｘ＋Ｒ３ｍａｘ＜Ｒ２ｍａ
ｘ＋Ｒ４ｍａｘの場合には、Ｒ１ｍｉｎとＲ３ｍｉｎを
求めて以下の式（Ｒ１ｍａｘ＋Ｒ３ｍａｘ＞Ｒ２ｍａｘ
＋Ｒ４ｍａｘ時の例）により直交度誤差を求めること
で、オフセット誤差の影響を低減できる。ここで、Δφ
Ｒを直交復調器４の直交度誤差として次式が成り立つ。

【０１３４】

【数２】

【０１３５】符号は、Ｒ１ｍａｘ＋Ｒ３ｍａｘ＞Ｒ２ｍ
ａｘ＋Ｒ４ｍａｘ時−符号Ｒ１ｍａｘ＋Ｒ３ｍａｘ＜Ｒ２ｍａｘ＋Ｒ４ｍａｘ時＋
符号また、ａｔａｎの計算を苦手とするＤＳＰを用いる場合
には、Ｒ１ｍａｘ＋Ｒ３ｍａｘ／Ｒ２ｍｉｎ＋Ｒ４ｍｉ
ｎ若しくはＲ２ｍａｘ＋Ｒ４ｍａｘ／Ｒ１ｍｉｎ＋Ｒ３
ｍｉｎをパラメータとしたテーブルを使用することで対
処可能である。また、式（２５）と同じ理由により近似
式を用いることも可能である。

【０１３６】また、誤差の存在しない変調波を受信直交
度誤差のみ存在する直交復調器で復調した場合、変調波
のベースバンド信号をｉ，ｑ、復調信号をＩ，Ｑ、受信
直交度誤差をΔφＲとすると以下のように表される。

【０１３７】Ｉ＝ｉ（３０）Ｑ＝ｑｃｏｓΔφＲ−ｉｓｉｎΔφＲ（３１）上記の式より以下の補正式が導き出される。

【０１３８】Ｉ’＝ＩＱ’＝Ｑ／（ｃｏｓΔφＲ＋ＩｔａｎΔφＲ）（３２）ここで、Ｉ’Ｑ’は補償後のＩ，Ｑである。よって、前
述の操作により求めたΔφＲを上記の式に適用し受信デ
ータを演算処理することにより受信直交度誤差の影響を
補償することができる。また、実施例２−（２）、２−
（３）と同様に摂動原理を用いることでオフセットに影
響されることなく、受信直交度を検出補償可能である。

【０１３９】この実施の形態例によれば、送信オフセッ
トによる誤検出を低減し、歪補償の劣化を改善すること
ができる。この場合において、直交変調器の直交度誤差
を検出する再、アークｔａｎの計算をせずに、読み取っ
た信号を比を基に予め用意しておいたテーブルを用いる
ことにより、計算時間を短縮することができる。

【０１４０】図１０は本発明の第７の実施の形態例の動
作を示すフローチャートである。先ず、送信誤差補償を
行なう（Ｓ１）。ここで、送信誤差補償とは、直交変調
器等で発生する送信オフセット、送信ゲイン、偏差、送
信直交度誤差を改善する処理であり、実施例（１）及び
（２）で説明したものである。次に、受信ゲイン偏差オ
フセット補償を行なう（Ｓ２）。ここで、受信ゲイン偏
差オフセット補償は、受信ゲイン偏差、受信オフセット
を既存技術で改善する処理である。

【０１４１】次に、制御／演算部１は円コンスタレーシ
ョンを出力する（Ｓ３）。図には、ΔφＲ＜０の時の受
信コンスタレーションを示す。その受信信号を直交復調
器４で復調した値であるＲｈｍａｘ、Ｒｈｍｉｎを検出
する（Ｓ４）。次に、制御／演算部１はＲ１ｍａｘ＋Ｒ
３ｍａｘと、Ｒ２ｍａｘ＋Ｒ４ｍａｘの大小比較を行な
う（Ｓ５）。次に、ΔφＴ演算を（２９）式を用いて行
ない、＋符号処理を行なう（Ｓ６）。ここでテーブル使
用の場合には、ステップＳ６はテーブル参照処理とな
る。

【０１４２】（実施例３各種誤差による歪み補償特性
の低減）３−（１）ディジタル受信器を用いた場合１図１１は本発明の他の実施の形態例を示すブロック図で
ある。図１と同一のものは、同一の符号を付して示す。
図において、１１は演算／制御に加えて復調を行なう演
算／制御／復調部で、例えばＤＳＰが用いられる。１２
は方向性結合器９からの帰還信号を混合する復調器（ダ
ウンコンバータ）である。その出力は、Ａ／Ｄ変換器５
に入っている。このように構成された回路の動作を説明
すれば、以下の通りである。

【０１４３】歪み補償の動作については、実施例１と同
じであるが、直交復調器１２がダウンコンバータとなっ
ている。このダウンコンバータ１２は、Ａ／Ｄ変換器５
が高い周波数レベルを正確にディジタル信号に変換でき
ない時に必要となる。以下にその部分についての補足説
明を行なう。

【０１４４】本発明は、復調器１２でＲＦ（ラジオ周波
数）→ＩＦ（中間周波数）変換を行ない、Ａ／Ｄ変換器
５でＩＦ信号をディジタル信号に変換した後、制御／演
算／復調部１１（以下単にＤＳＰと略す）に取り込み、
演算処理によりＩ，Ｑ信号に復調するものである。ＤＳ
Ｐにより復調することで、直交復調器のアナログ的な誤
差を完全に取り去ることが可能となる。即ち、ＤＳＰに
より復調されたＩ，Ｑ信号によ含まれる誤差は送信オフ
セット、送信ゲイン偏差、送信直交度誤差、電力増幅器
の非線形性による誤差のみである。

【０１４５】ここで、送信ゲイン偏差及び送信直交度誤
差を実施例１、実施例２の手法を用いて補償したとする
と、残るのは送信オフセット誤差と電力増幅器の非線形
誤差のみとなる。ここで送出したＩ，Ｑと受信した
Ｉ’，Ｑ’の差分Ｉ−Ｉ’、Ｑ−Ｑ’をとると、演算結
果には図１２に示すようにＤＣ誤差が現れる。この誤差
をＭＡＸ、ＭＩＮ値を一定時間平均し｛（ＭＡＸ−ＭＩ
Ｎ）／２｝＋ＭＩＮの点が０になるように送信オフセッ
トを変化させることで送信オフセットを改善することが
できる。よって、本操作を用いることで、運用中に且つ
適応プリディストーション処理中にも送信オフセットの
改善が可能となり、歪補償特性の劣化を改善することが
可能になる。

