JP2003527021A - nポート回路網のパラメータを決定する方法 - Google Patents
nポート回路網のパラメータを決定する方法Info
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- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03F—AMPLIFIERS
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Abstract
(57)【要約】
本発明は、nゲート回路網、特に増幅器(8)のパラメータ、特にその特性を決定するための方法に関する。これらのパラメータは、各種振幅の入力信号シーケンスの印加及び付加的な測定並びに出力信号シーケンスの測定を行い、出力信号シーケンスが入力信号シーケンスに対して有する相対的なスキューを考慮することによって決定される。スキューは、出力信号シーケンスを入力信号シーケンスに相関させることによって決定される。
Description
【0001】
本発明は、nポート回路網のパラメータを決定する方法に関し、詳細に述べれ
ば、高周波電力増幅器の線形特性ならびに非線形特性を決定する方法に関する。
ば、高周波電力増幅器の線形特性ならびに非線形特性を決定する方法に関する。
【0002】
請求項1のプリアンブルに詳細に示した方法、即ち、nポート回路網のパラメ
ータ、特に増幅器の特性を、振幅を変化させた少なくとも1つの変調済み入力信
号トレインx1(t)を印加し、少なくとも1つの出力信号トレインx2(t+τ
)を測定し、一方で前記入力信号トレインx1(t)に関して前記出力信号トレ
インx2(t+τ)が有する時間的変位τを斟酌することによって決定する方法
が、DE198 13 703A1から周知となっている。高周波増幅器の場合
において、特にCDMA信号等の広帯域信号の送信に関しては、利得特性と位相
応答特性が満たさなければならない特別な要件が存在するが、能動素子によって
容易にそれを満たすことができない。これらの特性を線形化する1つの可能性の
ある方法は、増幅器の入力信号に予備ひずみ、即ち、その増幅器内において信号
が受けることになるひずみの逆のひずみを印加する方法である。この種の予備ひ
ずみの適用を可能にするためには、その増幅器の特性及び予備ひずみに求められ
る逆特性を決定する必要がある。しかしながら、本発明による方法は、2ポート
回路網と考えることができる高周波増幅器の特性の決定に適しているだけでなく
、一般に、例えば、3ポート回路網と考えることができるミキサのような、nポ
ート回路網のパラメータの決定にも適している。
ータ、特に増幅器の特性を、振幅を変化させた少なくとも1つの変調済み入力信
号トレインx1(t)を印加し、少なくとも1つの出力信号トレインx2(t+τ
)を測定し、一方で前記入力信号トレインx1(t)に関して前記出力信号トレ
インx2(t+τ)が有する時間的変位τを斟酌することによって決定する方法
が、DE198 13 703A1から周知となっている。高周波増幅器の場合
において、特にCDMA信号等の広帯域信号の送信に関しては、利得特性と位相
応答特性が満たさなければならない特別な要件が存在するが、能動素子によって
容易にそれを満たすことができない。これらの特性を線形化する1つの可能性の
ある方法は、増幅器の入力信号に予備ひずみ、即ち、その増幅器内において信号
が受けることになるひずみの逆のひずみを印加する方法である。この種の予備ひ
ずみの適用を可能にするためには、その増幅器の特性及び予備ひずみに求められ
る逆特性を決定する必要がある。しかしながら、本発明による方法は、2ポート
回路網と考えることができる高周波増幅器の特性の決定に適しているだけでなく
、一般に、例えば、3ポート回路網と考えることができるミキサのような、nポ
ート回路網のパラメータの決定にも適している。
【0003】
DE198 137 03A1は、更に、非線形電力増幅器の特性を決定する
方法及び電力増幅器の上流に挿入された予備ひずみを自動的に同調させるための
方法を開示している。この公開文献から明らかになる方法においては、増幅器に
対する入力信号が、同期復調器によって包絡線及び基準搬送波に分割されるとい
うことである。基準搬送波は、電力増幅器の出力に備えられる同期復調器に供給
され、基準搬送波を用いた、出力信号の同相成分及び直交成分への位相コヒーレ
ントな復調の実行を可能にする。この場合には、適切なインジケータ又はディス
プレイ手段が備えられて、振幅特性及び位相特性を観察することができる。同時
に、この方法に従って獲得された特性曲線がディジタル信号プロセッサに供給さ
れ、それによって可能な限り線形な振幅特性及び可能な限り一定の位相特性が生
成されるように予備ひずみのレギュレーションが行われる。しかしながら、増幅
器に対する入力信号及びその出力信号が互いに相関されていることが、増幅器の
動作中に実行されるこの方法の必要条件となる。動作状態ではなく、例えば、1
チャンネル測定デバイスを用いるテスト装置上において、DE198 137
03A1に記述されている複雑かつ高価な同期復調器を伴わずに増幅器の測定を
行おうとした場合には、増幅器の入力信号と出力信号の間における異なるトリガ
時間に起因して、即ち、例えば厳密に定義された時間的な相関が存在しないこと
に起因して測定上の問題を生じる。
方法及び電力増幅器の上流に挿入された予備ひずみを自動的に同調させるための
方法を開示している。この公開文献から明らかになる方法においては、増幅器に
対する入力信号が、同期復調器によって包絡線及び基準搬送波に分割されるとい
うことである。基準搬送波は、電力増幅器の出力に備えられる同期復調器に供給
され、基準搬送波を用いた、出力信号の同相成分及び直交成分への位相コヒーレ
ントな復調の実行を可能にする。この場合には、適切なインジケータ又はディス
プレイ手段が備えられて、振幅特性及び位相特性を観察することができる。同時
に、この方法に従って獲得された特性曲線がディジタル信号プロセッサに供給さ
れ、それによって可能な限り線形な振幅特性及び可能な限り一定の位相特性が生
成されるように予備ひずみのレギュレーションが行われる。しかしながら、増幅
器に対する入力信号及びその出力信号が互いに相関されていることが、増幅器の
動作中に実行されるこの方法の必要条件となる。動作状態ではなく、例えば、1
チャンネル測定デバイスを用いるテスト装置上において、DE198 137
03A1に記述されている複雑かつ高価な同期復調器を伴わずに増幅器の測定を
行おうとした場合には、増幅器の入力信号と出力信号の間における異なるトリガ
時間に起因して、即ち、例えば厳密に定義された時間的な相関が存在しないこと
に起因して測定上の問題を生じる。
【0004】
従って、本発明は、出力信号トレインの測定が入力信号トレインのタイミング
を参照することなく実行可能な、特に基準搬送波を生成するための複雑且つ高価
な同期復調器を必要とせずにそれが可能な、nポート回路網のパラメータを決定
する方法を示すことを目的とする。
を参照することなく実行可能な、特に基準搬送波を生成するための複雑且つ高価
な同期復調器を必要とせずにそれが可能な、nポート回路網のパラメータを決定
