JP5365516B2 - 信号処理装置及び信号処理方法 - Google Patents

Description

（関連出願についての記載）
本願は、先の日本特許出願２００７−１８１０１９号（２００７年７月１０日出願）の優先権を主張するものであり、前記先の出願の全記載内容は、本書に引用をもって繰込み記載されているものとみなされる。
本発明は周波数変換装置、もしくは周波数変換を伴う通信の送信部に関する。

直交変調器、およびそれを用いた無線送信機において、キャリアリークの抑圧と、変調精度の劣化防止は、通信品質を確保し、法規制を遵守する上で必須の項目である。しかしながら近年は、通信の高速化に伴い要求性能レベルはアップしているにも関わらず、アーキテクチャのダイレクトコンバージョン化、並びにプロセスの低電圧化に起因する回路構成上の制約から、冒頭に上げた性能項目に関してはむしろ劣化する傾向にある。従って、要求性能を満たすためには、直交変調器に関して何らかの補償方式を搭載することが必要となる。従来より、多くの補償方式が提案されているが、補償のために余分なハードウェア等を追加しないことが理想の１つとされる。その点で従来方式には、改善すべき点が多い。

キャリアリークは、変調器の入力換算での直流オフセット（ＤＣオフセット）に相当する。変調精度に影響を与える要素は、キャリアリークと、変調器の入力換算での直交成分間のレベルのバラツキ（ＩＱミスマッチの一種）と、変調器に入力するローカル信号の直交性、即ち振幅と位相差のバラツキ（ＩＱミスマッチの一種）がある。

図２８は、従来の信号補償方式の典型的な構成の一例を示す図である。補償動作時には、スイッチ（ＳＷ）で、テスト信号生成部からのテスト信号を選択する。テスト信号を直交変調器のベースバンドポートに入力し、その出力振幅をエンベロープ検出器で検出し、検出した出力振幅をＡＤ変換器でデジタル信号に変換し、制御部に供給する。なお、直交変調器は、Ｉ、Ｑ成分（デジタル信号）をそれぞれアナログ信号に変換するＤＡ変換器（Ｄ／Ａ）からの出力信号と局発信号ＬＯ（Ｉ）、ＬＯ（Ｑ）（局発信号ＬＯ（Ｑ）とＬＯ（Ｉ）の位相差は９０度）をそれぞれ乗算するミキサ（ＭＩＸ）と、Ｉ、Ｑ乗算信号を加算する加算器を備えている。

図２９は、図２８の構成等で典型的に用いられるテスト信号である。Ｉ側には余弦波を、Ｑ側には正弦波を入力している。

図３０は、変調器などのＲＦ／アナログ部が理想的である場合のコンスタレーションである。中心が原点にある真円を描いており、変調器出力の時間領域では定包絡線の正弦波となる。図３１は直流オフセットがある場合のコンスタレーションで、円の中心が原点からシフトしている。このため、変調器出力の包絡線は、時間と共に増減する。

図３２、図３３は、それぞれＩＱの振幅ミスマッチと位相ミスマッチがある場合のコンスタレーションである。やはり変調器出力の包絡線は時間と共に増減する。これらの増減の周期と位相を、テスト信号の位相と周波数と照らし合わせることにより、どのオフセット／ミスマッチがどれだけ存在し、その補償のための制御信号を作り出すことが出来る。このようにして生成した信号を、直流オフセット／ＩＱミスマッチ補償部に与える。通信時には、スイッチで送信ベースバンド信号生成部を選択し、ここから送出される信号を、既に補償情報をセットしてある直流オフセット／ＩＱミスマッチ補償部を通してからＤＡ変換し、直交変調器のベースバンドポートに入力する。

特許文献１には、以上のような技術として、直交変調器において、第一象限から第四象限のうちの２点のみを使ってＩＱ位相誤差をキャリブレーションする方法が記載されている。これにより、テスト信号の簡略化が実現されている。

