JP2003527021A - ｎポート回路網のパラメータを決定する方法 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 本発明は、ｎゲート回路網、特に増幅器（８）のパラメータ、特にその特性を決定するための方法に関する。これらのパラメータは、各種振幅の入力信号シーケンスの印加及び付加的な測定並びに出力信号シーケンスの測定を行い、出力信号シーケンスが入力信号シーケンスに対して有する相対的なスキューを考慮することによって決定される。スキューは、出力信号シーケンスを入力信号シーケンスに相関させることによって決定される。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】

本発明は、ｎポート回路網のパラメータを決定する方法に関し、詳細に述べれ
ば、高周波電力増幅器の線形特性ならびに非線形特性を決定する方法に関する。

【０００２】

【従来の技術】

請求項１のプリアンブルに詳細に示した方法、即ち、ｎポート回路網のパラメ
ータ、特に増幅器の特性を、振幅を変化させた少なくとも１つの変調済み入力信
号トレインｘ₁（ｔ）を印加し、少なくとも１つの出力信号トレインｘ₂（ｔ＋τ
）を測定し、一方で前記入力信号トレインｘ₁（ｔ）に関して前記出力信号トレ
インｘ₂（ｔ＋τ）が有する時間的変位τを斟酌することによって決定する方法
が、ＤＥ１９８ １３ ７０３Ａ１から周知となっている。高周波増幅器の場合
において、特にＣＤＭＡ信号等の広帯域信号の送信に関しては、利得特性と位相
応答特性が満たさなければならない特別な要件が存在するが、能動素子によって
容易にそれを満たすことができない。これらの特性を線形化する１つの可能性の
ある方法は、増幅器の入力信号に予備ひずみ、即ち、その増幅器内において信号
が受けることになるひずみの逆のひずみを印加する方法である。この種の予備ひ
ずみの適用を可能にするためには、その増幅器の特性及び予備ひずみに求められ
る逆特性を決定する必要がある。しかしながら、本発明による方法は、２ポート
回路網と考えることができる高周波増幅器の特性の決定に適しているだけでなく
、一般に、例えば、３ポート回路網と考えることができるミキサのような、ｎポ
ート回路網のパラメータの決定にも適している。

【０００３】 ＤＥ１９８ １３７ ０３Ａ１は、更に、非線形電力増幅器の特性を決定する
方法及び電力増幅器の上流に挿入された予備ひずみを自動的に同調させるための
方法を開示している。この公開文献から明らかになる方法においては、増幅器に
対する入力信号が、同期復調器によって包絡線及び基準搬送波に分割されるとい
うことである。基準搬送波は、電力増幅器の出力に備えられる同期復調器に供給
され、基準搬送波を用いた、出力信号の同相成分及び直交成分への位相コヒーレ
ントな復調の実行を可能にする。この場合には、適切なインジケータ又はディス
プレイ手段が備えられて、振幅特性及び位相特性を観察することができる。同時
に、この方法に従って獲得された特性曲線がディジタル信号プロセッサに供給さ
れ、それによって可能な限り線形な振幅特性及び可能な限り一定の位相特性が生
成されるように予備ひずみのレギュレーションが行われる。しかしながら、増幅
器に対する入力信号及びその出力信号が互いに相関されていることが、増幅器の
動作中に実行されるこの方法の必要条件となる。動作状態ではなく、例えば、１
チャンネル測定デバイスを用いるテスト装置上において、ＤＥ１９８ １３７
０３Ａ１に記述されている複雑かつ高価な同期復調器を伴わずに増幅器の測定を
行おうとした場合には、増幅器の入力信号と出力信号の間における異なるトリガ
時間に起因して、即ち、例えば厳密に定義された時間的な相関が存在しないこと
に起因して測定上の問題を生じる。

【０００４】 従って、本発明は、出力信号トレインの測定が入力信号トレインのタイミング
を参照することなく実行可能な、特に基準搬送波を生成するための複雑且つ高価
な同期復調器を必要とせずにそれが可能な、ｎポート回路網のパラメータを決定
する方法を示すことを目的とする。