【０１４６】この実施の形態例によれば、直交復調器を
ＤＳＰで構成することにより、送信系の誤差を受信で検
出することができる。３−（２）ディジタル受信器を用いた場合２前述した技術により送信オフセットを除去し、且つ電力
増幅器の非線形誤差を無視すると、受信される信号
Ｉ’，Ｑ’は次式で表される。

【０１４７】Ｉ’＝ｋｉ・Ｉ−ｋｑ・ＱｓｉｎΔφＴ（３３）Ｑ’＝ｋｑ・ＱｃｏｓΔφＴ（３４）ここで、Ｉ，Ｑは送信データ、Ｉ’，Ｑ’は受信デー
タ、ｋｉはＩのゲイン誤差、ｋｑはＱのゲイン誤差、Δ
φＴは直交変調器の直交度誤差である。（３４）式より
Ｑ’とＱの比をとることで、Ｑ’に含まれる誤差ｋｑ・
ｃｏｓΔφＴを求めることができることが分かる。

【０１４８】また、（３３）式よりＱ＝０時にＩ’とＩ
との比をとればｋｉを求めることができ、Ｉ＝０時に
Ｉ’とＱの比をとれば−ｋｑ・ｓｉｎΔφＴを求めるこ
とができる。この結果、式（３３）−ｋｑ・ｓｉｎΔφ
Ｔと式（３４）より求まるｋｑ・ｃｏｓΔφＴの比をと
ると、−ｔａｎΔφＴとなりΔφＴを求めることができ
る。更に、ΔφＴが求められればｋｑを求めることが可
能となる。

【０１４９】以上のようにして求めたｋｉ，ｋｑ，Δφ
Ｔを用いて送信ベースバンド信号に補償演算を行なうこ
とで、直交変調器３等の補償が運用中に可能となる。但
し、プリディストーション処理と本操作を同時に行なう
とプリディストーションした結果を本操作に適用し、本
操作により補償演算した結果を基にプリディストーショ
ンを行なうために歪補償テーブルの収束の妨げになるた
め、２つの操作を時分割で行なう必要がある。よって、
本処理とプリディストーション値の更新を時分割で行な
うことにより、直交変調器３の誤差が変化した場合の歪
み補償劣化を改善することが可能となる。

【０１５０】図１３は本発明の第８の実施の形態例の動
作を示すフローチャートである。先ず、カウンタ値Ｘを
設定する（Ｓ１）。次に、歪補償テーブルを更新し、オ
フセットの除去を行なう（Ｓ２）。次に、Ｘ＝Ｘ−１を
求め（Ｓ３）、Ｘ＝０になったかどうかチェックする
（Ｓ４）。Ｘ＝０にならない場合には、ステップＳ１に
戻る。Ｘ＝０になった場合には、誤差オフセットが０で
あるかどうかチェックする（Ｓ５）。誤差オフセットが
０でない場合には、ステップＳ１に戻る。

【０１５１】誤差オフセットが０の場合には、カウンタ
値Ｙを設定する（Ｓ６）。次に、Ｑ’／Ｑを検出し（Ｓ
７）、Ｉ＝０になったかどうかチェックする（Ｓ９）。
Ｉ＝０になったら、Ｉ’／Ｑを計算し（Ｓ８）、ステッ
プＳ６に戻る。Ｉ＝０でない場合には、Ｑ＝０になった
かどうかチェックする（Ｓ１０）。

【０１５２】Ｑ＝０の場合には、Ｉ’／Ｉを演算し（Ｓ
１３）、ステップＳ６に戻る。ステップＳ１０において
Ｑ＝０でない場合には、Ｙ＝Ｙ−１を演算し（Ｓ１
１）、次にＹ＝０になったかどうかチェックする（Ｓ１
２）。Ｙ＝０でない場合には、ステップＳ６に戻る。Ｙ
＝０の場合には、ステップＳ１に戻る。

【０１５３】前述の誤差が一定範囲内にある場合には、
本操作に用いる時間を短縮して歪補償にあてる時間を長
くすることで、歪補償テーブルの収束を早めることがで
きる。また、前述の誤差をＲＯＭ等のメモリに記憶して
おくか、若しくは実施例１，２を使用して送信系の誤差
を予め検出して補償することにより、本動作の収束を早
め、且つ歪補償処理に使用する時間を運用開始直後は多
くすることは、妨害波を出さないという観点からみて重
要である。

【０１５４】ここで、式（２９）、（３０）を変形し、
補正項を付加すると、以下のように表される。Ｉ’＝ｋｉ・Ｉ−ｋｑ・ＱｓｉｎΔφＴ−ｋ１・Ｉ−ｋ２・Ｑ（３５）Ｑ’＝ｋｑ・ＱｃｏｓΔφＴ−ｋ３・Ｑ（３６）ｋ１はＱ＝０時のＩ側（Ｉ’−Ｉ）の誤差が最小になる
ように、ｋ２はＩ＝０の時のＩ側の誤差が最小になるよ
うに、ｋ３はＱ側（Ｑ’−Ｑ）の誤差が最小になるよう
にＬＭＳアルゴリズム等を用いて係数を更新し、式（３
５）、（３６）を用いて送信ベースバンド信号に演算処
理を行なうことで、直交変調器の誤差が変化した場合の
歪補償劣化を改善することが可能である。３−（３）ディジタル変調器を用いた場合図１４は本発明の他の実施の形態例を示すブロック図で
ある。図１と同一のものは、同一の符号を付して示す。
歪補償の動作については、前述の実施例１と同じである
が、直交変調器３としてミキサを用いている点が異な
る。これは、ＤＳＰの演算能力では十分に高い周波数の
変調波を生成することができないために、アップコンバ
ージョンする必要があるためである。

【０１５５】ディジタル変調器を用いた場合は、送信系
の誤差は全くなく、受信出力に現れるのは、直交復調器
系のアナログ誤差と電力増幅器８の非線形誤差のみであ
る。ここで、非線形誤差を無視すると、受信される
Ｉ’，Ｑ’は以下のようになる（軸回転補償後）。

【０１５６】Ｉ’＝ｋｉ・Ｉ＋ｋ０１（３７）Ｑ’＝ｋｑ・ｃｏｓΔφＲ−ｋｑ・ＩｓｉｎΔφＲ＋ｋ０２（３８）ここで、Ｉ，Ｑは送信データ、Ｉ’，Ｑ’は受信デー
タ、ｋｉはＩのゲイン偏差、ｋｑはＱのゲイン偏差、ｋ
０１はＩ’のオフセット誤差、ｋ０２はＱ’のオフセッ
ト誤差、ΔφＲは直交復調器４の直交度誤差である。

【０１５７】（３７）、（３８）式からオフセット成分
を除去するために実施例３−１−（１）に説明した方法
を用いて誤差オフセットを検出し、受信ベースバンド信
号に対してオフセット補償を行なうと（３７）、（３
８）式からオフセットの項を削除できる。オフセット項
を削除した後、式（３７）、（３８）に誤差成分を打ち
消すための係数を付加すると、以下のように表わすこと
ができる。

