JPH0983417A - 無線機 - Google Patents
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- JPH0983417A JPH0983417A JP7241760A JP24176095A JPH0983417A JP H0983417 A JPH0983417 A JP H0983417A JP 7241760 A JP7241760 A JP 7241760A JP 24176095 A JP24176095 A JP 24176095A JP H0983417 A JPH0983417 A JP H0983417A
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- delay
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 送信増幅器の非線形補償回路を有する無線機
において、送信増幅器からの帰還信号の遅延量を遅延検
出回路により検出し、遅延補正器により帰還信号の遅延
を補正後に送信信号と比較し歪補正値を得ることによ
り、比較および歪補正値演算回路においての送信信号の
演算処理時間を短縮し、ハードウェア量の低減を図る。 【解決手段】 帰還信号の遅延補正を変調入力信号側で
行わず、帰還信号側で行うように構成すると共に、デー
タ信号の送信に先立ち帯域制限を施したプリアンブル信
号を送信し、そのプリアンブル信号と帰還信号とを比較
して歪補正値を求める。
において、送信増幅器からの帰還信号の遅延量を遅延検
出回路により検出し、遅延補正器により帰還信号の遅延
を補正後に送信信号と比較し歪補正値を得ることによ
り、比較および歪補正値演算回路においての送信信号の
演算処理時間を短縮し、ハードウェア量の低減を図る。 【解決手段】 帰還信号の遅延補正を変調入力信号側で
行わず、帰還信号側で行うように構成すると共に、デー
タ信号の送信に先立ち帯域制限を施したプリアンブル信
号を送信し、そのプリアンブル信号と帰還信号とを比較
して歪補正値を求める。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は送信増幅器の非線形
歪を、あらかじめ変調入力信号を歪ませて入力すること
で補償し、かつ補償量を復調出力と変調入力信号とを比
較することにより求めるプレディストータ方式の送信増
幅器補償回路の改良に関するものである。
歪を、あらかじめ変調入力信号を歪ませて入力すること
で補償し、かつ補償量を復調出力と変調入力信号とを比
較することにより求めるプレディストータ方式の送信増
幅器補償回路の改良に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】一般に、移動通信用のディジタル無線機
において、ＱＰＳＫや多値ＱＡＭのような線形変調を用
いる場合、送信増幅器の非線形歪により受信誤り率が劣
化し、また送信スペクトルが広がり隣接チャネルに雑音
電力として妨害を与えるので、送信増幅器の線形補償が
必要となる。従来の無線機の送信部においては、この対
策として、送信増幅器の出力段で歪を打ち消すように送
信増幅器入力を予め歪ませておく、いわゆるプレディス
トータ方式による補償方式がよく用いられる。その場
合、例えば、「Linear Amplification Technique for D
igital MobileCommunications」 CH2379-1/89/0000/015
9 1989 IEEE PP.159 に記載されているのように、送信
部に復調回路を設けるか、若しくは受信部を利用して送
信増幅器の出力の一部を復調した帰還信号と変調入力信
号とを比較し、その比較値から歪補正量を求めて補償す
る閉ループ制御がよく用いられる。
において、ＱＰＳＫや多値ＱＡＭのような線形変調を用
いる場合、送信増幅器の非線形歪により受信誤り率が劣
化し、また送信スペクトルが広がり隣接チャネルに雑音
電力として妨害を与えるので、送信増幅器の線形補償が
必要となる。従来の無線機の送信部においては、この対
策として、送信増幅器の出力段で歪を打ち消すように送
信増幅器入力を予め歪ませておく、いわゆるプレディス
トータ方式による補償方式がよく用いられる。その場
合、例えば、「Linear Amplification Technique for D
igital MobileCommunications」 CH2379-1/89/0000/015
9 1989 IEEE PP.159 に記載されているのように、送信