【０００５】

【発明の実施の形態】

この目的は、請求項１の特徴、即ち、時間的変位τが、前記出力信号トレイン
ｘ₂（ｔ＋τ）と前記入力信号トレインｘ₁（ｔ）の相互相関を行うことによって
求められることを一般的な特徴と組み合わせることによって達成される。

【０００６】 本発明が基礎とする発見は、出力信号と入力信号の間において欠如している参
照は、出力信号と入力信号の相互相関によって生成可能であるというものである
。ｎポート回路網の入力信号及び出力信号は、例えば、１チャンネル測定デバイ
スを使用した、互いのタイミングの参照を全く伴うことのない独立した一連の測
定によってプロットすることが可能であり、本発明による相互相関による欠如し
たタイミングの参照の生成は、評価段階まで行われない。従来技術において必要
とされる、入力信号及び出力信号の同時測定並びに入力信号から獲得された基準
搬送波を用いた出力信号の同期復調が必要なく、従って、測定プロセスを極めて
シンプルにすることが可能になる。

【０００７】 従属請求項は、本発明による方法の有利な改良に関する。

【０００８】 入力信号と出力信号の間における時間的な変位を決定するための相互相関は、
好ましくは時間ドメインにおけるコンボリューションによるのではなく、周波数
ドメインにおける乗算によって実行される。このため、入力信号のフーリエ変換
及び出力信号のフーリエ変換が決定され、入力信号のフーリエ変換に出力信号の
共役複素数が乗じられるか、或いは、出力信号に入力信号の共役複素数が乗じら
れて、いわゆるタイミング項が獲得される。このタイミング項は、時間的な変位
ではなく、周波数のみに依存する量的成分並びに周波数及び求めている時間的変
位に依存する位相成分を包含する。時間的変位は、回帰によってこの位相成分か
ら求めることが可能になる。その後、求められた時間的変位によって出力信号を
時間的にシフトし、入力信号と出力信号の間における相関を得ることができる。
これは、出力信号がフーリエ逆変換を受ける前に周波数ドメイン内において行う
こともできる。

【０００９】 この方法から求められた時間的変位を考慮することによって、例えば、ＡＭ／
ＡＭ特性を決定すること、言い換えると増幅器の出力電力を入力電力の関数とし
て決定すること及びＰＭ／ＡＭ特性を決定すること、言い換えると出力信号と入
力信号の間における位相差を入力電力の関数として決定することが可能になる。
対応する予備ひずみ特性は、それぞれの理想的な特性に関して、つまりＡＭ／Ａ
Ｍ特性については一定勾配の直線に関して、ＰＭ／ＡＭ特性についてはｘ軸に関
してミラー・イメージングを行うことによって獲得することができる。

【００１０】 以下、図面を参照して本発明の実施態様を詳細に説明する。

【００１１】

【発明の実施の形態】

図１は、実際の高周波増幅器のレベル誤差及び位相誤差を示している。ここで
用いているレベル誤差という用語は、入力電力の関数として与えられる、理想的
な増幅器に期待される出力電力からの、実際の増幅器によって与えられる出力電
力の偏差を表す特性を言う。位相誤差もまた、言い換えると出力信号の位相から
の入力信号の位相の偏差も決してゼロではなく、また少なくとも一定になるもの
でもない。従って、満足のいくような増幅器の動作を可能にするためには、予備
ひずみが必要になる。このため、いわゆるＡＭ／ＡＭ特性及びＡＭ／ＰＭ特性を
決定しなければならない。このＡＭ／ＡＭ特性が意味するところは、入力の振幅
又は電力の関数としての、出力の振幅又は電力である。また、ＡＭ／ＰＭ特性が
意味するところは、入力の振幅又は電力の関数としての、出力信号の位相と入力
信号の位相の間における差である。