【０１５８】Ｉ’＝ｋｉ−ｋ１・Ｉ（３９）Ｑ’＝ｋｑ・ＱｃｏｓΔφＲ−ｋｑ・ＩｓｉｎΔφＲ−ｋ２・Ｑ−ｋ３・Ｉ（４０）（３９）式において、Ｉ’の誤差成分（Ｉ’−Ｉ）が０
になるようにｋ１を変化させることにより、Ｉ’の誤差
を消去できる。また、（４０）式において、Ｑ＝０時に
Ｑ’の誤差成分（Ｑ’−Ｑ）が０になるようにｋ３を変
化させ、Ｉ＝０時にＱ’の誤差成分が０になるように変
化させることにより、Ｑ’の誤差を消去することができ
る。

【０１５９】前述の方法は、実施例３−１−（２）と同
じ理由により歪補償動作と本操作時に行えないため歪補
償動作と本操作を時分割で行なう必要がある。よって本
操作と歪補償動作を時分割で行なうことにより、運用時
に直交変調器が誤差が変化した場合にも歪補償特性の劣
化を改善するすことが可能となる。

【０１６０】図１５は本発明の第９の実施の形態例の動
作を示すフローチャートである。先ず、カウンタ値Ｘを
設定する（Ｓ１）。この値は、歪補償動作及び受信オフ
セット補償動作の期間を決定するカウンタ値である。次
に、歪補償テーブルを更新し、適応をとり、オフセット
除去を行なう（Ｓ２）。次に、Ｘ＝Ｘ−１を演算する
（Ｓ３）。カウンタはダウンカウントを行なうダウンカ
ウンタである。

【０１６１】次に、Ｘ＝０になったかどうかチェックす
る（Ｓ４）。Ｘ≠０の場合には、ステップＳ１に戻る。
Ｘ＝０になった場合には、今度は誤差オフセットが０で
あるかどうかチェックする（Ｓ５）。誤差オフセットが
０でない場合には、ステップＳ１に戻る。誤差オフセッ
トが０の場合には、カウンタ値Ｙを設定する（Ｓ６）。
このカウンタ値Ｙは、直交変調器等の送信ゲイン偏差、
送信直交度誤差補償の期間を決定するものである。

【０１６２】カウンタ値Ｙを設定したら、ｋ１を変更、
設定する（Ｓ８）。次に、Ｉ＝０になったかどうかチェ
ックする（Ｓ８）。Ｉ＝０の場合には、ｋ２を変更、設
定して（Ｓ９）、ステップＳ６に戻る。Ｉ＝０でない場
合には、今度はＱ＝０であるかどうかチェックする（Ｓ
１０）。Ｑ＝０の場合には、ｋ３を変更、設定して（Ｓ
１１）、ステップＳ６に戻る。

【０１６３】Ｑ＝０でない場合には、Ｙ＝Ｙ−１とし
（Ｓ１２）、次にＹ＝０であるかどうかチェックする
（Ｓ１３）。Ｙ＝０の場合にはステップＳ６に戻り、Ｙ
＝０でない場合にはステップＳ１に戻る。

【０１６４】前述の誤差が一定範囲内にある場合には、
本操作に用いる時間を短縮し歪補償に当てる時間を長く
することで歪補償テーブルの収束を早めることが可能と
なる。また、前述の誤差をＲＯＭ等のメモリに記憶して
おくか、若しくは実施例１、実施例２を使用して受信系
の誤差を予め検出し、補償することにより本動作の収束
を早め、且つ歪補償処理に使用する時間を運用開始直後
は多くすることは、妨害波を出さない点から重要であ
る。

【０１６５】３−（４）歪補償テーブルをｎ個持つ場合
１図１を用いて説明する。歪補償の動作については実施例
１と同じである。歪補償用テーブルをｎ個持つことで、
オフセット誤差等の影響による劣化を低減できる例とし
て、ｎ＝４の場合を例にとって説明する。複素平面上の
点を（Ｉ，Ｑ）と表した場合、（１，０），（０，
１），（−１，０），（０，−１）のそれぞれの点から
±２２．５゜の範囲を１つのテーブルとし、その点を通
過する場合にその対応するテーブルを使用し更新する場
合も同様に行なう。

【０１６６】図１６はＩ，Ｑ平面を示す図である。それ
ぞれのテーブルを図に示すようにｈｐ１〜ｈｐ４とす
る。ｈｐテーブルは、原点からの距離の誤差Δｈと、本
来のポイントからかの位相誤差Δｐより構成される。リ
ニアライザは、帰還されてきたＩ，Ｑの誤差が最小にな
る値をΔｈ，Δｐに書き込む動作を行なっている。

【０１６７】オフセット誤差のある場合、このテーブル
にはその誤差に応じたデータが入力される。テーブルを
１つしか持っていない場合には、Δｈ，Δｐは通過ポイ
ントにより大きく変動するため、歪補償用テーブルの変
化が大きくなるため、歪補償特性が劣化する。しかしな
がら、テーブルを４個使用する場合、１つの歪補償用テ
ーブルの変化を小さく抑えることができるため歪補償特
性の劣化をテーブルが１つの時と比べて小さく抑えるこ
とが可能となる。

【０１６８】また、ゲイン偏差等が存在する場合も、同
様の理由により歪補償特性の劣化を低減することができ
る。しかしながら、本方式は歪補償テーブルを複数持っ
ているため、歪補償テーブルの収束時間が１つの場合と
比べ、ｎ倍長くなる欠点がある。この欠点は、運用開始
直後にはｎ＝１の処理（角度による分割をなくす）を行
ない、ｎ個のテーブル全てに同じ歪補償値Δｈ，Δｐに
書き込み、ある条件を満たした後、ｎ個に分割すること
で回避可能である。

【０１６９】この実施の形態例によれば、歪補償用のテ
ーブルをｎ個持ち、角度で使い分けることにより、直交
復調器の誤差による歪補償特性劣化を改善することがで
きる。

【０１７０】また、歪補償動作開始直後はｎ＝１の場合
と同等に歪補償テーブルの更新を行ない、一定時間経過
後、それぞれ対応するテーブルを更新することにより、
歪補償テーブルの収束時間を短縮することができる。