する方法を示すことを目的とする。
【0005】
この目的は、請求項1の特徴、即ち、時間的変位τが、前記出力信号トレイン
x2(t+τ)と前記入力信号トレインx1(t)の相互相関を行うことによって
求められることを一般的な特徴と組み合わせることによって達成される。
x2(t+τ)と前記入力信号トレインx1(t)の相互相関を行うことによって
求められることを一般的な特徴と組み合わせることによって達成される。
【0006】
本発明が基礎とする発見は、出力信号と入力信号の間において欠如している参
照は、出力信号と入力信号の相互相関によって生成可能であるというものである
。nポート回路網の入力信号及び出力信号は、例えば、1チャンネル測定デバイ
スを使用した、互いのタイミングの参照を全く伴うことのない独立した一連の測
定によってプロットすることが可能であり、本発明による相互相関による欠如し
たタイミングの参照の生成は、評価段階まで行われない。従来技術において必要
とされる、入力信号及び出力信号の同時測定並びに入力信号から獲得された基準
搬送波を用いた出力信号の同期復調が必要なく、従って、測定プロセスを極めて
シンプルにすることが可能になる。
照は、出力信号と入力信号の相互相関によって生成可能であるというものである
。nポート回路網の入力信号及び出力信号は、例えば、1チャンネル測定デバイ
スを使用した、互いのタイミングの参照を全く伴うことのない独立した一連の測
定によってプロットすることが可能であり、本発明による相互相関による欠如し
たタイミングの参照の生成は、評価段階まで行われない。従来技術において必要
とされる、入力信号及び出力信号の同時測定並びに入力信号から獲得された基準
搬送波を用いた出力信号の同期復調が必要なく、従って、測定プロセスを極めて
シンプルにすることが可能になる。
【0007】
従属請求項は、本発明による方法の有利な改良に関する。
【0008】
入力信号と出力信号の間における時間的な変位を決定するための相互相関は、
好ましくは時間ドメインにおけるコンボリューションによるのではなく、周波数
ドメインにおける乗算によって実行される。このため、入力信号のフーリエ変換
及び出力信号のフーリエ変換が決定され、入力信号のフーリエ変換に出力信号の
共役複素数が乗じられるか、或いは、出力信号に入力信号の共役複素数が乗じら
れて、いわゆるタイミング項が獲得される。このタイミング項は、時間的な変位
ではなく、周波数のみに依存する量的成分並びに周波数及び求めている時間的変
位に依存する位相成分を包含する。時間的変位は、回帰によってこの位相成分か
ら求めることが可能になる。その後、求められた時間的変位によって出力信号を
時間的にシフトし、入力信号と出力信号の間における相関を得ることができる。
これは、出力信号がフーリエ逆変換を受ける前に周波数ドメイン内において行う
こともできる。
好ましくは時間ドメインにおけるコンボリューションによるのではなく、周波数
ドメインにおける乗算によって実行される。このため、入力信号のフーリエ変換
及び出力信号のフーリエ変換が決定され、入力信号のフーリエ変換に出力信号の
共役複素数が乗じられるか、或いは、出力信号に入力信号の共役複素数が乗じら
れて、いわゆるタイミング項が獲得される。このタイミング項は、時間的な変位
ではなく、周波数のみに依存する量的成分並びに周波数及び求めている時間的変
位に依存する位相成分を包含する。時間的変位は、回帰によってこの位相成分か
ら求めることが可能になる。その後、求められた時間的変位によって出力信号を
時間的にシフトし、入力信号と出力信号の間における相関を得ることができる。
これは、出力信号がフーリエ逆変換を受ける前に周波数ドメイン内において行う
こともできる。
【0009】
この方法から求められた時間的変位を考慮することによって、例えば、AM/
AM特性を決定すること、言い換えると増幅器の出力電力を入力電力の関数とし
て決定すること及びPM/AM特性を決定すること、言い換えると出力信号と入
力信号の間における位相差を入力電力の関数として決定することが可能になる。
対応する予備ひずみ特性は、それぞれの理想的な特性に関して、つまりAM/A
M特性については一定勾配の直線に関して、PM/AM特性についてはx軸に関
してミラー・イメージングを行うことによって獲得することができる。
AM特性を決定すること、言い換えると増幅器の出力電力を入力電力の関数とし
て決定すること及びPM/AM特性を決定すること、言い換えると出力信号と入
力信号の間における位相差を入力電力の関数として決定することが可能になる。
対応する予備ひずみ特性は、それぞれの理想的な特性に関して、つまりAM/A
M特性については一定勾配の直線に関して、PM/AM特性についてはx軸に関
してミラー・イメージングを行うことによって獲得することができる。
【0010】
以下、図面を参照して本発明の実施態様を詳細に説明する。
【0011】
図1は、実際の高周波増幅器のレベル誤差及び位相誤差を示している。ここで
用いているレベル誤差という用語は、入力電力の関数として与えられる、理想的
な増幅器に期待される出力電力からの、実際の増幅器によって与えられる出力電
力の偏差を表す特性を言う。位相誤差もまた、言い換えると出力信号の位相から
の入力信号の位相の偏差も決してゼロではなく、また少なくとも一定になるもの
でもない。従って、満足のいくような増幅器の動作を可能にするためには、予備
ひずみが必要になる。このため、いわゆるAM/AM特性及びAM/PM特性を
決定しなければならない。このAM/AM特性が意味するところは、入力の振幅
又は電力の関数としての、出力の振幅又は電力である。また、AM/PM特性が
意味するところは、入力の振幅又は電力の関数としての、出力信号の位相と入力
信号の位相の間における差である。
用いているレベル誤差という用語は、入力電力の関数として与えられる、理想的
な増幅器に期待される出力電力からの、実際の増幅器によって与えられる出力電
力の偏差を表す特性を言う。位相誤差もまた、言い換えると出力信号の位相から
の入力信号の位相の偏差も決してゼロではなく、また少なくとも一定になるもの
でもない。従って、満足のいくような増幅器の動作を可能にするためには、予備
ひずみが必要になる。このため、いわゆるAM/AM特性及びAM/PM特性を
決定しなければならない。このAM/AM特性が意味するところは、入力の振幅
又は電力の関数としての、出力の振幅又は電力である。また、AM/PM特性が
意味するところは、入力の振幅又は電力の関数としての、出力信号の位相と入力
信号の位相の間における差である。
【0012】
図2は、これらの特性を決定するための測定装置を示している。IQ変調ジェ
ネレータ3は、コントローリング・コンピュータ4による変調データの供給を受
け、アナログI/Qベースバンド信号を生成する。この信号が、ベクトル信号ジ
ェネレータ5に供給され、それが変調データの関数として広帯域高周波信号を生
成する。つまり、従来の回路網分析とは対照的に、例えば、IS95標準に対す
るCDMA信号のように、信号の使用目的を反映する実際的な入力信号によって
増幅器がドライブされる。この広帯域高周波信号は、可変減衰器6及び第1のス
イッチ7を介して測定対象となっているnポート回路網に供給されるが、これに