【００１２】 図２は、これらの特性を決定するための測定装置を示している。ＩＱ変調ジェ
ネレータ３は、コントローリング・コンピュータ４による変調データの供給を受
け、アナログＩ／Ｑベースバンド信号を生成する。この信号が、ベクトル信号ジ
ェネレータ５に供給され、それが変調データの関数として広帯域高周波信号を生
成する。つまり、従来の回路網分析とは対照的に、例えば、ＩＳ９５標準に対す
るＣＤＭＡ信号のように、信号の使用目的を反映する実際的な入力信号によって
増幅器がドライブされる。この広帯域高周波信号は、可変減衰器６及び第１のス
イッチ７を介して測定対象となっているｎポート回路網に供給されるが、これに
示した実施態様においては、それが高周波増幅器８になっている。測定対象とな
っているｎポート回路網、即ち、高周波増幅器８からの出力電力は、可変減衰器
９を介して第２のスイッチ１０に供給され、更に、可変減衰器１１を通り、最終
的に信号アナライザ１２に到達する。信号アナライザ１２内において、入力信号
の混合を行ってＩＱベースバンドに戻すＩＱミキサ１３が備わり、それをＩＱ復
調器１４によって検出することができる。この方法による測定が行われると、評
価のために出力信号がコントローリング・コンピュータ４に供給される。尚、上
記の全てのコンポーネントは、コントロール・バス１５を介してコントローリン
グ・コンピュータ４に接続されている。増幅器８の出力、或いは、より一般的な
言い方をすればｎポート回路網の出力に備わる減衰器９及び１０は、測定対象と
なっているｎポート回路網に対するドライブに関係なく、概略で同位の大きさの
入力レベルを信号アナライザ１２に供給することを可能にし、その結果、測定範
囲の間をわたる切り替え及びそれに伴う測定の不正確性を回避することができる
。

【００１３】 スイッチ７及び１０がベクトル信号ジェネレータ５と信号アナライザ１２の間
を直接接続している場合には、振幅がステップ変化する入力信号トレインを、離
散的測定値からなる一連の測定値として測定することができる。別の一連の測定
のために、測定対象となっている増幅器を信号が通過するように２つのスイッチ
７及び１０が切り替えられて、その結果、信号アナライザ１２は、既に測定済み
の入力信号トレインが増幅器８の入力に印加されたときの、離散的測定値からな
る一連の測定値として増幅器８からの出力信号トレインを測定することができる
。この場合においては、信号アナライザ１２が１チャンネル測定デバイスとして
動作する。しかしながら、基本的に、２つの入力チャンネルを有する２チャンネ
ル信号アナライザ１２を使用することも可能であり、その場合には増幅器８に対
する入力信号トレイン及びそれからの出力信号トレインを同時に測定することが
できる。入力信号トレインが、ベクトル信号ジェネレータ５によって充分な精度
を伴って生成される場合には、それに必要なあらゆる測定を省略することができ
る。

【００１４】 上記の測定方法においては、測定対象となっている増幅器８からの入力信号ト
レインと、それからの出力信号トレインの間に、固定されたタイミング参照が存
在しない。このタイミング参照が存在しないことの１つの理由として、例えば、
測定のシーケンスがＩＱ変調ジェネレータ３を開始するとき、信号アナライザ１
２を開始するトリガ・パルスを与えることが挙げられる。しかしながら信号アナ
ライザ１２は、入力信号を、ＩＱ変調ジェネレータ３からのトリガ・パルスと相
関のない内部クロック周波数においてサンプリングする。ＩＱ変調ジェネレータ
３からのトリガ・パルスが、信号アナライザ１２の内部クロック信号を伴って有
するこのランダムなタイミング参照は、入力信号及び出力信号に対して行われる
２つの分離された一連の測定に関して、これら２つの一連の測定の間に、ランダ
ムな時間的変位τをもたらす。

【００１５】 図３は、図２を参照して説明した測定装置によって測定された増幅器８からの
出力信号トレインを、同様に測定された入力信号トレインに対してプロットした
グラフを示している。２つの一連の測定が有する不定のタイミング参照に起因し
て、得られた特性は不正確かつ不明瞭なものであり、それ以上の評価を行うこと
はできない。