【０１７１】３−（５）歪補償テーブルをｎ個持つ場合
２例として、ｎ＝４の場合を示す。複素平面上の点を
（Ｉ，Ｑ）と表した場合、（１，０），（０，１），
（−１，０），（０，−１）のそれぞれの点から±２
２．５゜の範囲を１つのテーブルとし、第１象限の点を
通過する際にはｈｐ１，ｈｐ２テーブルに角度により重
み付けしたものを使用し、テーブルを更新する際も使用
時と逆の重み付けをして更新する。以上のようにするこ
とで、テーブル切り換え時の不連続を防ぐことができ、
ＤＳＰの処理は増えるが、前述の３−（３）の場合と比
べ、オフセット誤差等による影響を更に低減可能とな
る。この方式も、実施の形態例３−（３）と同じ問題が
あるが、実施の形態例３−（３）と同様な方法で回避可
能である。

【０１７２】この実施の形態例によれば、歪補償用テー
ブルの参照時に、角度による重み付け若しくは補間公式
で補間し、更新時には参照時と逆の操作を行なうことに
より、直交変復調器の誤差による歪補償特性劣化を改善
することができる。

【０１７３】（実施例４内部ループ、外部ループ切り
換え時の歪補償特性劣化の低減）４−（１）アナログの直交復調器を用いる場合図１７は本発明の他の実施の形態例を示すブロック図で
ある。図１と同一のものは、同一の符号を付して示す。
コンスタレーションの軸回転は、基準搬送波の遅延量に
より変更可能となるので、この実施の形態例では、遅延
量を変更する位相器１８、及び制御／演算部１より送出
される制御データをアナログ電圧に変換するＤ／Ａ変換
器１５が追加されている。更に、内部ループ、外部ルー
プを切り換えるためのスイッチ１６，１７も併せて追加
されている。このように構成された回路の動作を説明す
れば、以下の通りである。

【０１７４】本回路は、各種誤差を検出補償する際のテ
スト信号を内部ループ（直交変調器３→スイッチ１６→
スイッチ１７→直交復調器４）で折り返し、運用時には
外部ループ（直交変調器３→スイッチ１６→方向性結合
器９→スイッチ１７→直交復調器４）へ切り換えるもの
である。これにより、テスト信号送出時の不要輻射を防
ぐことができ、またテスト信号が電力増幅器８を通過し
ないので、該電力増幅器８の非線形誤差の影響を排除す
ることができる。

【０１７５】しかしながら、本方式を使用する場合、直
交変調器等の誤差が完全に補償されていないと、内部ル
ープと外部ループの遅延要素によりコンスタレーション
の軸回転量が異なるために内部ループで検出したパラメ
ータを適用すると歪補償特性が劣化する。この問題を解
決するため、軸回転量を補正する電圧可変位相器１８、
該電圧可変位相器１８をコントロールするデータをアナ
ログ電圧に変換するＤ／Ａ変換器１５が必要となる。

【０１７６】電圧可変位相器１８のコントロール信号は
以下のように決定される。直交変復調器等の誤差を検出
するための内部ループで直交変調器３の誤差を検出補償
した後、直交復調器４の誤差を検出補償し、更にその後
内部ループの軸回転量Δφｉを既存技術を使用して求
め、その後、外部ループに切り換え、プリアンブル等の
時間を利用し、外部ループの軸回転量Δφ0を求める。
各種パラメータ検出時及び軸回転量検出時の電圧可変位
相器１８の位相回転量は固定とする。

【０１７７】次に、内部ループ、外部ループの軸回転量
のずれΔφ0−Δｉを求め、制御／演算部１内部若しく
は外部に持っている電圧可変位相器１８の特性データを
基に電圧可変位相器１８に印加する電圧を求め、Ｄ／Ａ
変換器１５で電圧に変換し、電圧可変位相器１８の位相
を変化させることにより、内部ループ、外部ループに軸
回転量の差を打ち消すことが可能となる。

【０１７８】電圧可変位相器１８の特性データは、以下
の方法で自動取得可能である。Ｄ／Ａ変換器２より
（Ｉ，Ｑ）＝（１，０）を出力した後直交復調器４で復
調した場合の点が図１８の点にある時、位相回転量は０
゜である。ここで、電圧可変位相器１８のコントロール
電圧を制御／演算部１により変化させると、（１，０）
の点は円周上を移動する。また、点の回転量は既存技術
で検出可能なので、位相器の特性データを取得すること
が可能なことが分かる。従って、上記の操作を行なうこ
とにより、内部ループで求めた各種誤差パラメータが外
部ループに適応可能となるので、歪補償特性の劣化を防
ぐことが可能となる。

【０１７９】電圧可変位相器１８の挿入場所は、直交変
調器３と基準搬送波、直交変調器３とスイッチ１６、方
向性結合器９とスイッチ１７、スイッチ１７と直交復調
器４でも同様に適用することが可能である。また、予め
周波数での位相差のデータを内部に持っておき、周波数
情報をもらうことによりテスト信号を必要とせずに同様
に補正可能である。

【０１８０】この実施の形態例によれば、位相差を吸収
するための位相器を帰還ループ内に配置することによ
り、遅延量の誤差により発生する誤差パラメータ変化で
の歪補償特性劣化を改善することができる。

【０１８１】また、位相器に印加する電圧を決定するた
めに必要な位相器のデータを自動取得することにより、
位相器の操作性を向上させることができる。４−（２）復調器にディジタル受信器を用いる場合１図１９は本発明の他の実施の形態例を示すブロック図で
ある。図１４、図１７と同一のものは、同一の符号を付
して示す。この回路の歪補償動作は、実施例１、実施例
３の３−（１）と同様である。

【０１８２】復調器をディジタル受信器とした場合に
は、復調器の誤差が存在しないため、ＤＳＰ１１内部の
演算処理により、位相器が構成可能となるので、以下の
方法を用いることが可能となる。

【０１８３】不要輻射を防ぐ、又はテスト信号に非線形
誤差を含ませない目的で、直交復調器４の各種誤差を検
出補償するためのテスト信号を内部ループ（直交変調器
３→スイッチ１６→スイッチ１７→直交復調器４）を使
用し帰還をかける場合がある。この時、送信系の誤差が
テスト信号に含まれていると、実運用時に外部ループ
（直交変調器３→スイッチ１６→方向性結合器９→スイ
ッチ１７→直交復調器４）を使用すると、歪補償特性の
劣化を招く。

【０１８４】これは、内部ループと外部ループの遅延要
素によりコンスタレーションの軸回転が異なるためであ
る。そこで、内部ループを用いて各種パラメータの検出
をした後、内部ループの軸回転量Δφｉを既存技術を使
用して求め、その後、外部ループに切り換えプリアンブ
ル等の時間を利用し、外部ループの軸回転量Δφ0を求
める。

【０１８５】次に、内部ループ、外部ループの軸回転量
のずれΔφ0−Δφｉを求める。外部ループに切り換え
た際は、受信器内部でΔφ0−Δφｉ軸を回転させるこ
とにより、内部ループ、外部ループの遅延要素により発
生する軸回転量を補正することが可能となる。