示した実施態様においては、それが高周波増幅器8になっている。測定対象とな
っているnポート回路網、即ち、高周波増幅器8からの出力電力は、可変減衰器
9を介して第2のスイッチ10に供給され、更に、可変減衰器11を通り、最終
的に信号アナライザ12に到達する。信号アナライザ12内において、入力信号
の混合を行ってIQベースバンドに戻すIQミキサ13が備わり、それをIQ復
調器14によって検出することができる。この方法による測定が行われると、評
価のために出力信号がコントローリング・コンピュータ4に供給される。尚、上
記の全てのコンポーネントは、コントロール・バス15を介してコントローリン
グ・コンピュータ4に接続されている。増幅器8の出力、或いは、より一般的な
言い方をすればnポート回路網の出力に備わる減衰器9及び10は、測定対象と
なっているnポート回路網に対するドライブに関係なく、概略で同位の大きさの
入力レベルを信号アナライザ12に供給することを可能にし、その結果、測定範
囲の間をわたる切り替え及びそれに伴う測定の不正確性を回避することができる
。
ネレータ3は、コントローリング・コンピュータ4による変調データの供給を受
け、アナログI/Qベースバンド信号を生成する。この信号が、ベクトル信号ジ
ェネレータ5に供給され、それが変調データの関数として広帯域高周波信号を生
成する。つまり、従来の回路網分析とは対照的に、例えば、IS95標準に対す
るCDMA信号のように、信号の使用目的を反映する実際的な入力信号によって
増幅器がドライブされる。この広帯域高周波信号は、可変減衰器6及び第1のス
イッチ7を介して測定対象となっているnポート回路網に供給されるが、これに
示した実施態様においては、それが高周波増幅器8になっている。測定対象とな
っているnポート回路網、即ち、高周波増幅器8からの出力電力は、可変減衰器
9を介して第2のスイッチ10に供給され、更に、可変減衰器11を通り、最終
的に信号アナライザ12に到達する。信号アナライザ12内において、入力信号
の混合を行ってIQベースバンドに戻すIQミキサ13が備わり、それをIQ復
調器14によって検出することができる。この方法による測定が行われると、評
価のために出力信号がコントローリング・コンピュータ4に供給される。尚、上
記の全てのコンポーネントは、コントロール・バス15を介してコントローリン
グ・コンピュータ4に接続されている。増幅器8の出力、或いは、より一般的な
言い方をすればnポート回路網の出力に備わる減衰器9及び10は、測定対象と
なっているnポート回路網に対するドライブに関係なく、概略で同位の大きさの
入力レベルを信号アナライザ12に供給することを可能にし、その結果、測定範
囲の間をわたる切り替え及びそれに伴う測定の不正確性を回避することができる
。
【0013】
スイッチ7及び10がベクトル信号ジェネレータ5と信号アナライザ12の間
を直接接続している場合には、振幅がステップ変化する入力信号トレインを、離
散的測定値からなる一連の測定値として測定することができる。別の一連の測定
のために、測定対象となっている増幅器を信号が通過するように2つのスイッチ
7及び10が切り替えられて、その結果、信号アナライザ12は、既に測定済み
の入力信号トレインが増幅器8の入力に印加されたときの、離散的測定値からな
る一連の測定値として増幅器8からの出力信号トレインを測定することができる
。この場合においては、信号アナライザ12が1チャンネル測定デバイスとして
動作する。しかしながら、基本的に、2つの入力チャンネルを有する2チャンネ
ル信号アナライザ12を使用することも可能であり、その場合には増幅器8に対
する入力信号トレイン及びそれからの出力信号トレインを同時に測定することが
できる。入力信号トレインが、ベクトル信号ジェネレータ5によって充分な精度
を伴って生成される場合には、それに必要なあらゆる測定を省略することができ
る。
を直接接続している場合には、振幅がステップ変化する入力信号トレインを、離
散的測定値からなる一連の測定値として測定することができる。別の一連の測定
のために、測定対象となっている増幅器を信号が通過するように2つのスイッチ
7及び10が切り替えられて、その結果、信号アナライザ12は、既に測定済み
の入力信号トレインが増幅器8の入力に印加されたときの、離散的測定値からな
る一連の測定値として増幅器8からの出力信号トレインを測定することができる
。この場合においては、信号アナライザ12が1チャンネル測定デバイスとして
動作する。しかしながら、基本的に、2つの入力チャンネルを有する2チャンネ
ル信号アナライザ12を使用することも可能であり、その場合には増幅器8に対
する入力信号トレイン及びそれからの出力信号トレインを同時に測定することが
できる。入力信号トレインが、ベクトル信号ジェネレータ5によって充分な精度
を伴って生成される場合には、それに必要なあらゆる測定を省略することができ
る。
【0014】
上記の測定方法においては、測定対象となっている増幅器8からの入力信号ト
レインと、それからの出力信号トレインの間に、固定されたタイミング参照が存
在しない。このタイミング参照が存在しないことの1つの理由として、例えば、
測定のシーケンスがIQ変調ジェネレータ3を開始するとき、信号アナライザ1
2を開始するトリガ・パルスを与えることが挙げられる。しかしながら信号アナ
ライザ12は、入力信号を、IQ変調ジェネレータ3からのトリガ・パルスと相
関のない内部クロック周波数においてサンプリングする。IQ変調ジェネレータ
3からのトリガ・パルスが、信号アナライザ12の内部クロック信号を伴って有
するこのランダムなタイミング参照は、入力信号及び出力信号に対して行われる
2つの分離された一連の測定に関して、これら2つの一連の測定の間に、ランダ
ムな時間的変位τをもたらす。
レインと、それからの出力信号トレインの間に、固定されたタイミング参照が存
在しない。このタイミング参照が存在しないことの1つの理由として、例えば、
測定のシーケンスがIQ変調ジェネレータ3を開始するとき、信号アナライザ1
2を開始するトリガ・パルスを与えることが挙げられる。しかしながら信号アナ
ライザ12は、入力信号を、IQ変調ジェネレータ3からのトリガ・パルスと相
関のない内部クロック周波数においてサンプリングする。IQ変調ジェネレータ
3からのトリガ・パルスが、信号アナライザ12の内部クロック信号を伴って有
するこのランダムなタイミング参照は、入力信号及び出力信号に対して行われる
2つの分離された一連の測定に関して、これら2つの一連の測定の間に、ランダ
ムな時間的変位τをもたらす。
【0015】
図3は、図2を参照して説明した測定装置によって測定された増幅器8からの
出力信号トレインを、同様に測定された入力信号トレインに対してプロットした
グラフを示している。2つの一連の測定が有する不定のタイミング参照に起因し
て、得られた特性は不正確かつ不明瞭なものであり、それ以上の評価を行うこと
はできない。
出力信号トレインを、同様に測定された入力信号トレインに対してプロットした
グラフを示している。2つの一連の測定が有する不定のタイミング参照に起因し
て、得られた特性は不正確かつ不明瞭なものであり、それ以上の評価を行うこと
はできない。
【0016】
本発明が効果を発揮するのはこの時点であり、特性を決定する前に、まず出力