部に復調回路を設けるか、若しくは受信部を利用して送
信増幅器の出力の一部を復調した帰還信号と変調入力信
号とを比較し、その比較値から歪補正量を求めて補償す
る閉ループ制御がよく用いられる。
【０００３】従来技術の一例を図２を用いて説明する。
送信部では、変調信号は入力端子１より入力され、乗算
器（加算器）２で歪補正値をかけ合わされた後、Ｄ／Ａ
変換器３でアナログ信号に変換される。次に、変調器４
で変調を行い、送信増幅器５で増幅を行った後、分波器
６を介しアンテナ７より出力される。送信被変調波信号
の一部は、減衰器８で所定の減衰を行った後、スイッチ
９を介して受信部に戻る。受信部に戻された信号は、復
調器１０で復調され、Ａ／Ｄ変換器１１によりディジタ
ル信号に変換される。このディジタル信号に変換された
復調信号は、一旦、プリアンブル信号受信用メモリ１６
に記憶される。ここで、プリアンブル信号受信用メモリ
１６に入力される復調信号は、変調入力信号に対し、送
信増幅器などの回路により遅延及び歪が生じている。し
たがって、変調入力信号と復調信号（帰還信号）とを正
しく比較するために、遅延検出回路１７により両信号間
の遅延量を算出する。
送信部では、変調信号は入力端子１より入力され、乗算
器（加算器）２で歪補正値をかけ合わされた後、Ｄ／Ａ
変換器３でアナログ信号に変換される。次に、変調器４
で変調を行い、送信増幅器５で増幅を行った後、分波器
６を介しアンテナ７より出力される。送信被変調波信号
の一部は、減衰器８で所定の減衰を行った後、スイッチ
９を介して受信部に戻る。受信部に戻された信号は、復
調器１０で復調され、Ａ／Ｄ変換器１１によりディジタ
ル信号に変換される。このディジタル信号に変換された
復調信号は、一旦、プリアンブル信号受信用メモリ１６
に記憶される。ここで、プリアンブル信号受信用メモリ
１６に入力される復調信号は、変調入力信号に対し、送
信増幅器などの回路により遅延及び歪が生じている。し
たがって、変調入力信号と復調信号（帰還信号）とを正
しく比較するために、遅延検出回路１７により両信号間
の遅延量を算出する。
【０００４】次に、送信する変調入力信号に対し、遅延
補正器１５により遅延検出回路１７で算出した遅延量だ
け補正を行い、プリアンブル信号受信用メモリ１６に取
り込んだ帰還信号とのタイミングを合わせる。さらに、
比較および歪補正値演算回路１２では、遅延補正器１５
でタイミングを合わせた変調信号とプリアンブル信号受
信用メモリ１６に記憶された帰還信号とを比較して、そ
れより歪補正値を算出する。また、送信データの振幅値
に対応したアドレスをメモリアドレス算出回路１４で求
め、歪補正値記憶メモリ１３に比較および歪補正値演算
回路１２で算出した歪補正値を書き込む。次の送信デー
タには、上記算出歪補正値を歪補正値記憶メモリ１３か
ら出力し、乗算器２で送信信号と乗算し送出することに
より送信データを送信増幅器の出力段での歪がないよう
に補正を行う。送信増幅器の送信出力の線形性が必要十
分であるためには、歪補正値記憶メモリ１３の歪補正値
データが適切な値になるよう事前に以上の操作を行うと
共に、それらを入力信号の全ての量子化レベル値に対し
て行う必要がある。特に、工場出荷時等、歪補正値記憶
メモリ１３の初期値が０からスタートするような場合、
出荷前に以上の操作を数フレーム繰り返して行って収束
させる必要がある。
補正器１５により遅延検出回路１７で算出した遅延量だ
け補正を行い、プリアンブル信号受信用メモリ１６に取
り込んだ帰還信号とのタイミングを合わせる。さらに、
比較および歪補正値演算回路１２では、遅延補正器１５
でタイミングを合わせた変調信号とプリアンブル信号受
信用メモリ１６に記憶された帰還信号とを比較して、そ
れより歪補正値を算出する。また、送信データの振幅値
に対応したアドレスをメモリアドレス算出回路１４で求
め、歪補正値記憶メモリ１３に比較および歪補正値演算
回路１２で算出した歪補正値を書き込む。次の送信デー
タには、上記算出歪補正値を歪補正値記憶メモリ１３か
ら出力し、乗算器２で送信信号と乗算し送出することに
より送信データを送信増幅器の出力段での歪がないよう
に補正を行う。送信増幅器の送信出力の線形性が必要十
分であるためには、歪補正値記憶メモリ１３の歪補正値
データが適切な値になるよう事前に以上の操作を行うと
共に、それらを入力信号の全ての量子化レベル値に対し
て行う必要がある。特に、工場出荷時等、歪補正値記憶
メモリ１３の初期値が０からスタートするような場合、
出荷前に以上の操作を数フレーム繰り返して行って収束
させる必要がある。