【０１８６】この結果、実施例４−（１）に比べ、部品
点数が削減でき、且つ内部ループで求めた誤差パラメー
タを外部ループ時に適応可能となるので、内部ループで
検出した誤差を外部ループに使用する際に起こる歪補償
特性の劣化を改善することが可能となる。

【０１８７】また、予め周波数での位相差のデータを内
部に持っておき、周波数情報をもらうことにより、テス
ト信号を必要とせずに補正可能であり、外部に不要輻射
を出さないようにすることができる。

【０１８８】また、この実施の形態例によれば、プリア
ンブル期間を利用して外部ループの軸回転量を求めるこ
とができる。４−（３）復調器にディジタル受信器を用いる場合２不要輻射を防ぐ、又はテスト信号に非線形誤差を含ませ
ない目的で、直交復調器４の各種誤差を検出補償するた
めのテスト信号を内部ループ（直交変調器３→スイッチ
１６→スイッチ１７→直交復調器４）を使用し帰還をか
ける場合がある。この時の送信系の誤差がテスト信号に
含まれていると、実運用時に外部ループ（直交変調器３
→スイッチ１６→方向性結合器９→スイッチ１７→直交
復調器４）を使用すると、歪補償特性の劣化を招く。

【０１８９】これは内部ループと外部ループの遅延要素
によりコンスタレーションの軸回転が異なるためであ
る。そこで、内部ループを用いて各種パラメータの検出
の際に、先に内部ループの軸回転量Δφｉを既存技術を
用いて求め、テスト信号の軸回転量Δφｉを受信器内部
で補正したテスト信号の誤差パラメータを検出し、次に
内部ループの軸回転量のずれΔφ0を求める。

【０１９０】外部ループにおいて誤差補償を行なう場合
には、軸回転量Δφ0を受信器内部で補正することで、
誤差パラメータ検出時の軸回転量と同じになるため、内
部ループで検出したパラメータを利用可能となる。よっ
て、本操作を行なうことで、内部ループで求めた誤差パ
ラメータを外部ループ時に適応可能となるので、内部ル
ープで検出した誤差を外部ループに使用する際に起こる
歪補償特性の劣化を改善することが可能となる。

【０１９１】

【発明の効果】以上、説明したように、（１）第１の発明によれば、送出されるディジタル信号
と帰還信号の振幅、位相を比較して増幅器の歪みを演算
推定し、前記送出信号をプリディストーション処理して
歪補償するエンベロープ検出型リニアライザ方式を用い
た歪補償回路において、歪補償の劣化要因となる直交変
調器のゲイン偏差をベースバンドでＩ，Ｑ軸上の４点の
データを直交変調器で変調し、その出力レベルを直線検
波器で読み取り、演算処理して検出補償することによ
り、送信オフセットによる誤検出を低減して歪補償の劣
化を改善することができる。

【０１９２】（２）この場合において、前記直交変調器
の出力レベルの検出手段がＲＳＳＩである場合、ＲＳＳ
Ｉの増分を求めるテスト信号を追加し、演算処理するこ
とにより、送信オフセットによる誤検出を低減し、歪補
償の劣化を改善することができる。

【０１９３】（３）また、前記直交変調器のゲイン偏差
を検出補償する機能として摂動原理を用いることによ
り、送信オフセットによる誤検出を低減して歪補償の劣
化を改善することができる。

【０１９４】（４）また、前記直交変調器の出力レベル
の検出手段が非線形である場合、直交変調器のゲイン偏
差を検出補償する機能に摂動原理を用いることにより、
送信オフセットによる誤検出を低減して歪補償の劣化を
改善することができる。

【０１９５】（５）第２の発明は、送出されるディジ
タル信号と帰還信号の振幅、位相を比較して増幅器の歪
みを演算推定し、前記送出信号をプリディストーション
処理して歪補償するエンベロープ検出型リニアライザ方
式を用いたた歪補償回路において、歪補償の劣化要因と
なる直交変調器の直交度誤差を直交変調器のゲイン偏差
の検出補償を行なった後、ベースバンドでＩ，Ｑ軸と４
５゜の傾きをもつ４点のデータを直交変調器で変調し、
その出力レベルを直線検波器で読み取り、演算処理し検
出補償することにより、送信オフセットによる誤検出を
低減し、歪補償の劣化を改善することができる。

【０１９６】（６）この場合において、前記直交変調器
の直交度誤差を検出する際、アークｔａｎの計算をせず
に、読み取った信号の比を基に予め用意しておいたテー
ブルを参照することにより、計算時間の短縮が可能とな
る。

【０１９７】（７）また、前記直交変調器の出力レベル
の検出手段がＲＳＳＩである場合、ＲＳＳＩの増分を求
めるテスト信号を追加し演算処理することにより、送信
オフセットによる誤検出を低減して歪補償の劣化を改善
することができる。

【０１９８】（８）また、前記直交変調器の直交度誤差
を検出する際、アークｔａｎの計算をせずに、読み取っ
た信号の差分を基に予め用意しておいたテーブルを参照
することにより、計算時間を短縮することができる。

【０１９９】（９）また、前記直交変調器の直交度誤差
を検出する際、アークｔａｎの計算をせずに、読み取っ
た信号の差分を基に近似式を用いて計算することによ
り、計算時間を短縮することができる。

【０２００】（１０）また、前記直交変調器の直交度誤
差を検出補償する機能として摂動原理を用いることによ
り、送信オフセットによる影響を全く受けずに直交変換
器のゲイン偏差を検出補償することができる。

【０２０１】（１１）また、前記直交変調器の出力レベ
ルの検出手段が非線形である場合、直交変調器の直交度
誤差を検出補償する機能として摂動原理を用いることに
より、送信オフセットによる影響を全く受けずに直交変
調器の直交度誤差を検出補償することが可能になる。

【０２０２】（１２）第３の発明は、送出されるディ
ジタル信号と帰還信号の振幅、位相を比較して増幅器の
歪みを演算推定して前記送出信号をプリディストーショ
ン処理して歪補償するエンベロープ検出型リニアライザ
方式を用いた歪補償回路において、歪補償の劣化要因と
なる直交復調器の直交度誤差を送信系の誤差を検出補償
し且つ受信オフセット、ゲイン偏差を検出補償した後、
円コンスタレーションを出力し各象限の原点からの距離
の最大値、最小値を求め、その結果を基に直交変調器の
直交度誤差を検出することにより、送信オフセットによ
る誤検出を低減し、歪補償の劣化を改善することができ
る。

【０２０３】（１３）この場合において、前記直交変調
器の直交度誤差を検出する際、アークｔａｎの計算をせ
ずに、読み取った信号の比を基に予め用意しておいたテ
ーブルを参照することにより、計算時間を短縮すること
ができる。