信号トレインと入力信号トレインの間に欠如しているタイミング参照を生成する
ことを提案する。本発明によれば、出力信号トレインと入力信号トレインの相互
相関によって時間的変位τを求めることが提案されている。本発明による好まし
い手順においては、この相互相関が、時間ドメインにおけるコンボリューション
によるのではなく、周波数ドメインにおける乗算によって行われる。詳細に述べ
れば、この手順は以下のようになる。
信号トレインと入力信号トレインの間に欠如しているタイミング参照を生成する
ことを提案する。本発明によれば、出力信号トレインと入力信号トレインの相互
相関によって時間的変位τを求めることが提案されている。本発明による好まし
い手順においては、この相互相関が、時間ドメインにおけるコンボリューション
によるのではなく、周波数ドメインにおける乗算によって行われる。詳細に述べ
れば、この手順は以下のようになる。
【0017】
スイッチ7及び10を、測定対象となっている増幅器8、即ち、一般的な言い
方をすれば測定対象となっているnポート回路網がバイパスされるポジションに
切り替えることによって、まず離散データ・シンボルからなる入力信号トレイン
x1(t)の記録が行われる。続いて測定対象となっている増幅器8又はnポー
ト回路網を介して信号が導かれるポジションにスイッチ7及び10を切り替える
ことによって、出力信号トレインx2(t)の記録が行われる。出力信号トレイ
ンx2(t)は、入力信号トレインx1(t)とひずみにおいて異なるだけでなく
、時間的変位τによっても異なり、次式により表される。
方をすれば測定対象となっているnポート回路網がバイパスされるポジションに
切り替えることによって、まず離散データ・シンボルからなる入力信号トレイン
x1(t)の記録が行われる。続いて測定対象となっている増幅器8又はnポー
ト回路網を介して信号が導かれるポジションにスイッチ7及び10を切り替える
ことによって、出力信号トレインx2(t)の記録が行われる。出力信号トレイ
ンx2(t)は、入力信号トレインx1(t)とひずみにおいて異なるだけでなく
、時間的変位τによっても異なり、次式により表される。
【0018】
X2(t)=x1(t−τ) (1)
【0019】
次に、入力信号トレインx1(t)のフーリエ変換x1(f)及び出力信号トレ
インx2(t−τ)のフーリエ変換x2(f)の計算が行われる。この場合のフー
リエ変換を適用した式は次のようになる。
インx2(t−τ)のフーリエ変換x2(f)の計算が行われる。この場合のフー
リエ変換を適用した式は次のようになる。
【0020】
X2(f)=X1(f)・e-i2π£τ (2)
【0021】
X2(f)に関して共役複素数X2 *(f)を計算し、フーリエ変換X1(f)に
出力信号トレインのフーリエ変換の共役複素数X2 *(f)を乗じれば、それによ
って求められたものが、いわゆるタイミング項Xになる。
出力信号トレインのフーリエ変換の共役複素数X2 *(f)を乗じれば、それによ
って求められたものが、いわゆるタイミング項Xになる。
【0022】
X=X1(f)・X2 *(f)=X1(f)・X1 *(f)・ei2π£τ (3)
【0023】
これに代えて、入力信号トレインの共役複素数X1 *(f)を出力信号トレイン
のフーリエ変換X2(f)に乗じることもできる。このときタイミング項Xとし
て求まるものは、次のように表される。
のフーリエ変換X2(f)に乗じることもできる。このときタイミング項Xとし
て求まるものは、次のように表される。
【0024】
X=X2(f)・X1 *(f)=X2(f)・X2 *(f)・e-i2π£τ (4)
【0025】
X1・X1 *=|x1|2及びX2・X2 *=|x2|2の対応から、それぞれ次式が
得られる。
得られる。
【0026】
X=X1(f)・X2 *(f)=|X1(f)|2・ei2π£τ (5)
及び、
X=X2(f)・X1 *(f)=|X2(f)|2・e-i2π£τ (6)
【0027】
複素タイミング項Xから位相成分arg(X)を抽出することによって次の2
つの式が求められる。
つの式が求められる。
【0028】
arg(X)=2πfτ (7)
及び、
arg(X)=−2πfτ (8)
【0029】
ひずみはタイミング項Xの振幅成分の中に現れるが、それに対して位相成分は
、時間的変位τを表す。
、時間的変位τを表す。
【0030】
周波数fが離散的参照ポイントの移動変数又はインデックスとして既知である
ことから、出力信号トレインx2と入力信号トレインx1の間における時間的変位
τを決定することが可能になる。
ことから、出力信号トレインx2と入力信号トレインx1の間における時間的変位
τを決定することが可能になる。
【0031】
図5は、タイミング項Xの位相成分20及び振幅成分21を、周波数fの関数
として表している。これを参照すると、明確に区別される3つの領域が存在する
。外側領域22は、測定装置の帯域幅の外側になる。中央領域23は、測定装置
の帯域幅の内側であるが、このポイントにおいては、測定が変調信号のチャンネ
ル帯域幅の外側になることから、入力信号トレインx1と出力信号トレインx2の
間にまだ相関が存在しない。従って、タイミング項Xは、位相に関してノイズの
多いものとなる。領域24は、送信チャンネル内、即ち、変調信号のチャンネル
帯域幅の内側である。このポイントにおいては、測定された出力信号トレインx 2 と、測定された入力信号トレインx1の間に明確な相関が存在している。図示の
実施態様においては、タイミング項Xの位相成分arg(X)が周波数とともに
増加していることがわかる。これは、測定対象となっている増幅器8に関して、
即ち、より一般的な言い方をすればnポート回路網に関して有限の電気的もしく
は機械的な長さを前提とするとき、入力信号と出力信号の間の位相シフトが周波
数の線形関数となることから、予測可能なことである。事実その通りであり、求
めている時間的変位τは、勾配を2πτとして、回帰によって相関領域24内に
一定勾配の直線をプロットすることにより、直線回帰から見つけることができる
。
として表している。これを参照すると、明確に区別される3つの領域が存在する
。外側領域22は、測定装置の帯域幅の外側になる。中央領域23は、測定装置
の帯域幅の内側であるが、このポイントにおいては、測定が変調信号のチャンネ
ル帯域幅の外側になることから、入力信号トレインx1と出力信号トレインx2の
間にまだ相関が存在しない。従って、タイミング項Xは、位相に関してノイズの
多いものとなる。領域24は、送信チャンネル内、即ち、変調信号のチャンネル
帯域幅の内側である。このポイントにおいては、測定された出力信号トレインx 2 と、測定された入力信号トレインx1の間に明確な相関が存在している。図示の
実施態様においては、タイミング項Xの位相成分arg(X)が周波数とともに
増加していることがわかる。これは、測定対象となっている増幅器8に関して、
即ち、より一般的な言い方をすればnポート回路網に関して有限の電気的もしく
は機械的な長さを前提とするとき、入力信号と出力信号の間の位相シフトが周波
数の線形関数となることから、予測可能なことである。事実その通りであり、求
めている時間的変位τは、勾配を2πτとして、回帰によって相関領域24内に