また、特許文献２には、正弦波テスト信号を変調器のベースバンド入力に与えて、キャリブレーションする方式が開示されている。

さらに、特許文献３には、送信信号をＩＱ直交ダウンコンバータで周波数変換して得た信号を元に、変調器の精度改善をはかる方式が開示されている。

同様の技術が記載されている別の文献として、特許文献４〜９を挙げる。

また、特許文献１０には、直交変調器のキャリアリークを検出して、保持された前回のキャリアリーク値との比較を行う比較手段を有する変調器が開示されている。

さらに、特許文献１１には、テスト信号として、（Ｉ、Ｑ）＝ａ（１、０）、ｂ（０、１）、ｃ（−１、０）、ｄ（０、−１）の４点のデータを用い、それらを用いたときの検出レベルから直流オフセットの影響を抑えた直交度誤差を検出し、補償を行う歪補償回路が開示されている。

特開２００２−２５２６６３号公報 特開平０８−２１３８４６号公報 特表平０９−５０４６７３号公報 特開２００４−００７０８３号公報 特表２００４−５０９５５５号公報 ＷＯ２００３／１０１０６１号公報 特許第３０３７０２５号公報 特開２００４−２７４２８８号公報 特開２００４−３６３７５７号公報 特開平０５−０２２３５６号公報 特開平１１−１３６３０２号公報

以下に本発明による関連技術の分析を与える。
上記した関連技術には、いくつかの問題点がある。まず、図２８〜３３を用いて説明した技術では、テスト信号が正弦波であるために、正弦波テスト信号の波形データ（ディジタル・テストパターンデータ）を格納するＲＯＭ（Read−Only Memory）が必要となる。また、なめらかなテスト信号を生成するために相応のクロックスピードでの動作が必要である。さらに、エンベロープ検出器の出力をＡＤ変換するＡＤ変換器が必要となる。即ち、図２８〜３３を用いて説明した従構成では、余分なハードウェアを追加しなければならない、といった問題がある。

特許文献１で開示されている技術では、テスト信号の簡略化が実現されているが、ＩＱ位相誤差のキャリブレーションのみであり、ＩＱ振幅誤差のキャリブレーションについては一切開示されていない。また、特許文献１に開示されている手法により、ＩＱ位相誤差をキャリブレーションするには、直交変調器のベースバンド入力換算での直流オフセット、即ち直交変調器の出力換算でのキャリアリークが充分低く抑圧されており、かつＩ、Ｑ利得誤差が充分低く抑圧されている必要がある。

特許文献２で開示されている技術は、正弦波テスト信号発生装置及びＡＤ変換器を備えており、構成が複雑化する。

特許文献３で開示されている技術は、構成が複雑化するという問題に加え、キャリブレーション時に用いるＩＱ直交ダウンコンバータのＩＱ精度などが、キャリブレーションの誤差要因となる、という別の問題がある。したがって、充分に精度の高いキャリブレーションを行うには、充分にＩＱ精度などが高いＩＱ直交ダウンコンバータが必要となる。

特許文献４、特許文献５で開示されている技術においても、上述した、テスト信号発生部やＡＤ変換器の設置などに起因する、構成の複雑化という問題を有している。

特許文献６では、ＲＦ信号強度が等しくなる位相平面上の４点を求めて、ＩＱ位相誤差と直流オフセットの補正量を同時に求める手法が開示されている。この関連技術においても、高周波回路の出力を入力するレベル検出器において制御部にデジタル信号（レベルM）を与えるためにＡＤ変換器が用いられており、また、限られたＡＤ変換器の分解能の範囲で得られたデータから、特許文献６に式（６）として記載された１２変数の４連立方程式を解く必要がある。そのためにハードウエア規模、演算処理量等が増大し、得られる補正パラメタの精度もＡＤ変換器の分解能、連立方程式の解法精度点で問題が生じる。また、事前にＩＱ利得誤差を求めておくことが必要である点については、解決方法が開示されていない。

特許文献７では、Ｉ側、Ｑ側に入力するベースバンド信号強度と、変調器の出力強度の３つの情報から、ＩＱ利得誤差の補正量を求める手法が開示されている。しかしながら、この技術においても、構成が複雑化するほか、直流オフセットやＩＱ位相誤差が、変調器出力強度に与える影響が考慮されていないため、直流オフセットやＩＱ利得誤差が存在しないときにしか正確に動作しない。

特許文献８、９で開示されているＩＱ位相誤差、ＩＱ利得誤差の補償についての従来技術では、キャリブレーション時の検出系として直交復調器を用いるため、この直交復調器の精度がキャリブレーションの誤差要因となる。