【００１６】 本発明が効果を発揮するのはこの時点であり、特性を決定する前に、まず出力
信号トレインと入力信号トレインの間に欠如しているタイミング参照を生成する
ことを提案する。本発明によれば、出力信号トレインと入力信号トレインの相互
相関によって時間的変位τを求めることが提案されている。本発明による好まし
い手順においては、この相互相関が、時間ドメインにおけるコンボリューション
によるのではなく、周波数ドメインにおける乗算によって行われる。詳細に述べ
れば、この手順は以下のようになる。

【００１７】 スイッチ７及び１０を、測定対象となっている増幅器８、即ち、一般的な言い
方をすれば測定対象となっているｎポート回路網がバイパスされるポジションに
切り替えることによって、まず離散データ・シンボルからなる入力信号トレイン
ｘ₁（ｔ）の記録が行われる。続いて測定対象となっている増幅器８又はｎポー
ト回路網を介して信号が導かれるポジションにスイッチ７及び１０を切り替える
ことによって、出力信号トレインｘ₂（ｔ）の記録が行われる。出力信号トレイ
ンｘ₂（ｔ）は、入力信号トレインｘ₁（ｔ）とひずみにおいて異なるだけでなく
、時間的変位τによっても異なり、次式により表される。

【００１８】 Ｘ₂（ｔ）＝ｘ₁（ｔ−τ） （１）

【００１９】 次に、入力信号トレインｘ₁（ｔ）のフーリエ変換ｘ₁（ｆ）及び出力信号トレ
インｘ₂（ｔ−τ）のフーリエ変換ｘ₂（ｆ）の計算が行われる。この場合のフー
リエ変換を適用した式は次のようになる。

【００２０】 Ｘ₂（ｆ）＝Ｘ₁（ｆ）・ｅ^-i2π£τ （２）

【００２１】 Ｘ₂（ｆ）に関して共役複素数Ｘ₂ ^*（ｆ）を計算し、フーリエ変換Ｘ₁（ｆ）に
出力信号トレインのフーリエ変換の共役複素数Ｘ₂ ^*（ｆ）を乗じれば、それによ
って求められたものが、いわゆるタイミング項Ｘになる。

【００２２】 Ｘ＝Ｘ₁（ｆ）・Ｘ₂ ^*（ｆ）＝Ｘ₁（ｆ）・Ｘ₁ ^*（ｆ）・ｅ^i2π£τ （３）

【００２３】 これに代えて、入力信号トレインの共役複素数Ｘ₁ ^*（ｆ）を出力信号トレイン
のフーリエ変換Ｘ₂（ｆ）に乗じることもできる。このときタイミング項Ｘとし
て求まるものは、次のように表される。

【００２４】 Ｘ＝Ｘ₂（ｆ）・Ｘ₁ ^*（ｆ）＝Ｘ₂（ｆ）・Ｘ₂ ^*（ｆ）・ｅ^-i2π£τ （４）

【００２５】 Ｘ₁・Ｘ₁ ^*＝｜ｘ１｜²及びＸ₂・Ｘ₂ ^*＝｜ｘ２｜²の対応から、それぞれ次式が
得られる。

【００２６】 Ｘ＝Ｘ₁（ｆ）・Ｘ₂ ^*（ｆ）＝｜Ｘ₁（ｆ）｜²・ｅ^i2π£τ （５） 及び、 Ｘ＝Ｘ₂（ｆ）・Ｘ₁ ^*（ｆ）＝｜Ｘ₂（ｆ）｜²・ｅ^-i2π£τ （６）

【００２７】 複素タイミング項Ｘから位相成分ａｒｇ（Ｘ）を抽出することによって次の２
つの式が求められる。

【００２８】 ａｒｇ（Ｘ）＝２πｆτ （７） 及び、 ａｒｇ（Ｘ）＝−２πｆτ （８）

【００２９】 ひずみはタイミング項Ｘの振幅成分の中に現れるが、それに対して位相成分は
、時間的変位τを表す。

【００３０】 周波数ｆが離散的参照ポイントの移動変数又はインデックスとして既知である
ことから、出力信号トレインｘ₂と入力信号トレインｘ₁の間における時間的変位
τを決定することが可能になる。