一定勾配の直線をプロットすることにより、直線回帰から見つけることができる
。
【0032】
また、測定対象となっているnポート回路網が、出力信号と入力信号の間にお
いて周波数依存の時間的変位τ(f)をもたらす要素を含むことも考えられる。
相関領域(24)内におけるタイミング項(X)の位相成分arg(X)と周波
数(f)の間の関数上の関係は、直線とはならずに、より高次の関数となるが、
それも適切な回帰によって求めることができる。
いて周波数依存の時間的変位τ(f)をもたらす要素を含むことも考えられる。
相関領域(24)内におけるタイミング項(X)の位相成分arg(X)と周波
数(f)の間の関数上の関係は、直線とはならずに、より高次の関数となるが、
それも適切な回帰によって求めることができる。
【0033】
また、相関領域24内において、位相成分arg(X)の変動が大きくなるほ
ど、タイミング項(X)の関連付けされた振幅が小さくなることがわかる。従っ
て、本発明の改良においては、タイミング項Xの位相成分arg(X)に関して
求められる参照ポイントに、タイミング項Xの振幅に依存する重みづけを伴わせ
て回帰に導くことが可能である。
ど、タイミング項(X)の関連付けされた振幅が小さくなることがわかる。従っ
て、本発明の改良においては、タイミング項Xの位相成分arg(X)に関して
求められる参照ポイントに、タイミング項Xの振幅に依存する重みづけを伴わせ
て回帰に導くことが可能である。
【0034】
時間的変位τが求められれば、この時間的変位τを用いて、出力信号トレイン
x2を時間的にシフトし、入力信号x1と出力信号x2の間を時間的に相関させる
ことができる。時間におけるこのシフトは、好ましくは時間ドメイン内のコンボ
リューションによるのではなく、周波数ドメイン内の乗算によって行われるもの
とする。そのために、項i2πfτが、出力信号トレインのフーリエ変換X2(
f)の位相に加算される。このようにして修正した後、出力信号トレインのフー
リエ変換の逆フーリエ変換を行って、時間ドメインにおける出力信号トレインx
’2(t)を求める。ここで強調しなければならないことは、一見して明らかと
考えられるが、この場合のステップ、即ち、出力信号トレインx2内のサンプリ
ングした参照ポイントを単純にシフトすることが、目的の達成を可能にしないこ
とであり、それは本発明によるシフトが、サンプリング周期の小数倍によって行
われる必要があり、それが唯一補間によって時間ドメイン内においてのみ可能に
なることによる。
x2を時間的にシフトし、入力信号x1と出力信号x2の間を時間的に相関させる
ことができる。時間におけるこのシフトは、好ましくは時間ドメイン内のコンボ
リューションによるのではなく、周波数ドメイン内の乗算によって行われるもの
とする。そのために、項i2πfτが、出力信号トレインのフーリエ変換X2(
f)の位相に加算される。このようにして修正した後、出力信号トレインのフー
リエ変換の逆フーリエ変換を行って、時間ドメインにおける出力信号トレインx
’2(t)を求める。ここで強調しなければならないことは、一見して明らかと
考えられるが、この場合のステップ、即ち、出力信号トレインx2内のサンプリ
ングした参照ポイントを単純にシフトすることが、目的の達成を可能にしないこ
とであり、それは本発明によるシフトが、サンプリング周期の小数倍によって行
われる必要があり、それが唯一補間によって時間ドメイン内においてのみ可能に
なることによる。
【0035】
図4は、時間的変位τによってシフトされた出力信号トレインx2を、入力信
号トレインx1の関数として示している。図3との比較から明らかなように、本
発明による斟酌された時間的変位τが、入力信号トレインx1と出力信号トレイ
ンx2の間に極めて良好な相関をもたらしており、その結果、入力信号トレイン
x1と出力信号トレインx2の間の関係を使用して特性又はその他のパラメータを
決定することが可能になる。
号トレインx1の関数として示している。図3との比較から明らかなように、本
発明による斟酌された時間的変位τが、入力信号トレインx1と出力信号トレイ
ンx2の間に極めて良好な相関をもたらしており、その結果、入力信号トレイン
x1と出力信号トレインx2の間の関係を使用して特性又はその他のパラメータを
決定することが可能になる。
【0036】
その種の特性の1つは、いわゆるAM/AM特性、言い換えれば(振幅に関し
て、或いは、振幅の平方によって求めることができる電力に関して)入力信号の
関数として表した出力信号のレベルである。このAM/AM特性は、誤差によっ
て表される変位の二乗の合計が最小となるように測定ポイントの上に有限次数多
項式をかぶせることによって、図4に示される入力信号トレインx1と、時間的
なシフトが行われた後の出力信号トレインx’2の間の関係から回帰的に求める
ことができる。この種の方法は周知であり、従って、ここではその詳細を説明し
ない。回帰によって求められたAM/AM特性25を図4及び図6に示した。
て、或いは、振幅の平方によって求めることができる電力に関して)入力信号の
関数として表した出力信号のレベルである。このAM/AM特性は、誤差によっ
て表される変位の二乗の合計が最小となるように測定ポイントの上に有限次数多
項式をかぶせることによって、図4に示される入力信号トレインx1と、時間的
なシフトが行われた後の出力信号トレインx’2の間の関係から回帰的に求める
ことができる。この種の方法は周知であり、従って、ここではその詳細を説明し
ない。回帰によって求められたAM/AM特性25を図4及び図6に示した。
【0037】
この非線形AM/AM特性に関する補正を行うためには、高周波増幅器8(又
は、より一般的にnポート回路網)の上流に逆予備ひずみAM/AM特性を有す
る予備ひずみ発生器を挿入しなければならない。適切な予備ひずみAM/AM特
性を得るため、増幅器又はnポート回路網の理想特性に関して、測定されたAM
/AM特性のミラー・イメージを求める必要がある。入力レベル及び出力レベル
が、発生する最大入力レベル及び発生する最大出力レベルに対して正規化されて
いれば、この理想的な特性は、図6に示されるようにx軸とy軸の間の角度を2
等分する直線になる。図6に、逆予備ひずみAM/AM特性26を併せて示した
。
は、より一般的にnポート回路網)の上流に逆予備ひずみAM/AM特性を有す
る予備ひずみ発生器を挿入しなければならない。適切な予備ひずみAM/AM特
性を得るため、増幅器又はnポート回路網の理想特性に関して、測定されたAM
/AM特性のミラー・イメージを求める必要がある。入力レベル及び出力レベル
が、発生する最大入力レベル及び発生する最大出力レベルに対して正規化されて
いれば、この理想的な特性は、図6に示されるようにx軸とy軸の間の角度を2
等分する直線になる。図6に、逆予備ひずみAM/AM特性26を併せて示した
。
【0038】
増幅器8の位相誤差又はより一般的にnポート回路網の位相誤差の補正を行う
場合にも類似の手順が使用される。いわゆるAM/PM特性は、まず出力信号ト
レインx2と入力信号トレインx1の間における位相差を、入力信号トレインx1
の関数としてプロットし、更に、誤差の二乗の合計が最小となるように関数上の