【０００５】ところで、送信信号１と歪補正値記憶メモ
リ１３の出力との乗算を行う乗算器２は、加算器が用い
られることもある。加算器を用いる場合は、歪補正値記
憶メモリ１３のアドレスが複素平面となるので同メモリ
の必要容量は大幅に増加するため、メモリ容量が少なく
てすむ乗算方式が選ばれることが多い。
リ１３の出力との乗算を行う乗算器２は、加算器が用い
られることもある。加算器を用いる場合は、歪補正値記
憶メモリ１３のアドレスが複素平面となるので同メモリ
の必要容量は大幅に増加するため、メモリ容量が少なく
てすむ乗算方式が選ばれることが多い。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】以上に述べた無線機電
力増幅器の線形補償方式の第一の問題点は、送信信号と
帰還信号との比較および歪補正値演算回路１２での演算
量の増加の問題である。従来の方法では、遅延している
復調信号とそれに対応させて遅延させた送信信号とを歪
補正値演算回路１２により両信号を比較する必要があ
る。送信信号は、この演算回路１２において、式（１）
に示す計算方法により歪補正更新値を求めることができ
るが、この際、遅延した複素送信信号ｖの逆数即ち１／
ｖの計算をしなければならない。ディジタルの演算素子
は、加算、乗算の演算は高速に処理することができる
が、除算の演算に関しては処理にかなり時間がかかる。
さらに回路のドリフトなどを考慮すれば、毎フレーム
(図４参照)毎に逆数を求める必要があるので、それに要
する演算量、演算時間の増加に対し問題が生じてくる。
力増幅器の線形補償方式の第一の問題点は、送信信号と
帰還信号との比較および歪補正値演算回路１２での演算
量の増加の問題である。従来の方法では、遅延している
復調信号とそれに対応させて遅延させた送信信号とを歪
補正値演算回路１２により両信号を比較する必要があ
る。送信信号は、この演算回路１２において、式（１）
に示す計算方法により歪補正更新値を求めることができ
るが、この際、遅延した複素送信信号ｖの逆数即ち１／
ｖの計算をしなければならない。ディジタルの演算素子
は、加算、乗算の演算は高速に処理することができる
が、除算の演算に関しては処理にかなり時間がかかる。
さらに回路のドリフトなどを考慮すれば、毎フレーム
(図４参照)毎に逆数を求める必要があるので、それに要
する演算量、演算時間の増加に対し問題が生じてくる。
【０００７】 Ｆn+1＝Ｆn−α｛（ω／ｖ）−ｋ｝ ・・・（１） ここで、ω：復調信号、ｖ：遅延補正を行った送信信
号、α：ステップサイズパラメータ、ｋ：線形送信増幅
器の利得、Ｆn+1：歪補正値更新値、Ｆn：歪補正値 （上記ω，ｖ，ｋ，Ｆn+1，Ｆnは複素信号） また、演算量の低減のため、上記１／ｖの値をＲＯＭテ
ーブル化することもできるが、その場合のＲＯＭの必要
メモリ量は、例えば送信信号の量子化ビット数を１０ビ
ットとすると約１メガワードと大容量となり、解決にな
らない。
号、α：ステップサイズパラメータ、ｋ：線形送信増幅
器の利得、Ｆn+1：歪補正値更新値、Ｆn：歪補正値 （上記ω，ｖ，ｋ，Ｆn+1，Ｆnは複素信号） また、演算量の低減のため、上記１／ｖの値をＲＯＭテ
ーブル化することもできるが、その場合のＲＯＭの必要
メモリ量は、例えば送信信号の量子化ビット数を１０ビ
ットとすると約１メガワードと大容量となり、解決にな
らない。
【０００８】第二の問題点は、帰還回路の復調器１０の
帯域幅についての問題である。送信増幅器５において、
送信信号帯域内の歪のみならず、隣接漏洩電力をも含め
て十分に抑圧するためには、増幅器の高次高調波の歪迄
を含めて帰還させる必要があり、帰還回路の通過帯域幅
は、少なくとも信号帯域幅ｆのＮ倍（Ｎは、抑圧すべき
高調波の次数）必要となる。ところが、受信部における
帯域幅ｆRは、一般に信号帯域幅ｆより若干広い程度に
制限されているので、帰還回路として受信系とは別に広
帯域の復調器などを用意する必要があり、その分ハード
ウェアの量が増加する点が問題となる。
帯域幅についての問題である。送信増幅器５において、
送信信号帯域内の歪のみならず、隣接漏洩電力をも含め
て十分に抑圧するためには、増幅器の高次高調波の歪迄
を含めて帰還させる必要があり、帰還回路の通過帯域幅
は、少なくとも信号帯域幅ｆのＮ倍（Ｎは、抑圧すべき
高調波の次数）必要となる。ところが、受信部における
帯域幅ｆRは、一般に信号帯域幅ｆより若干広い程度に
制限されているので、帰還回路として受信系とは別に広
帯域の復調器などを用意する必要があり、その分ハード
ウェアの量が増加する点が問題となる。