【０２０４】（１４）第４の発明は、送出されるディ
ジタル信号と帰還信号の振幅、位相を比較して増幅器の
歪みを演算推定し、前記送出信号をプリディストーショ
ン処理して歪補償するエンベロープ検出型リニアライザ
方式を用いた歪補償回路において、直交復調器をＤＳＰ
で構成することにより、送信系の誤差を受信で検出する
ことができる。

【０２０５】（１５）この場合において、通信中でも誤
差データの最大値、最小値を求め、誤差オフセットを検
出することにより、送信オフセットを削減することがで
きる。

【０２０６】（１６）また、通信中に、歪補償テーブル
更新を時間で区切り、歪補償テーブル更新を行なわない
期間に帰還された信号を基に送信変調器のゲイン偏差及
び直交度誤差を検出し、送信変調器の誤差補償を行なう
ことにより、送信変調器の誤差補償が可能となる。

【０２０７】（１７）また、前記補償演算処理後の直交
変調器誤差が一定の範囲内にある場合、直交変調器誤差
検出、補償動作期間を短縮し、歪補償テーブル更新期間
を延長することにより、歪補償テーブルの収束時間を短
縮することができる。

【０２０８】（１８）また、補償開始前に直交変調器の
誤差パラメータを検出、補償するためのテスト信号を出
力してその結果を出発点として前記直交変調器の誤差検
出、補償を行なうことにより、誤差検出時間の短縮が可
能となる。

【０２０９】（１９）また、歪補償テーブル更新を行な
わない期間に帰還された信号を基に送信変調器のゲイン
偏差及び直交度誤差を検出する場合において、直交変調
器の誤差検出用テスト信号を省略することにより、誤差
検出用テスト信号を省略することが可能となる。

【０２１０】（２０）また、前記直交変調器の誤差パラ
メータを予め記憶手段に書き込んでおき、そのパラメー
タを出発点として直交変調器の誤差検出、補償を行なう
ことにより、誤差検出時間の短縮が可能となる。

【０２１１】（２１）第５の発明は、送出されるディ
ジタル信号と帰還信号の振幅、位相を比較して増幅器の
歪みを演算推定し、前記送出信号をプリディストーショ
ン処理して歪補償するエンベロープ検出型リニアライザ
を用いた歪補償回路において、直交変調器をＤＳＰで構
成し、歪補償テーブルの更新期間と直交変調器の誤差検
出期間を時分割することにより、通信中に直交復調器の
誤差の検出、補償することが可能となる。

【０２１２】（２２）この場合において、前記補償演算
処理後の直交復調器誤差が一定の範囲内にある場合、直
交復調器誤差検出、補償動作期間を短縮し、歪補償テー
ブル更新期間を延長することにより、歪補償テーブルの
収束時間を短縮することが可能となる。

【０２１３】（２３）また、前記補償開始前に直交復調
器の誤差パラメータを検出し、補償するためのテスト信
号を送出し、その結果を出発点として直交復調器の誤差
検出、補償を行なうことにより、誤差検出時間の短縮が
可能となる。

【０２１４】（２４）また、前記直交復調器の誤差検出
用テスト信号を省略することにより、直交復調器の誤
差検出用テスト信号を省略することができ、回路の簡素
化が図れる。

【０２１５】（２５）また、前記直交復調器の誤差パラ
メータを予め記憶手段に書き込んでおき、そのパラメー
タを出発点として直交復調器の誤差検出、補償を行なう
ことにより、誤差検出時間の短縮が可能となる。

【０２１６】（２６）第６の発明は、送出されるディ
ジタル信号と帰還信号の振幅、位相を比較して増幅器の
歪みを演算推定し、前記送出信号をプリディストーショ
ン処理して歪補償するエンベロープ検出型リニアライザ
方式を用いた歪補償回路において、歪み補償用の電力テ
ーブルをｎ個持ち、角度で使い分けることにより、直交
変復調器の誤差による歪補償特性劣化を改善することが
できる。

【０２１７】（２７）この場合において、前記歪補償用
の電力テーブルの参照時に、角度による重み付け若しく
は補間公式で補間し、更新時には参照と逆の操作を行な
うことにより、直交変復調器の誤差による歪補償特性劣
化を改善することができる。

【０２１８】（２８）また、前記歪補償動作開始直後は
ｎ＝１の場合と同等に歪補償テーブルの更新を行ない、
一定時間経過後、それぞれ対応するテーブルを更新する
ことにより、歪補償テーブルの収束時間を短縮すること
ができる。

【０２１９】（２９）第７の発明は、送出されるディ
ジタル信号と帰還信号の振幅、位相を比較して増幅器の
歪みを演算推定し、前記送出信号をプリディストーショ
ン処理して歪補償するエンベロープ検出型リニアライザ
方式を用いた歪補償回路において、直交変復調器の誤差
パラメータ検出の際と実運用時に異なるループを使用す
る場合、ループによる遅延量を検出し、その遅延量に応
じてローカル出力に挿入した電圧可変位相シフタの電圧
を変化させることにより、遅延量による誤差パラメータ
の変化による歪補償特性の劣化を改善することができ
る。

【０２２０】（３０）この場合において、前記位相差を
吸収する位相器を帰還ループ内に配置することにより、
遅延量の誤差により発生する誤差パラメータ変化での歪
補償特性劣化を改善することができる。

【０２２１】（３１）また、前記位相器に印加する電圧
を決定するために必要な位相器のデータを自動取得する
ことにより、位相器のデータを自動取得して、操作性を
向上させることができる。

【０２２２】（３２）第８の発明は、送出されるディ
ジタル信号と帰還信号の振幅、位相を比較して増幅器の
歪みを演算推定し、前記送出信号をプリディストーショ
ン処理して歪み補償するエンベロープ検出型リニアライ
ザ方式で且つ帰還信号の復調にディジタル受信器を使用
する歪補償回路において、直交変調器の誤差補償の不完
全性により発生する誤差を直交復調器の誤差として検出
補償する場合において、直交復調器の誤差パラメータ検
出ループの違いによる遅延量を検出し、その遅延量に応
じて一度復調器内部で前記遅延量を補正した後、誤差の
補償を行なうことにより、遅延量の違いによる誤差パラ
メータ変化での歪補償特性劣化を改善することができ
る。

【０２２３】（３３）第９の発明は、送出されるディ
ジタル信号と帰還信号の振幅、位相を比較して増幅器の
歪みを演算推定し、前記送出信号をプリディストーショ
ン処理して歪補償するエンベロープ検出型リニアライザ
方式で且つ帰還信号の復調にディジタル受信器を使用す
る歪補償回路において、直交変調器の誤差補償の不完全
性により発生する誤差を直交復調器の誤差として検出補
償する場合に、直交復調器の誤差パラメータ検出ループ
の遅延量を測定した後、誤差検出用のテスト信号を送出
し、受信したテスト信号に軸回転補償を行なった後の誤
差パラメータを検出し、実運用状態での軸回転量を検出
し、実運用状態では受信データに新たに求めた軸回転量
を基に軸回転補償を行なった後、先に求めた誤差パラメ
ータを適用することにより、遅延量の違いによる誤差パ
ラメータ変化での歪補償特性劣化を改善することができ
る。