関係を割り当てる、有限次数の多項式を用いた回帰によって求められる。図7は
、この種のPM/AM特性27を示している。これからわかるように、位相誤差
は、入力レベルが高くなるに従って増加する。理想的なAM/PM特性は、x軸
(いずれの入力レベルにおいても入力信号の位相から出力信号の位相が逸れるこ
とがない)である。従って、予備ひずみAM/PM特性は、x軸に関してAM/
PM特性のミラー・イメージングを行うことによって得られる。図7には、この
ようにして求められた予備ひずみAM/PM特性が併せて示されている。増幅器
8の位相誤差又はより一般的にnポート回路網の位相誤差の補正を行うためには
、その上流に予備ひずみAM/PM特性28を有する予備ひずみ発生器を挿入し
なければならない。
場合にも類似の手順が使用される。いわゆるAM/PM特性は、まず出力信号ト
レインx2と入力信号トレインx1の間における位相差を、入力信号トレインx1
の関数としてプロットし、更に、誤差の二乗の合計が最小となるように関数上の
関係を割り当てる、有限次数の多項式を用いた回帰によって求められる。図7は
、この種のPM/AM特性27を示している。これからわかるように、位相誤差
は、入力レベルが高くなるに従って増加する。理想的なAM/PM特性は、x軸
(いずれの入力レベルにおいても入力信号の位相から出力信号の位相が逸れるこ
とがない)である。従って、予備ひずみAM/PM特性は、x軸に関してAM/
PM特性のミラー・イメージングを行うことによって得られる。図7には、この
ようにして求められた予備ひずみAM/PM特性が併せて示されている。増幅器
8の位相誤差又はより一般的にnポート回路網の位相誤差の補正を行うためには
、その上流に予備ひずみAM/PM特性28を有する予備ひずみ発生器を挿入し
なければならない。
【0039】
本発明は、ここに示されている実施態様に限定されることなく、一般に、例え
ば、ミキサ(3ポート回路網)を含めたnポート回路網のパラメータの決定に適
している。また入力信号トレインx1及び出力信号トレインx2を、2チャンネル
測定デバイスを用いて同時に決定することもできる。有限次数の多項式を用いた
回帰に代えて、ルックアップ・テーブル、スプライン補間又はその他の周知の方
法を使用することも可能である。従来の回路網分析とは異なり、本発明に従った
方法は、増幅器又はnポート回路網を、例えばIS95標準に対する変調された
CDMA信号等のような実際的な変調によってドライブすることが可能である。
ドライバ信号の逆予備ひずみによって、測定対象となっているアイテムの信号特
性(例えば隣接チャンネルへのスキャッタ)ならびにその出力信号の変調の質の
両方において著しい向上を得ることが可能になる。
ば、ミキサ(3ポート回路網)を含めたnポート回路網のパラメータの決定に適
している。また入力信号トレインx1及び出力信号トレインx2を、2チャンネル
測定デバイスを用いて同時に決定することもできる。有限次数の多項式を用いた
回帰に代えて、ルックアップ・テーブル、スプライン補間又はその他の周知の方
法を使用することも可能である。従来の回路網分析とは異なり、本発明に従った
方法は、増幅器又はnポート回路網を、例えばIS95標準に対する変調された
CDMA信号等のような実際的な変調によってドライブすることが可能である。
ドライバ信号の逆予備ひずみによって、測定対象となっているアイテムの信号特
性(例えば隣接チャンネルへのスキャッタ)ならびにその出力信号の変調の質の
両方において著しい向上を得ることが可能になる。
【図1】 予備ひずみによる修正が未済の高周波増幅器のレベル誤差ならびに
位相誤差を示している。
位相誤差を示している。
【図2】 本発明による方法を実行するための測定装置のブロック回路図であ
る。
る。
【図3】 入力信号と出力信号の間における時間的変位が見込まれていない増
幅器のAM/AM特性を示している。
幅器のAM/AM特性を示している。
【図4】 入力信号と出力信号の間における時間的変位が見込まれている増幅
器のAM/AM特性を示している。
器のAM/AM特性を示している。
【図5】 入力信号のフーリエ変換及び出力信号のフーリエ変換から獲得され
たタイミング項の位相成分ならびに振幅成分を示している。
たタイミング項の位相成分ならびに振幅成分を示している。
【図6】 本発明による方法によって獲得されたAM/AM特性の一例及びそ
の逆特性である予備ひずみAM/AM特性を示している。
の逆特性である予備ひずみAM/AM特性を示している。
【図7】 本発明による方法によって獲得されたAM/PM特性の一例及びそ
れに関連する予備ひずみAM/PM特性を示している。
れに関連する予備ひずみAM/PM特性を示している。
3 IQ変調ジェネレータ(AMIQ)
4 コンピュータ
5 ベクトル信号ジェネレータ(SMIQ)
6 RF段減衰器(RSP)
7 SPDTスイッチ
8 DUT(例えば電力増幅器)
9 RF段減衰器(RSG)
10 SPDTスイッチ
11 RF段減衰器(RSP)
12 信号アナライザ(FSIQ)
13 IQミキサ(ディジタル)
14 FSIQB70
─────────────────────────────────────────────────────
フロントページの続き
(81)指定国 EP(AT,BE,CH,CY,
DE,DK,ES,FI,FR,GB,GR,IE,I
T,LU,MC,NL,PT,SE,TR),JP,U
S
(72)発明者 シュミット クルト
ドイツ グラフィング D−85567 ディ
ートリッヒ−ボンホエッフェル シュトラ
ーセ 2
(72)発明者 ミニホルト ローランド
ドイツ ミュンヘン D−80639 ニベル
ンゲンシュトラーセ 19
(72)発明者 ヴィンテル アルベルト
ドイツ フォルスティニング D−85661
ブーゼンシュトラーセ 31
Fターム(参考) 5J090 AA01 AA41 CA21 FA00 GN05
HA38 HN15 KA23 KA32 KA53
TA01 TA02 TA03
Claims (11)
- 【請求項1】 nポート回路網のパラメータ、特に増幅器(8)の特性(25
,27)を、振幅を変化させた少なくとも1つの変調済み入力信号トレインx1
(t)を印加し、少なくとも1つの出力信号トレインx2(t+τ)を測定し、
一方で前記入力信号トレインx1(t)に関して前記出力信号トレインx2(t+
τ)が有する時間的変位τを斟酌することによって決定する方法において、前記
時間的変位τが、前記出力信号トレインx2(t+τ)と前記入力信号トレイン
x1(t)の相互相関を行うことによって求められることを特徴とする方法。 - 【請求項2】 前記時間的変位τが、 前記入力信号トレインx1(t)のフーリエ変換X1(f)を決定し、 前記出力信号トレインx2(t+τ)のフーリエ変換X2(f)を決定し、 前記出力信号トレインの前記フーリエ変換X2(f)又は前記入力信号トレイ
ンの前記フーリエ変換X1(f)の共役複素数X* 2(f)又はX* 1(f)を計算
し、 タイミング項、 X=X1(f)・X2 *(f) =X1(f)・X1 *(f)・ei2π£τ 又は、 X=X2(f)・X1 *(f) =X2(f)・X2 *(f)・e-i2π£τ を、前記入力信号トレインの前記フーリエ変換X1(f)に前記出力信号トレ