【０００９】また第三の問題点は、帰還信号の遅延量を
検出するための遅延検出回路１７に関する問題である。
送信信号に対する帰還信号の遅延量が正確に検出されな
ければ、歪補正に誤差が生ずることは、前述の文献など
でも指摘されている。この遅延量は、送信増幅器５の出
力から比較回路１２までの遅延量であるが、実際には送
信増幅器のＡＭ−ＰＭ変換による等価的な遅延量が含ま
れており、それを分離できないため遅延差の補正に誤差
が生ずる点も問題である。
検出するための遅延検出回路１７に関する問題である。
送信信号に対する帰還信号の遅延量が正確に検出されな
ければ、歪補正に誤差が生ずることは、前述の文献など
でも指摘されている。この遅延量は、送信増幅器５の出
力から比較回路１２までの遅延量であるが、実際には送
信増幅器のＡＭ−ＰＭ変換による等価的な遅延量が含ま
れており、それを分離できないため遅延差の補正に誤差
が生ずる点も問題である。
【００１０】
【課題を解決するための手段】本発明は、上記の第一の
問題を解決するために、従来のように帰還信号の遅延補
正を送信信号側で行う代りに、帰還信号側で行うように
構成し、さらに既知の送信信号を用いることにより歪補
正値算出時における除算を小容量のＲＯＭなどに置き換
え、演算量および演算時間を大幅に低減できるようにし
たものである。これは（１）式において、ｖ＝｜ｖ｜ｅ
ｘｐ（φ）とおいたとき、 （ω／ｖ）＝（ω・ｅｘｐ（−φ））＊（１／｜ｖ｜） ・・・（２） とし、遅延補正後の帰還信号（ω・ｅｘｐ（−φ））
に、帰還回路の遅延を含まない送信信号の振幅の逆数値
（１／｜ｖ｜）を乗ずることに相当し、１／｜ｖ｜の値
は送信信号の振幅値に対して予め求めておくことができ
るので、ω／ｖの演算量が大幅に低減することができる
ことを意味する。このように、送信信号側で遅延補正を
行わず、受信信号側で遅延補正を行わせるようにしたこ
とにより、遅延補正を行う際に、従来、フレーム毎に異
なっていた送信信号は毎フレーム同じ値となる。
問題を解決するために、従来のように帰還信号の遅延補
正を送信信号側で行う代りに、帰還信号側で行うように
構成し、さらに既知の送信信号を用いることにより歪補
正値算出時における除算を小容量のＲＯＭなどに置き換
え、演算量および演算時間を大幅に低減できるようにし
たものである。これは（１）式において、ｖ＝｜ｖ｜ｅ
ｘｐ（φ）とおいたとき、 （ω／ｖ）＝（ω・ｅｘｐ（−φ））＊（１／｜ｖ｜） ・・・（２） とし、遅延補正後の帰還信号（ω・ｅｘｐ（−φ））
に、帰還回路の遅延を含まない送信信号の振幅の逆数値
（１／｜ｖ｜）を乗ずることに相当し、１／｜ｖ｜の値
は送信信号の振幅値に対して予め求めておくことができ
るので、ω／ｖの演算量が大幅に低減することができる
ことを意味する。このように、送信信号側で遅延補正を
行わず、受信信号側で遅延補正を行わせるようにしたこ
とにより、遅延補正を行う際に、従来、フレーム毎に異
なっていた送信信号は毎フレーム同じ値となる。
【００１１】また、予め逆数を求めてＲＯＭテーブル化
しておけるので、歪補正値を求めるための演算は加減乗
算のみで可能となり、従来の除算を用いる方式に比べ大
幅に演算量を削減することが可能となる。また、既知の
送信信号(プリアンブル信号)を用いて歪補正値を求める
場合は、歪補正値が歯抜けになるため、補間演算処理は
追加されるが、逆数の演算回路としては、さらに削減す
ることが可能である。上記本発明の構成における必要Ｒ
ＯＭ容量は、プリアンブルを用いない場合でも、前述の
ように送信信号の量子化ビット数を１０ビットとした場
合、約１ｋワードとなり、前述の従来技術と比べて、約
１／１０００に縮小される。
しておけるので、歪補正値を求めるための演算は加減乗
算のみで可能となり、従来の除算を用いる方式に比べ大
幅に演算量を削減することが可能となる。また、既知の
送信信号(プリアンブル信号)を用いて歪補正値を求める
場合は、歪補正値が歯抜けになるため、補間演算処理は
追加されるが、逆数の演算回路としては、さらに削減す
ることが可能である。上記本発明の構成における必要Ｒ
ＯＭ容量は、プリアンブルを用いない場合でも、前述の
ように送信信号の量子化ビット数を１０ビットとした場
合、約１ｋワードとなり、前述の従来技術と比べて、約
１／１０００に縮小される。
【００１２】第二の問題点を解決するために採った手段
は、送信増幅器５の歪補正を、帯域幅が信号帯域幅の１
／Ｎ（Ｎは補償を必要とする高次高調波の次数）に帯域
制限したプリアンブル信号を用いて行う点である。一般
に、送信増幅器の出力は、次の（３）式で近似される。