【００３１】 図５は、タイミング項Ｘの位相成分２０及び振幅成分２１を、周波数ｆの関数
として表している。これを参照すると、明確に区別される３つの領域が存在する
。外側領域２２は、測定装置の帯域幅の外側になる。中央領域２３は、測定装置
の帯域幅の内側であるが、このポイントにおいては、測定が変調信号のチャンネ
ル帯域幅の外側になることから、入力信号トレインｘ₁と出力信号トレインｘ₂の
間にまだ相関が存在しない。従って、タイミング項Ｘは、位相に関してノイズの
多いものとなる。領域２４は、送信チャンネル内、即ち、変調信号のチャンネル
帯域幅の内側である。このポイントにおいては、測定された出力信号トレインｘ ₂ と、測定された入力信号トレインｘ₁の間に明確な相関が存在している。図示の
実施態様においては、タイミング項Ｘの位相成分ａｒｇ（Ｘ）が周波数とともに
増加していることがわかる。これは、測定対象となっている増幅器８に関して、
即ち、より一般的な言い方をすればｎポート回路網に関して有限の電気的もしく
は機械的な長さを前提とするとき、入力信号と出力信号の間の位相シフトが周波
数の線形関数となることから、予測可能なことである。事実その通りであり、求
めている時間的変位τは、勾配を２πτとして、回帰によって相関領域２４内に
一定勾配の直線をプロットすることにより、直線回帰から見つけることができる
。

【００３２】 また、測定対象となっているｎポート回路網が、出力信号と入力信号の間にお
いて周波数依存の時間的変位τ（ｆ）をもたらす要素を含むことも考えられる。
相関領域（２４）内におけるタイミング項（Ｘ）の位相成分ａｒｇ（Ｘ）と周波
数（ｆ）の間の関数上の関係は、直線とはならずに、より高次の関数となるが、
それも適切な回帰によって求めることができる。

【００３３】 また、相関領域２４内において、位相成分ａｒｇ（Ｘ）の変動が大きくなるほ
ど、タイミング項（Ｘ）の関連付けされた振幅が小さくなることがわかる。従っ
て、本発明の改良においては、タイミング項Ｘの位相成分ａｒｇ（Ｘ）に関して
求められる参照ポイントに、タイミング項Ｘの振幅に依存する重みづけを伴わせ
て回帰に導くことが可能である。

【００３４】 時間的変位τが求められれば、この時間的変位τを用いて、出力信号トレイン
ｘ₂を時間的にシフトし、入力信号ｘ₁と出力信号ｘ₂の間を時間的に相関させる
ことができる。時間におけるこのシフトは、好ましくは時間ドメイン内のコンボ
リューションによるのではなく、周波数ドメイン内の乗算によって行われるもの
とする。そのために、項ｉ２πｆτが、出力信号トレインのフーリエ変換Ｘ₂（
ｆ）の位相に加算される。このようにして修正した後、出力信号トレインのフー
リエ変換の逆フーリエ変換を行って、時間ドメインにおける出力信号トレインｘ
’₂（ｔ）を求める。ここで強調しなければならないことは、一見して明らかと
考えられるが、この場合のステップ、即ち、出力信号トレインｘ₂内のサンプリ
ングした参照ポイントを単純にシフトすることが、目的の達成を可能にしないこ
とであり、それは本発明によるシフトが、サンプリング周期の小数倍によって行
われる必要があり、それが唯一補間によって時間ドメイン内においてのみ可能に
なることによる。

【００３５】 図４は、時間的変位τによってシフトされた出力信号トレインｘ₂を、入力信
号トレインｘ₁の関数として示している。図３との比較から明らかなように、本
発明による斟酌された時間的変位τが、入力信号トレインｘ₁と出力信号トレイ
ンｘ₂の間に極めて良好な相関をもたらしており、その結果、入力信号トレイン
ｘ₁と出力信号トレインｘ₂の間の関係を使用して特性又はその他のパラメータを
決定することが可能になる。