インの前記フーリエ変換の前記共役複素数X* 2(f)を乗ずることによって、或
いは、前記出力信号トレインの前記フーリエ変換X2(f)に前記入力信号トレ
インの前記フーリエ変換の前記共役複素数X* 1(f)を乗ずることによって計算
し、 前記タイミング項Xの位相成分arg(X)=2πfτを抽出し、 前記タイミング項Xの前記位相成分(arg(X))から回帰によって前記時
間的変位τを見つけることによって求められることを特徴とする請求項1に記載
の方法。 - 【請求項3】 前記タイミング項Xの前記位相成分arg(X)の前記回帰が
、周波数ドメイン内において行われることを特徴とする請求項2に記載の方法。 - 【請求項4】 前記出力信号トレインx2(t+τ)が、求められた前記時間
的変位τによって時間的にシフトされ、シフト後の出力信号トレインx’2(t
)が生成されることを特徴とする請求項2又は3に記載の方法。 - 【請求項5】 fを周波数とし、τを時間的変位とするとき、前記出力信号ト
レインの前記フーリエ変換X2(f)の位相に前記項i2πfτを加算し、前記
出力信号トレインの逆フーリエ変換を行うことによって、前記時間的なシフトが
行われることを特徴とする請求項4に記載の方法。 - 【請求項6】 前記nポート回路網のAM/AM特性(25)が、求められた
前記時間的変位τによって時間的にシフトされた出力信号トレインx’2(t)
を、前記入力信号トレインx1(t)に関係付けし、回帰により関数上の関係を
見つけることによって求められることを特徴とする請求項4又は5に記載の方法
。 - 【請求項7】 前記nポート回路網のPM/AM特性(27)が、求められた
前記時間的変位τによって時間的にシフトされた出力信号トレインx2’(t)
の位相と入力信号トレインx1’(t)の位相の間における差を、入力信号トレ
インx1’(t)に関係付けし、回帰により関数上の関係を見つけることによっ
て求められることを特徴とする請求項4又は5に記載の方法。 - 【請求項8】 前記回帰が、多項式回帰によって行われることを特徴とする請
求項6又は7に記載の方法。 - 【請求項9】 予備ひずみAM/AM特性(26)及び/又は予備ひずみPM
/AM特性(28)が、それぞれの理想的な特性に関する前記AM/AM特性(
25)及び/又は前記PM/AM特性(27)のミラー・イメージングによって
求められることを特徴とする請求項6乃至8のいずれかに記載の方法。 - 【請求項10】 前記入力信号トレインx1(t)及び前記出力信号トレイン
x2(t+τ)が、1チャンネル測定デバイスによって時間的に連続して測定さ
れることを特徴とする請求項1乃至9のいずれかに記載の方法。 - 【請求項11】 広帯域スペクトルを有する入力信号トレインx1(t)、特
にディジタル変調されたCDMA信号、DAB信号又はDVB信号等のマルチ−
キャリア信号が使用されることを特徴とする請求項1乃至10のいずれかに記載
の方法。
Applications Claiming Priority (5)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
DE10012829 | 2000-03-16 | ||
DE10012829.7 | 2000-03-16 | ||
DE10022853A DE10022853A1 (de) | 2000-03-16 | 2000-05-10 | Verfahren zur Bestimmung von Parametern eines n-Tors |
DE10022853.4 | 2000-05-10 | ||
PCT/EP2000/012750 WO2001069778A2 (de) | 2000-03-16 | 2000-12-14 | Verfahren zur bestimmung von parametern eines n-tors |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JP2003527021A true JP2003527021A (ja) | 2003-09-09 |
Family
ID=26004860
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP2001567124A Pending JP2003527021A (ja) | 2000-03-16 | 2000-12-14 | nポート回路網のパラメータを決定する方法 |
Country Status (4)
Country | Link |
---|---|
US (1) | US7158581B2 (ja) |
EP (1) | EP1273098B1 (ja) |
JP (1) | JP2003527021A (ja) |
WO (1) | WO2001069778A2 (ja) |
Families Citing this family (8)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
GB0113627D0 (en) * | 2001-06-05 | 2001-07-25 | Univ Stirling | Controller and method of controlling an apparatus |
US7058369B1 (en) * | 2001-11-21 | 2006-06-06 | Pmc-Sierra Inc. | Constant gain digital predistortion controller for linearization of non-linear amplifiers |
US6919765B2 (en) * | 2003-08-22 | 2005-07-19 | Andrew Corporation | Amplifier linearization by pre-distorting a decomposed input signal |
FI119079B (fi) * | 2004-11-08 | 2008-07-15 | Elektrobit System Test Oy | Sähkölaitteen sähköisen piirin karakterisointi |
CN104931912B (zh) * | 2015-06-12 | 2018-07-24 | 西安电子科技大学 | 一种矢量网络分析仪的时域补偿方法 |
KR101811221B1 (ko) * | 2016-02-17 | 2017-12-21 | 주식회사 이노와이어리스 | 신호 분석기의 wcdma 신호 타이밍 오프셋 처리 방법 |
EP3306817B8 (en) * | 2016-10-07 | 2021-04-21 | Rohde & Schwarz GmbH & Co. KG | Predistortion system and method |
US10958362B1 (en) | 2020-02-27 | 2021-03-23 | Keysight Technologies, Inc. | Method and system for determining group delay between periodic radio frequency (RF) signals |