は、送信増幅器５の歪補正を、帯域幅が信号帯域幅の１
／Ｎ（Ｎは補償を必要とする高次高調波の次数）に帯域
制限したプリアンブル信号を用いて行う点である。一般
に、送信増幅器の出力は、次の（３）式で近似される。
【００１３】 そして、送信増幅器の非線形歪の補償は、上記（３）式
において、入力信号ｖの関数である係数ｋi を求めて打
ち消すことと考えることができる。ところが、文献BSTJ
Vol.62,No.4,April 1983 PP.1019 等で示唆されている
ように、送信増幅器の特性は、入力信号の振幅のみの関
数とほぼみなせることが知られている。従って、補償す
べき係数ｋi は、入力信号ｖの持つスペクトラムに関係
なく決められることになり、少なくとも信号帯域幅の１
／Ｎのスペクトラムをもつプリアンブル信号を用いれ
ば、帰還回路の帯域幅が信号帯域幅にほぼ近い帯域幅で
係数ｋi を補償するために必要なＮ次までの歪情報が得
られることになる。
において、入力信号ｖの関数である係数ｋi を求めて打
ち消すことと考えることができる。ところが、文献BSTJ
Vol.62,No.4,April 1983 PP.1019 等で示唆されている
ように、送信増幅器の特性は、入力信号の振幅のみの関
数とほぼみなせることが知られている。従って、補償す
べき係数ｋi は、入力信号ｖの持つスペクトラムに関係
なく決められることになり、少なくとも信号帯域幅の１
／Ｎのスペクトラムをもつプリアンブル信号を用いれ
ば、帰還回路の帯域幅が信号帯域幅にほぼ近い帯域幅で
係数ｋi を補償するために必要なＮ次までの歪情報が得
られることになる。
【００１４】従って、上記手段をとることにより、帰還
回路の復調器１０として受信系の復調部を兼用させるこ
とができ、それとは別の広帯域の復調回路を設ける必要
がないので、無線機のハードウェア量を大幅に低減する
ことが可能となる。また、以上の条件を満たすプリアン
ブル信号は、図３に示す例のように、２乗正弦波等によ
り容易に実現できる。
回路の復調器１０として受信系の復調部を兼用させるこ
とができ、それとは別の広帯域の復調回路を設ける必要
がないので、無線機のハードウェア量を大幅に低減する
ことが可能となる。また、以上の条件を満たすプリアン
ブル信号は、図３に示す例のように、２乗正弦波等によ
り容易に実現できる。
【００１５】第三の問題点を解決するために採った手段
は、図５に示す例のように、ゼロクロス点を有するプリ
アンブル信号を用いることである。送信増幅器の出力歪
は入力信号レベルの関数であり、入力信号がゼロのとき
には歪を生じない。従ってゼロクロス点を有するプリア
ンブル信号による送信増幅器からの帰還信号を検出する
ことにより、送信増幅器の歪による等価的な遅延量を除
去した帰還回路のみの遅延量を検出することができる。
は、図５に示す例のように、ゼロクロス点を有するプリ
アンブル信号を用いることである。送信増幅器の出力歪
は入力信号レベルの関数であり、入力信号がゼロのとき
には歪を生じない。従ってゼロクロス点を有するプリア
ンブル信号による送信増幅器からの帰還信号を検出する
ことにより、送信増幅器の歪による等価的な遅延量を除
去した帰還回路のみの遅延量を検出することができる。
【００１６】従って、上記手段をとることにより、精度
の高い帰還回路の遅延量の検出が可能になり、送信増幅
器の歪補正の精度を改善することができる。またゼロ点
の検出方法も２値処理などにより容易に実現できるの
で、遅延検出回路１７の構成も簡素化されるといったメ
リットもある。また、ゼロクロス点を有するプリアンブ
ル信号も、例えば図５に示すように、符号が反転する２
つの２乗正弦波を時間をずらして重ねる等の方法によ
り、容易に構成することが可能である。
の高い帰還回路の遅延量の検出が可能になり、送信増幅
器の歪補正の精度を改善することができる。またゼロ点
の検出方法も２値処理などにより容易に実現できるの
で、遅延検出回路１７の構成も簡素化されるといったメ
リットもある。また、ゼロクロス点を有するプリアンブ
ル信号も、例えば図５に示すように、符号が反転する２
つの２乗正弦波を時間をずらして重ねる等の方法によ
り、容易に構成することが可能である。
【００１７】
【発明の実施の形態】以下、この発明の一実施例を図
１、図３、図４、図５を参照して説明する。本実施例で
は、歪補正用送信信号として、各フレーム毎に送信デー
タ信号に先だって、例えば、図３に示すような振幅変化
を有するプリアンブル信号を送信する場合について説明
する。
１、図３、図４、図５を参照して説明する。本実施例で