【００３６】 その種の特性の１つは、いわゆるＡＭ／ＡＭ特性、言い換えれば（振幅に関し
て、或いは、振幅の平方によって求めることができる電力に関して）入力信号の
関数として表した出力信号のレベルである。このＡＭ／ＡＭ特性は、誤差によっ
て表される変位の二乗の合計が最小となるように測定ポイントの上に有限次数多
項式をかぶせることによって、図４に示される入力信号トレインｘ₁と、時間的
なシフトが行われた後の出力信号トレインｘ’₂の間の関係から回帰的に求める
ことができる。この種の方法は周知であり、従って、ここではその詳細を説明し
ない。回帰によって求められたＡＭ／ＡＭ特性２５を図４及び図６に示した。

【００３７】 この非線形ＡＭ／ＡＭ特性に関する補正を行うためには、高周波増幅器８（又
は、より一般的にｎポート回路網）の上流に逆予備ひずみＡＭ／ＡＭ特性を有す
る予備ひずみ発生器を挿入しなければならない。適切な予備ひずみＡＭ／ＡＭ特
性を得るため、増幅器又はｎポート回路網の理想特性に関して、測定されたＡＭ
／ＡＭ特性のミラー・イメージを求める必要がある。入力レベル及び出力レベル
が、発生する最大入力レベル及び発生する最大出力レベルに対して正規化されて
いれば、この理想的な特性は、図６に示されるようにｘ軸とｙ軸の間の角度を２
等分する直線になる。図６に、逆予備ひずみＡＭ／ＡＭ特性２６を併せて示した
。

【００３８】 増幅器８の位相誤差又はより一般的にｎポート回路網の位相誤差の補正を行う
場合にも類似の手順が使用される。いわゆるＡＭ／ＰＭ特性は、まず出力信号ト
レインｘ₂と入力信号トレインｘ₁の間における位相差を、入力信号トレインｘ₁
の関数としてプロットし、更に、誤差の二乗の合計が最小となるように関数上の
関係を割り当てる、有限次数の多項式を用いた回帰によって求められる。図７は
、この種のＰＭ／ＡＭ特性２７を示している。これからわかるように、位相誤差
は、入力レベルが高くなるに従って増加する。理想的なＡＭ／ＰＭ特性は、ｘ軸
（いずれの入力レベルにおいても入力信号の位相から出力信号の位相が逸れるこ
とがない）である。従って、予備ひずみＡＭ／ＰＭ特性は、ｘ軸に関してＡＭ／
ＰＭ特性のミラー・イメージングを行うことによって得られる。図７には、この
ようにして求められた予備ひずみＡＭ／ＰＭ特性が併せて示されている。増幅器
８の位相誤差又はより一般的にｎポート回路網の位相誤差の補正を行うためには
、その上流に予備ひずみＡＭ／ＰＭ特性２８を有する予備ひずみ発生器を挿入し
なければならない。

【００３９】 本発明は、ここに示されている実施態様に限定されることなく、一般に、例え
ば、ミキサ（３ポート回路網）を含めたｎポート回路網のパラメータの決定に適
している。また入力信号トレインｘ₁及び出力信号トレインｘ₂を、２チャンネル
測定デバイスを用いて同時に決定することもできる。有限次数の多項式を用いた
回帰に代えて、ルックアップ・テーブル、スプライン補間又はその他の周知の方
法を使用することも可能である。従来の回路網分析とは異なり、本発明に従った
方法は、増幅器又はｎポート回路網を、例えばＩＳ９５標準に対する変調された
ＣＤＭＡ信号等のような実際的な変調によってドライブすることが可能である。
ドライバ信号の逆予備ひずみによって、測定対象となっているアイテムの信号特
性（例えば隣接チャンネルへのスキャッタ）ならびにその出力信号の変調の質の
両方において著しい向上を得ることが可能になる。