特許文献１０で開示されている技術では、直交変調器のキャリアリークを検出して、保持された前回のキャリアリーク値との比較を行う比較手段を有するものの、比較手段の誤差を抑圧する構成をもっていないため、比較手段の誤差を抑圧することができない。

特許文献１１で開示されている技術では、４点のテストデータを用いた信号補償を行っているが、直交復調器とＡＤ変換器を用いており、構成が複雑化する。

本発明の目的は、構成の複雑化を抑制しつつ、直交変調器の直流オフセットの影響、及び比較部の誤差の影響を抑制し、ＩＱミスマッチの補償を可能とする信号処理装置、信号処理方法、及び送信装置を提供することにある。

本発明の第１の視点に係る信号処理装置は、テスト信号を生成するテスト信号生成部と、該テスト信号を直交変調器により直交変調した出力の包絡線検波を行う検波器と、該検波器により検波した検波信号を比較判定する比較判定部と、該比較判定部による比較判定結果から、調整値を導出する制御部と、該制御部により導出された前記調整値を保持する調整値保持部と、該調整値保持部に保持された前記調整値から、補償値を導出する補償値導出部と、を備える。該テスト信号生成部は、第１のテスト信号（Ｉ_１、Ｑ_１）と、該第１のテスト信号と所定の関係にある第２のテスト信号（Ｉ_２、Ｑ_２）と、を生成して該直交変調器に与え、該検波器は、該直交変調器により変調された該第１のテスト信号の包絡線と、該第２のテスト信号の包絡線を検波し、該比較判定部は、該検波器により検波された、該第１のテスト信号に対応する第１の検波信号と、該第２のテスト信号に対応する第２の検波信号と、を比較判定し、該制御部は、比較判定部による比較判定結果から第１の調整値を導出し、該調整値保持部は、該第１の調整値を保持する。該テスト信号生成部は、該第１のテスト信号と該第２のテスト信号とよりなるテスト信号の第１セットに対して、同相成分（Ｉ）、直交成分（Ｑ）が所定の関係にあるテスト信号の第２セットを生成して該直交変調器に与え、該検波器は、該第２セットの該第１のテスト信号に対応する該直交変調器の出力の包絡線と、該第２セットの該第２のテスト信号に対応する該直交変調器の出力の包絡線と、を検波し、該比較判定部は、該検波器により検波された、該第２セットの該第１のテスト信号に対応する該第１の検波信号と、該第２セットの前記第２のテスト信号に対応する該第２の検波信号と、を比較判定し、該制御部は、該比較判定部による比較判定結果から第２の調整値を導出し、該調整値保持部は、該第２の調整値を保持する。補償値導出部は、該調整値保持部に保持された、該第１の調整値と、該第２の調整値と、から補償値を導出する。そして、該信号処理装置は、該補償値により、該直交変調器の直流オフセット及びＩＱミスマッチを推定する手段をさらに備える。

上記第１の視点において、該制御部は、該検波器により検波された、テスト信号の該第１セットに対応する、該第１の検波信号と、該第２の検波信号と、が等しくなるように、該直交変調器への入力の直流オフセット、振幅、位相の少なくとも１つを調整することにより該第１の調整値を導出し、テスト信号の前記第２セットに対応する、該第１の検波信号と、該第２の検波信号と、が等しくなるように、該直交変調器への入力の直流オフセット、振幅、位相の少なくとも１つを調整することにより該第２の調整値を導出するものであってもよい。