は、歪補正用送信信号として、各フレーム毎に送信デー
タ信号に先だって、例えば、図３に示すような振幅変化
を有するプリアンブル信号を送信する場合について説明
する。
【００１８】送信部において、１／Ｎ（Ｎは補償すべき
高調波の次数）に帯域制限されたプリアンブル信号は、
入力端子１より入力され、乗算器２で歪補正値をかけ合
わされた後、Ｄ／Ａ変換器３でアナログ信号に変換され
る。また、変調器４で所定の変調処理が施され、送信増
幅器５で所定電力まで増幅された後、分波器６を介して
アンテナ７より出力される。この送信被変調波信号の一
部は、減衰器８で所定電力に減衰された後、スイッチ９
を介して受信部に戻る。次に、受信部に戻された信号
は、復調器１０で復調され、Ａ／Ｄ変換器１１によりデ
ィジタル信号に変換される。ディジタル信号に変換され
た復調信号は、一旦、プリアンブル信号受信用メモリ１
６に記憶される。このプリアンブル信号受信用メモリ１
６に入力される復調信号は、送信側の変調入力信号に対
し、送信増幅器などの回路による遅延及び歪が生じてい
るため、補正を行う必要が有る。
高調波の次数）に帯域制限されたプリアンブル信号は、
入力端子１より入力され、乗算器２で歪補正値をかけ合
わされた後、Ｄ／Ａ変換器３でアナログ信号に変換され
る。また、変調器４で所定の変調処理が施され、送信増
幅器５で所定電力まで増幅された後、分波器６を介して
アンテナ７より出力される。この送信被変調波信号の一
部は、減衰器８で所定電力に減衰された後、スイッチ９
を介して受信部に戻る。次に、受信部に戻された信号
は、復調器１０で復調され、Ａ／Ｄ変換器１１によりデ
ィジタル信号に変換される。ディジタル信号に変換され
た復調信号は、一旦、プリアンブル信号受信用メモリ１
６に記憶される。このプリアンブル信号受信用メモリ１
６に入力される復調信号は、送信側の変調入力信号に対
し、送信増幅器などの回路による遅延及び歪が生じてい
るため、補正を行う必要が有る。
【００１９】この遅延及び歪を補正するための演算処理
は、図４で示すように、自局の送信の空き時間を利用し
て行う。また、上記復調信号の遅延を補正するために、
プリアンブル信号受信用メモリ１６に記憶したプリアン
ブル帰還信号を、遅延量を初期設定した遅延補正器１９
を通して出力し、その出力信号と、変調入力信号を固定
遅延器１８を介して所定時間遅延させた信号とを遅延検
出回路１７で比較し、その誤差信号を求めて、遅延補正
器１９の遅延補正量を決定する。
は、図４で示すように、自局の送信の空き時間を利用し
て行う。また、上記復調信号の遅延を補正するために、
プリアンブル信号受信用メモリ１６に記憶したプリアン
ブル帰還信号を、遅延量を初期設定した遅延補正器１９
を通して出力し、その出力信号と、変調入力信号を固定
遅延器１８を介して所定時間遅延させた信号とを遅延検
出回路１７で比較し、その誤差信号を求めて、遅延補正
器１９の遅延補正量を決定する。
【００２０】遅延量を補正した遅延補正器１９を用い
て、再度プリアンブル帰還信号での出力値を求め、比較
および歪補正値演算回路１２で送信信号との遅延差を補
正した復調プリアンブル信号に対する歪補正値歪量を算
出する。さらに、送信データの振幅値に対応したアドレ
スをメモリアドレス算出回路１４で求め、歪補正値記憶
メモリ１３に歪補正値を書き込む。そして、次のフレー
ムにおいて、送信データ信号が入力端子１から入力され
ると、送信データの振幅幅に対応した歪補正値が歪補正
値記憶メモリ１３より出力され、乗算器２で送信データ
信号と乗算されることにより、送信増幅器５の非線形歪
を打ち消す補正が施される。このようにして、送信増幅
器５の出力以降、無線機のアンテナ７から送信される送
信信号において、非線形歪を除去するように補正するこ
とができる。
て、再度プリアンブル帰還信号での出力値を求め、比較
および歪補正値演算回路１２で送信信号との遅延差を補
正した復調プリアンブル信号に対する歪補正値歪量を算
出する。さらに、送信データの振幅値に対応したアドレ
スをメモリアドレス算出回路１４で求め、歪補正値記憶
メモリ１３に歪補正値を書き込む。そして、次のフレー
ムにおいて、送信データ信号が入力端子１から入力され
ると、送信データの振幅幅に対応した歪補正値が歪補正
値記憶メモリ１３より出力され、乗算器２で送信データ
信号と乗算されることにより、送信増幅器５の非線形歪
を打ち消す補正が施される。このようにして、送信増幅
器５の出力以降、無線機のアンテナ７から送信される送
信信号において、非線形歪を除去するように補正するこ
とができる。
【００２１】