【０２２４】（３４）この場合において、前記実運用時
のループの遅延検出期間は時分割多重方式の自己割り当
てスロットに前置されるプリアンブル期間内であること
により、プリアンブル期間を利用して、外部ループの軸
回転量を求めることができる。

【０２２５】（３５）また、周波数に対応した位相差の
テーブルを持ち、周波数データをＣＰＵから貰い、その
データに対応する位相差をテーブルから求めることによ
り、外部に不要輻射を出さないようにすることができ
る。

【０２２６】このように、本発明によれば、各種誤差を
補正することができる歪補償回路提供することができ
る。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の原理ブロック図である。

【図２】４点の位置関係を示す図である。

【図３】４点の他の位置関係を示す図である。

【図４】本発明の第１の実施の形態例の動作を示すフロ
ーチャートである。

【図５】本発明の第２の実施の形態例の動作を示すフロ
ーチャートである。

【図６】本発明の第３の実施の形態例の動作を示すフロ
ーチャートである。

【図７】本発明の第４の実施の形態例の動作を示すフロ
ーチャートである。

【図８】本発明の第５の実施の形態例の動作を示すフロ
ーチャートである。

【図９】本発明の第６の実施の形態例の動作を示すフロ
ーチャートである。

【図１０】本発明の第７の実施の形態例の動作を示すフ
ローチャートである。

【図１１】本発明の他の実施の形態例を示すブロック図
である。

【図１２】誤差の説明図である。

【図１３】本発明の第８の実施の形態例の動作を示すフ
ローチャートである。

【図１４】本発明の他の実施の形態例を示すブロック図
である。

【図１５】本発明の第９の実施の形態例の動作を示すフ
ローチャートである。

【図１６】Ｉ，Ｑ平面を示す図である。

【図１７】本発明の他の実施の形態例を示すブロック図
である。

【図１８】Ｉ，Ｑ平面を示す図である。

【図１９】本発明の他の実施の形態例を示すブロック図
である。

【図２０】原点ずれコンスタレーションの説明図であ
る。

【図２１】ゲインずれコンスタレーションの説明図であ
る。

【図２２】ゲイン偏差説明図である。

【図２３】コンスタレーションの説明図である。

【符号の説明】

１制御／演算部２Ｄ／Ａ変換器３直交変調器４直交復調器５Ａ／Ｄ変換器６検波器７Ａ／Ｄ変換器８電力増幅器９方向性結合器１０空中線

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】送出されるディジタル信号と帰還信号の
振幅、位相を比較して増幅器の歪みを演算推定し、前記
送出信号をプリディストーション処理して歪補償するエ
ンベロープ検出型リニアライザ方式を用いた歪補償回路
において、歪補償の劣化要因となる直交変調器のゲイン偏差をベー
スバンドでＩ，Ｑ軸上の４点のデータを直交変調器で変
調し、その出力レベルを直線検波器で読み取り、演算処
理して検出補償することを特徴とする歪補償回路。
【請求項２】前記直交変調器の出力レベルの検出手段
がＲＳＳＩである場合、ＲＳＳＩの増分を求めるテスト
信号を追加し、演算処理することを特徴とする請求項１
記載の歪補償回路。
【請求項３】前記直交変調器のゲイン偏差を検出補償
する機能として摂動原理を用いることを特徴とする請求
項１又は２の何れかに記載の歪補償回路。
【請求項４】前記直交変調器の出力レベルの検出手段
が非線形である場合、直交変調器のゲイン偏差を検出補
償する機能に摂動原理を用いることを特徴とする請求項
１記載の歪補償回路。
【請求項５】送出されるディジタル信号と帰還信号の
振幅、位相を比較して増幅器の歪みを演算推定し、前記
送出信号をプリディストーション処理して歪補償するエ
ンベロープ検出型リニアライザ方式を用いたた歪補償回
路において、歪補償の劣化要因となる直交変調器の直交度誤差を直交
変調器のゲイン偏差の検出補償を行なった後、ベースバ
ンドでＩ，Ｑ軸と４５゜の傾きをもつ４点のデータを直
交変調器で変調し、その出力レベルを直線検波器で読み
取り、演算処理し検出補償することを特徴とする歪補償
回路。
【請求項６】前記直交変調器の直交度誤差を検出する
際、アークｔａｎの計算をせずに、読み取った信号の比
を基に予め用意しておいたテーブルを参照することを特
徴とする請求項５記載の歪補償回路。
【請求項７】前記直交変調器の出力レベルの検出手段
がＲＳＳＩである場合、ＲＳＳＩの増分を求めるテスト
信号を追加し演算処理することを特徴とする請求項５記
載の歪補償回路。
【請求項８】前記直交変調器の直交度誤差を検出する
際、アークｔａｎの計算をせずに、読み取った信号の差
分を基に予め用意しておいたテーブルを参照することを
特徴とする請求項７記載の歪補償回路。
【請求項９】前記直交変調器の直交度誤差を検出する
際、アークｔａｎの計算をせずに、読み取った信号の差
分を基に近似式を用いて計算することを特徴とする請求
項５又は７の何れかに記載の歪補償回路。
【請求項１０】前記直交変調器の直交度誤差を検出補
償する機能として摂動原理を用いることを特徴とする請
求項５又は７の何れかに記載の歪補償回路。
【請求項１１】前記直交変調器の出力レベルの検出手
段が非線形である場合、直交変調器の直交度誤差を検出
補償する機能として摂動原理を用いることを特徴とする
請求項５記載の歪補償回路。
【請求項１２】送出されるディジタル信号と帰還信号
の振幅、位相を比較して増幅器の歪みを演算推定して前
記送出信号をプリディストーション処理して歪補償する
エンベロープ検出型リニアライザ方式を用いた歪補償回
路において、歪補償の劣化要因となる直交復調器の直交度誤差を送信
系の誤差を検出補償し且つ受信オフセット、ゲイン偏差
を検出補償した後、円コンスタレーションを出力し各象
限の原点からの距離の最大値、最小値を求め、その結果
を基に直交変調器の直交度誤差を検出することを特徴と
する歪補償回路。
【請求項１３】前記直交変調器の直交度誤差を検出す
る際、アークｔａｎの計算をせずに、読み取った信号の
比を基に予め用意しておいたテーブルを参照することを
特徴とする請求項１２記載の歪補償回路。
【請求項１４】送出されるディジタル信号と帰還信号
の振幅、位相を比較して増幅器の歪みを演算推定し、前