【図面の簡単な説明】

【図１】 予備ひずみによる修正が未済の高周波増幅器のレベル誤差ならびに
位相誤差を示している。

【図２】 本発明による方法を実行するための測定装置のブロック回路図であ
る。

【図３】 入力信号と出力信号の間における時間的変位が見込まれていない増
幅器のＡＭ／ＡＭ特性を示している。

【図４】 入力信号と出力信号の間における時間的変位が見込まれている増幅
器のＡＭ／ＡＭ特性を示している。

【図５】 入力信号のフーリエ変換及び出力信号のフーリエ変換から獲得され
たタイミング項の位相成分ならびに振幅成分を示している。

【図６】 本発明による方法によって獲得されたＡＭ／ＡＭ特性の一例及びそ
の逆特性である予備ひずみＡＭ／ＡＭ特性を示している。

【図７】 本発明による方法によって獲得されたＡＭ／ＰＭ特性の一例及びそ
れに関連する予備ひずみＡＭ／ＰＭ特性を示している。

【符号の説明】

３ ＩＱ変調ジェネレータ（ＡＭＩＱ） ４ コンピュータ ５ ベクトル信号ジェネレータ（ＳＭＩＱ） ６ ＲＦ段減衰器（ＲＳＰ） ７ ＳＰＤＴスイッチ ８ ＤＵＴ（例えば電力増幅器） ９ ＲＦ段減衰器（ＲＳＧ） １０ ＳＰＤＴスイッチ １１ ＲＦ段減衰器（ＲＳＰ） １２ 信号アナライザ（ＦＳＩＱ） １３ ＩＱミキサ（ディジタル） １４ ＦＳＩＱＢ７０

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (81)指定国 ＥＰ(ＡＴ，ＢＥ，ＣＨ，ＣＹ， ＤＥ，ＤＫ，ＥＳ，ＦＩ，ＦＲ，ＧＢ，ＧＲ，ＩＥ，Ｉ Ｔ，ＬＵ，ＭＣ，ＮＬ，ＰＴ，ＳＥ，ＴＲ)，ＪＰ，Ｕ Ｓ (72)発明者 シュミット クルト ドイツ グラフィング Ｄ−85567 ディ ートリッヒ−ボンホエッフェル シュトラ ーセ ２ (72)発明者 ミニホルト ローランド ドイツ ミュンヘン Ｄ−80639 ニベル ンゲンシュトラーセ 19 (72)発明者 ヴィンテル アルベルト ドイツ フォルスティニング Ｄ−85661 ブーゼンシュトラーセ 31 Ｆターム(参考） 5J090 AA01 AA41 CA21 FA00 GN05 HA38 HN15 KA23 KA32 KA53 TA01 TA02 TA03