【発明の効果】本発明によれば、プレディストータ方式
の非線形補償回路を有する無線機において、歪補正値の
算出において必要であった除算を乗算で置き換えること
が可能となり、歪補正値の演算量や演算時間を大幅に短
縮することができる。また、プリアンブル信号への工夫
により、帰還回路の所要帯域幅を信号帯域幅と同等にす
ることができること、帰還回路の遅延量の検出の精度向
上および検出回路の簡素化をはかることができ、無線機
のハードウェアの低減を図ることができる。
の非線形補償回路を有する無線機において、歪補正値の
算出において必要であった除算を乗算で置き換えること
が可能となり、歪補正値の演算量や演算時間を大幅に短
縮することができる。また、プリアンブル信号への工夫
により、帰還回路の所要帯域幅を信号帯域幅と同等にす
ることができること、帰還回路の遅延量の検出の精度向
上および検出回路の簡素化をはかることができ、無線機
のハードウェアの低減を図ることができる。
【図１】本発明の一実施例を示すブロック図。
【図２】従来の無線機の構成を示すブロック図。
【図３】送信プリアンブル信号の一例を示す波形図。
【図４】ＴＤＭＡ方式の送信スロットの一例を示す図。
【図５】送信プリアンブル信号の他の例を示す波形図。
１…入力端子、 ２…乗算器（加算
器）、３…Ｄ／Ａ変換器、 ４…変調
器、５…送信増幅器、 ６…分波器、
７…アンテナ、 ８…減衰器、９…
スイッチ、 １０…復調器、１１…
Ａ／Ｄ変換器、 １２…比較および歪補正
値演算回路、１３…歪補正値記憶メモリ、 １４
…メモリアドレス算出回路、１５，１９…遅延補正器、
１６…プリアンブル信号受信用メモリ、１７
…遅延検出回路、 １８…固定遅延器。
器）、３…Ｄ／Ａ変換器、 ４…変調
器、５…送信増幅器、 ６…分波器、
７…アンテナ、 ８…減衰器、９…
スイッチ、 １０…復調器、１１…
Ａ／Ｄ変換器、 １２…比較および歪補正
値演算回路、１３…歪補正値記憶メモリ、 １４
…メモリアドレス算出回路、１５，１９…遅延補正器、
１６…プリアンブル信号受信用メモリ、１７
…遅延検出回路、 １８…固定遅延器。
Claims (4)
- 【請求項１】 送信増幅器の非線形歪を該送信増幅器へ
入力する変調入力信号を予め歪ませることにより補償
し、かつ送信増幅器の出力と変調入力信号とを比較する
ことにより補償すべき歪量を算出する構成の非線形補償
回路を有する無線機において、 無線機の受信部と独立に有するか又は受信部と兼用する
ことによる送信増幅器の送信出力の一部を帰還するため
の帰還回路と、該帰還回路の出力と送信信号とをそれぞ
れ蓄積するメモリと、該蓄積された帰還回路の出力信号
と送信信号を比較するための比較回路と、比較回路の誤
差出力から歪補正値を算出するための歪補正値算出回路
と、歪補正値を記憶するためのメモリと、該メモリのア
ドレス値を送信信号から求めるためのアドレス回路と、
上記メモリの出力を上記変調入力信号と乗算するための
演算回路と、帰還回路の復調信号と送信信号の遅延差を
検出するための遅延検出回路と、遅延検出回路からの制
御信号により該遅延差を補正するための遅延補正回路と
を備え、かつ該遅延補正回路を上記帰還回路の出力を蓄
積するメモリと上記比較回路との間に設けることを特徴
とする無線機。 - 【請求項２】 請求項１に記載の無線機において、歪補
正値の算出に既知のプリアンブル信号を用いることを特
徴とする無線機。 - 【請求項３】 請求項２に記載の無線機において、プリ
アンブル信号として無線機の受信部の通過帯域幅ｆR に
対し補償を必要とする送信増幅器の特性の高次高調波の
次数Ｎを除算したｆR ／Ｎの帯域幅のスペクトラムを有
するプリアンブル信号を用いることを特徴とする無線
機。 - 【請求項４】 請求項３に記載の無線機において、プリ
アンブル信号としてゼロクロス点を有するプリアンブル
信号を用いることを特徴とする無線機。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP7241760A JPH0983417A (ja) | 1995-09-20 | 1995-09-20 | 無線機 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP7241760A JPH0983417A (ja) | 1995-09-20 | 1995-09-20 | 無線機 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0983417A true JPH0983417A (ja) | 1997-03-28 |