記送出信号をプリディストーション処理して歪補償する
エンベロープ検出型リニアライザ方式を用いた歪補償回
路において、直交復調器をＤＳＰで構成することを特徴とする歪補償
回路。
【請求項１５】通信中でも誤差データの最大値、最小
値を求め、誤差オフセットを検出することを特徴とする
請求項１４記載の歪補償回路。
【請求項１６】通信中に、歪補償テーブル更新を時間
で区切り、歪補償テーブル更新を行なわない期間に帰還
された信号を基に送信変調器のゲイン偏差及び直交度誤
差を検出し、送信変調器の誤差補償を行なうことを特徴
とする請求項１５記載の歪補償回路。
【請求項１７】前記補償演算処理後の直交変調器誤差
が一定の範囲内にある場合、直交変調器誤差検出、補償
動作期間を短縮し、歪補償テーブル更新期間を延長する
ことを特徴とする請求項１６記載の歪補償回路。
【請求項１８】補償開始前に直交変調器の誤差パラメ
ータを検出、補償するためのテスト信号を出力してその
結果を出発点として前記直交変調器の誤差検出、補償を
行なうことを特徴とする請求項１６記載の歪補償回路。
【請求項１９】歪補償テーブル更新を行なわない期間
に帰還された信号を基に送信変調器のゲイン偏差及び直
交度誤差を検出する場合において、直交変調器の誤差検
出用テスト信号を省略することを特徴とする請求項１６
に記載の歪補償回路。
【請求項２０】前記直交変調器の誤差パラメータを予
め記憶手段に書き込んでおき、そのパラメータを出発点
として直交変調器の誤差検出、補償を行なうことを特徴
とする請求項１６又は１９の何れかに記載の歪補償回
路。
【請求項２１】送出されるディジタル信号と帰還信号
の振幅、位相を比較して増幅器の歪みを演算推定し、前
記送出信号をプリディストーション処理して歪補償する
エンベロープ検出型リニアライザを用いた歪補償回路に
おいて、直交変調器をＤＳＰで構成し、歪補償テーブルの更新期
間と直交変調器の誤差検出期間を時分割することを特徴
とする歪補償回路。
【請求項２２】前記補償演算処理後の直交復調器誤差
が一定の範囲内にある場合、直交復調器誤差検出、補償
動作期間を短縮し、歪補償テーブル更新期間を延長する
ことを特徴とする請求項２１記載の歪補償回路。
【請求項２３】前記補償開始前に直交復調器の誤差パ
ラメータを検出し、補償するためのテスト信号を送出
し、その結果を出発点として直交復調器の誤差検出、補
償を行なうことを特徴とする請求項２１記載の歪補償回
路。
【請求項２４】前記直交復調器の誤差検出用テスト信
号を省略することを特徴とする請求項２１記載の歪補償
回路。
【請求項２５】前記直交復調器の誤差パラメータを予
め記憶手段に書き込んでおき、そのパラメータを出発点
として直交復調器の誤差検出、補償を行なうことを特徴
とする請求項２１又は２４の何れかに記載の歪補償回
路。
【請求項２６】送出されるディジタル信号と帰還信号
の振幅、位相を比較して増幅器の歪みを演算推定し、前
記送出信号をプリディストーション処理して歪補償する
エンベロープ検出型リニアライザ方式を用いた歪補償回
路において、歪み補償用の電力テーブルをｎ個持ち、角度で使い分け
ることを特徴とする歪補償回路。
【請求項２７】前記歪補償用の電力テーブルの参照時
に、角度による重み付け若しくは補間公式で補間し、更
新時には参照と逆の操作を行なうことを特徴とする請求
項２６記載の歪補償回路。
【請求項２８】前記歪補償動作開始直後はｎ＝１の場
合と同等に歪補償テーブルの更新を行ない、一定時間経
過後、それぞれ対応するテーブルを更新することを特徴
とする特徴とする請求項２６又は２７の何れかに記載の
歪補償回路。
【請求項２９】送出されるディジタル信号と帰還信号
の振幅、位相を比較して増幅器の歪みを演算推定し、前
記送出信号をプリディストーション処理して歪補償する
エンベロープ検出型リニアライザ方式を用いた歪補償回
路において、直交変復調器の誤差パラメータ検出の際と実運用時に異
なるループを使用する場合、ループによる遅延量を検出
し、その遅延量に応じてローカル出力に挿入した電圧可
変位相シフタの電圧を変化させることを特徴とする歪補
償回路。
【請求項３０】前記位相差を吸収する位相器を帰還ル
ープ内に配置することを特徴とする請求項２９記載の歪
補償回路。
【請求項３１】前記位相器に印加する電圧を決定する
ために必要な位相器のデータを自動取得することを特徴
とする請求項２９又は３０の何れかに記載の歪補償回
路。
【請求項３２】送出されるディジタル信号と帰還信号
の振幅、位相を比較して増幅器の歪みを演算推定し、前
記送出信号をプリディストーション処理して歪み補償す
るエンベロープ検出型リニアライザ方式で且つ帰還信号
の復調にディジタル受信器を使用する歪補償回路におい
て、直交変調器の誤差補償の不完全性により発生する誤差を
直交復調器の誤差として検出補償する場合において、直
交復調器の誤差パラメータ検出ループの違いによる遅延
量を検出し、その遅延量に応じて一度復調器内部で前記
遅延量を補正した後、誤差の補償を行なうことを特徴と
する歪補償回路。
【請求項３３】送出されるディジタル信号と帰還信号
の振幅、位相を比較して増幅器の歪みを演算推定し、前
記送出信号をプリディストーション処理して歪補償する
エンベロープ検出型リニアライザ方式で且つ帰還信号の
復調にディジタル受信器を使用する歪補償回路におい
て、直交変調器の誤差補償の不完全性により発生する誤差を
直交復調器の誤差として検出補償する場合に、直交復調
器の誤差パラメータ検出ループの遅延量を測定した後、
誤差検出用のテスト信号を送出し、受信したテスト信号
に軸回転補償を行なった後の誤差パラメータを検出し、
実運用状態での軸回転量を検出し、実運用状態では受信
データに新たに求めた軸回転量を基に軸回転補償を行な
った後、先に求めた誤差パラメータを適用することを特
徴とする歪補償回路。
【請求項３４】前記実運用時のループの遅延検出期間
は時分割多重方式の自己割り当てスロットに前置される
プリアンブル期間内であることを特徴とする請求項２９
又は３２の何れかに記載の歪補償回路。
【請求項３５】周波数に対応した位相差のテーブルを
持ち、周波数データをＣＰＵから貰い、そのデータに対
応する位相差をテーブルから求めることを特徴とする請
求項２９又は３２又は３３の何れかに記載の歪補償回
路。