Claims (11)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 ｎポート回路網のパラメータ、特に増幅器（８）の特性（２５
   ，２７）を、振幅を変化させた少なくとも１つの変調済み入力信号トレインｘ₁
   （ｔ）を印加し、少なくとも１つの出力信号トレインｘ₂（ｔ＋τ）を測定し、
   一方で前記入力信号トレインｘ₁（ｔ）に関して前記出力信号トレインｘ₂（ｔ＋
   τ）が有する時間的変位τを斟酌することによって決定する方法において、前記
   時間的変位τが、前記出力信号トレインｘ₂（ｔ＋τ）と前記入力信号トレイン
   ｘ₁（ｔ）の相互相関を行うことによって求められることを特徴とする方法。
2. 【請求項２】 前記時間的変位τが、 前記入力信号トレインｘ₁（ｔ）のフーリエ変換Ｘ₁（ｆ）を決定し、 前記出力信号トレインｘ₂（ｔ＋τ）のフーリエ変換Ｘ₂（ｆ）を決定し、 前記出力信号トレインの前記フーリエ変換Ｘ₂（ｆ）又は前記入力信号トレイ
   ンの前記フーリエ変換Ｘ₁（ｆ）の共役複素数Ｘ^* ₂（ｆ）又はＸ^* ₁（ｆ）を計算
   し、 タイミング項、 Ｘ＝Ｘ₁（ｆ）・Ｘ₂ ^*（ｆ） ＝Ｘ₁（ｆ）・Ｘ₁ ^*（ｆ）・ｅ^i2π£τ 又は、 Ｘ＝Ｘ₂（ｆ）・Ｘ₁ ^*（ｆ） ＝Ｘ₂（ｆ）・Ｘ₂ ^*（ｆ）・ｅ^-i2π£τ を、前記入力信号トレインの前記フーリエ変換Ｘ₁（ｆ）に前記出力信号トレ
   インの前記フーリエ変換の前記共役複素数Ｘ^* ₂（ｆ）を乗ずることによって、或
   いは、前記出力信号トレインの前記フーリエ変換Ｘ₂（ｆ）に前記入力信号トレ
   インの前記フーリエ変換の前記共役複素数Ｘ^* ₁（ｆ）を乗ずることによって計算
   し、 前記タイミング項Ｘの位相成分ａｒｇ（Ｘ）＝２πｆτを抽出し、 前記タイミング項Ｘの前記位相成分（ａｒｇ（Ｘ））から回帰によって前記時
   間的変位τを見つけることによって求められることを特徴とする請求項１に記載
   の方法。
3. 【請求項３】 前記タイミング項Ｘの前記位相成分ａｒｇ（Ｘ）の前記回帰が
   、周波数ドメイン内において行われることを特徴とする請求項２に記載の方法。
4. 【請求項４】 前記出力信号トレインｘ₂（ｔ＋τ）が、求められた前記時間
   的変位τによって時間的にシフトされ、シフト後の出力信号トレインｘ’₂（ｔ
   ）が生成されることを特徴とする請求項２又は３に記載の方法。
5. 【請求項５】 ｆを周波数とし、τを時間的変位とするとき、前記出力信号ト
   レインの前記フーリエ変換Ｘ₂（ｆ）の位相に前記項ｉ２πｆτを加算し、前記
   出力信号トレインの逆フーリエ変換を行うことによって、前記時間的なシフトが
   行われることを特徴とする請求項４に記載の方法。
6. 【請求項６】 前記ｎポート回路網のＡＭ／ＡＭ特性（２５）が、求められた
   前記時間的変位τによって時間的にシフトされた出力信号トレインｘ’₂（ｔ）
   を、前記入力信号トレインｘ₁（ｔ）に関係付けし、回帰により関数上の関係を
   見つけることによって求められることを特徴とする請求項４又は５に記載の方法
   。
7. 【請求項７】 前記ｎポート回路網のＰＭ／ＡＭ特性（２７）が、求められた
   前記時間的変位τによって時間的にシフトされた出力信号トレインｘ₂’（ｔ）
   の位相と入力信号トレインｘ₁’（ｔ）の位相の間における差を、入力信号トレ
   インｘ₁’（ｔ）に関係付けし、回帰により関数上の関係を見つけることによっ
   て求められることを特徴とする請求項４又は５に記載の方法。
8. 【請求項８】 前記回帰が、多項式回帰によって行われることを特徴とする請
   求項６又は７に記載の方法。
9. 【請求項９】 予備ひずみＡＭ／ＡＭ特性（２６）及び／又は予備ひずみＰＭ
   ／ＡＭ特性（２８）が、それぞれの理想的な特性に関する前記ＡＭ／ＡＭ特性（
   ２５）及び／又は前記ＰＭ／ＡＭ特性（２７）のミラー・イメージングによって
   求められることを特徴とする請求項６乃至８のいずれかに記載の方法。
10. 【請求項１０】 前記入力信号トレインｘ₁（ｔ）及び前記出力信号トレイン
    ｘ₂（ｔ＋τ）が、１チャンネル測定デバイスによって時間的に連続して測定さ
    れることを特徴とする請求項１乃至９のいずれかに記載の方法。
11. 【請求項１１】 広帯域スペクトルを有する入力信号トレインｘ₁（ｔ）、特
    にディジタル変調されたＣＤＭＡ信号、ＤＡＢ信号又はＤＶＢ信号等のマルチ−
    キャリア信号が使用されることを特徴とする請求項１乃至１０のいずれかに記載
    の方法。