Family
ID=17079127
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP7241760A Pending JPH0983417A (ja) | 1995-09-20 | 1995-09-20 | 無線機 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0983417A (ja) |
Cited By (9)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2000074232A1 (fr) * | 1999-05-28 | 2000-12-07 | Fujitsu Limited | Amplificateur de compensation de distorsion du type predistorsion |
| KR100327863B1 (ko) * | 2000-01-27 | 2002-03-09 | 최명렬 | 디지털신호처리 연산을 이용한 알에프 대역 무선통신송신단의 출력 안정화, 극대화 및 비선형왜곡 보상 방법및 알에프 모듈 |
| JP2003527021A (ja) * | 2000-03-16 | 2003-09-09 | ローデ ウント シュワルツ ゲゼルシャフト ミット ベシュレンクテル ハフツング ウント コンパニー コマンディット ゲゼルシャフト | ｎポート回路網のパラメータを決定する方法 |
| WO2003092155A1 (fr) * | 2002-04-26 | 2003-11-06 | Fujitsu Limited | Amplificateur a compensation de distorsion suivant un procede de predistorsion numerique |
| JP2004112151A (ja) * | 2002-09-17 | 2004-04-08 | Hitachi Kokusai Electric Inc | 歪み補償方法及び送信機 |
| US6864745B2 (en) | 2001-04-18 | 2005-03-08 | Fujitsu Limited | Distortion compensation device |
| JP2007019703A (ja) * | 2005-07-06 | 2007-01-25 | Mitsubishi Electric Corp | 送受信装置 |
| JP2009194435A (ja) * | 2008-02-12 | 2009-08-27 | Hitachi Kokusai Electric Inc | 送信機 |
| JP2018538722A (ja) * | 2015-11-06 | 2018-12-27 | クアルコム，インコーポレイテッド | 非線形性推定のためのプリアンブル |
-
1995
- 1995-09-20 JP JP7241760A patent/JPH0983417A/ja active Pending
Cited By (10)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2000074232A1 (fr) * | 1999-05-28 | 2000-12-07 | Fujitsu Limited | Amplificateur de compensation de distorsion du type predistorsion |
| US6577192B2 (en) | 1999-05-28 | 2003-06-10 | Fujitsu Limited | Predistortion-type distortion compensation amplifying apparatus |
| KR100327863B1 (ko) * | 2000-01-27 | 2002-03-09 | 최명렬 | 디지털신호처리 연산을 이용한 알에프 대역 무선통신송신단의 출력 안정화, 극대화 및 비선형왜곡 보상 방법및 알에프 모듈 |
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| JP2018538722A (ja) * | 2015-11-06 | 2018-12-27 | クアルコム，インコーポレイテッド | 非線形性推定のためのプリアンブル |
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