Citations (10)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPS5621105A (en) * | 1979-07-27 | 1981-02-27 | Fujitsu Ltd | Polarizing prism |
JPS62157967A (ja) * | 1985-12-28 | 1987-07-13 | Hioki Denki Kk | フ−リエ変換デ−タの処理方法 |
JPS63208330A (ja) * | 1987-02-24 | 1988-08-29 | Nec Corp | 遅延補償型アダプテイブプリデイスト−タ−付送信機 |
JPH02133872A (ja) * | 1988-11-14 | 1990-05-23 | Ono Sokki Co Ltd | 伝達関数推定値中の偶然誤差推定方法およびその装置 |
JPH04268476A (ja) * | 1991-02-22 | 1992-09-24 | Nec Corp | 波源の方位検出方式 |
JPH0983417A (ja) * | 1995-09-20 | 1997-03-28 | Hitachi Denshi Ltd | 無線機 |
JPH09304450A (ja) * | 1996-05-13 | 1997-11-28 | Mitsubishi Electric Corp | 受信信号識別装置 |
JPH09321635A (ja) * | 1996-05-28 | 1997-12-12 | Saitama Nippon Denki Kk | 送信出力制御方式 |
JPH1032435A (ja) * | 1996-03-22 | 1998-02-03 | Matra Commun | 増幅器の非線形性を補正する方法及びその方法を使用する無線送信機 |
JP2001511614A (ja) * | 1997-07-28 | 2001-08-14 | ローデ ウント シユバルツ ゲーエムベーハー ウント コンパニー カーゲー | 高周波パワー増幅器の歪み測定の方法と装置、および高周波パワー増幅器の自動等化の方法と手段 |
Family Cites Families (6)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US4710932A (en) * | 1986-01-15 | 1987-12-01 | Kashiwagi Hiroshi | Method of and apparatus for fault detection in digital circuits by comparison of test signals applied to a test circuit and a faultless reference circuit |
US5168459A (en) * | 1991-01-03 | 1992-12-01 | Hewlett-Packard Company | Adaptive filter using continuous cross-correlation |
DE19813703A1 (de) * | 1997-07-28 | 1999-02-04 | Rohde & Schwarz | Meßverfahren und Meßeinrichtung zum Messen der Verzerrung eines Hochfrequenz-Leistungsverstärkers und Entzerrungsverfahren und Entzerrungseinrichtung zum automatischen Entzerren eines Hochfrequenz-Leistungsverstärkers |
US6133789A (en) * | 1997-12-10 | 2000-10-17 | Nortel Networks Corporation | Method and system for robustly linearizing a radio frequency power amplifier using vector feedback |
US6798843B1 (en) * | 1999-07-13 | 2004-09-28 | Pmc-Sierra, Inc. | Wideband digital predistortion linearizer for nonlinear amplifiers |
US6674808B1 (en) * | 1999-12-28 | 2004-01-06 | General Dynamics Decision Systems, Inc. | Post-amplifier filter rejection equalization |
-
2000
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Patent Citations (10)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPS5621105A (en) * | 1979-07-27 | 1981-02-27 | Fujitsu Ltd | Polarizing prism |
JPS62157967A (ja) * | 1985-12-28 | 1987-07-13 | Hioki Denki Kk | フ−リエ変換デ−タの処理方法 |
JPS63208330A (ja) * | 1987-02-24 | 1988-08-29 | Nec Corp | 遅延補償型アダプテイブプリデイスト−タ−付送信機 |
JPH02133872A (ja) * | 1988-11-14 | 1990-05-23 | Ono Sokki Co Ltd | 伝達関数推定値中の偶然誤差推定方法およびその装置 |
JPH04268476A (ja) * | 1991-02-22 | 1992-09-24 | Nec Corp | 波源の方位検出方式 |
JPH0983417A (ja) * | 1995-09-20 | 1997-03-28 | Hitachi Denshi Ltd | 無線機 |
JPH1032435A (ja) * | 1996-03-22 | 1998-02-03 | Matra Commun | 増幅器の非線形性を補正する方法及びその方法を使用する無線送信機 |
JPH09304450A (ja) * | 1996-05-13 | 1997-11-28 | Mitsubishi Electric Corp | 受信信号識別装置 |
JPH09321635A (ja) * | 1996-05-28 | 1997-12-12 | Saitama Nippon Denki Kk | 送信出力制御方式 |
JP2001511614A (ja) * | 1997-07-28 | 2001-08-14 | ローデ ウント シユバルツ ゲーエムベーハー ウント コンパニー カーゲー | 高周波パワー増幅器の歪み測定の方法と装置、および高周波パワー増幅器の自動等化の方法と手段 |
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