本発明においては、同相成分と直交成分よりなるベースバンド・テスト信号を生成し直交変調器に送るテスト信号生成部と、前記直交変調器の出力を受け包絡線検波を行う検波器と、を備え、前記テスト信号生成部は、互いに所定の位相関係の第１、第２のテスト信号を含む第１セットを生成して前記第１、第２のテスト信号の順に前記直交変調器に入力し、続いて、同相成分、逆相成分が、前記第１のセットの前記第１、第２のテスト信号の同相成分、逆相成分とそれぞれ所定の関係にある第１、第２のテスト信号を含む第２セットを生成して前記第１、第２のテスト信号の順に前記直交変調器に入力する。さらに、前記第１、第２のテスト信号の直交変調出力を前記検波器で検波した結果を比較する比較手段を備え、前記第１セットの前記第１、第２のテスト信号の直交変調出力の検波結果の比較結果に基づき、調整値を求め、前記第２セットの前記第１、第２のテスト信号の直交変調出力の検波結果の比較結果に基づき、調整値を求め、前記第１、第２のセットに対してそれぞれ求めた前記調整値から、前記直交変調器の直流オフセット、ＩＱ振幅ミスマッチ、ＩＱ位相ミスマッチの少なくとも１つを補償するための補償値を導出する。本発明において、前記第１のテスト信号と前記第２のテスト信号は互いに直交するか逆相の関係にあり、第１と第２セット間で、前記第１、第２のテスト信号について少なくとも一方は、同相成分及び／又は直交成分について、値及び／又は極性が異なる。あるいは、本発明においては、前記第１、第２のテスト信号の直交変調出力の検波結果の比較結果が等しくなるように、前記直交変調器への入力のオフセット、振幅、位相の少なくとも１つを調整することで、前記調整値を求める構成としてもよい。

本発明の第２の視点に係る信号処理装置は、第１のテスト信号（Ｉ_１、Ｑ_１）と、該第１のテスト信号と所定の関係にある第２のテスト信号（Ｉ_２、Ｑ_２）とを順次、直交変調器に与える第１の回路と、該直交変調器の出力を検波し、該第１のテスト信号と該第２のテスト信号とにそれぞれ対応する、第１の検波信号と第２の検波信号との第１のセットを比較する第２の回路と、を備える。該第１の回路は、該第１のテスト信号と該第２のテスト信号とよりなる、テスト信号の第１セットに対して、同相成分、直交成分の値及び極性の少なくとも一方を可変させた、テスト信号の第２セットを該直交変調器に与え、該第２の回路は、該直交変調器の出力を検波し、該テスト信号の第２セットに対応する、第１の検波信号と第２の検波信号との第２のセットを比較する。そして、該信号処理回路は、該第１のセットの該第１の検波信号と該第２の検波信号とから、該直交変調器用の第１の補正値を導出し、該第２のセットの該第１の検波信号と該第２の検波信号とから、該直交変調器用の第２の補正値を導出し、該第１の補正値と該第２の補正値とから、第３の補正値を導出する第３の回路と、該第３の補正値を用いて、該直交変調器の直流オフセット、振幅ミスマッチ、位相ミスマッチの少なくとも１つを補正する第４の回路と、をさらに備える。

本発明の第３の視点に係る信号処理方法は、第１のテスト信号（Ｉ_１、Ｑ_１）と、該第１のテスト信号と所定の関係にある第２のテスト信号（Ｉ_２、Ｑ_２）と、を生成して順次、直交変調器に与える工程と、該直交変調器により変調された該第１のテスト信号の包絡線と、該第２のテスト信号の包絡線を検波する工程と、該検波する工程により検波された、該第１のテスト信号に対応する第１の検波信号と、該第２のテスト信号に対応する第２の検波信号と、を比較判定する工程と、該比較判定する工程による比較判定結果から第１の調整値を導出する工程と、該第１のテスト信号と該第２のテスト信号とよりなるテスト信号の第１セットに対して、同相成分（Ｉ）、直交成分（Ｑ）が所定の関係にあるテスト信号の第２セットを生成して該直交変調器に与える工程と、該第２セットの該第１のテスト信号に対応する該直交変調器の出力の包絡線と、該第２セットの該第２のテスト信号に対応する該直交変調器の出力の包絡線と、を検波する工程と、該検波する工程により検波された、該第２セットの該第１のテスト信号に対応する該第１の検波信号と、該第２セットの該第２のテスト信号に対応する該第２の検波信号と、を比較判定する工程と、該比較判定する工程による比較判定結果から第２の調整値を導出する工程と、該第１の調整値と、該第２の調整値と、から補償値を導出する工程と、該補償値により、該直交変調器の直流オフセット及びＩＱミスマッチを推定する工程と、を含む。

本発明に係る方法においては、ａ）同相成分と直交成分よりなるベースバンド・テスト信号として、互いに所定の位相関係の第１、第２のテスト信号を含む第１セットを生成し、前記第１、第２のテスト信号の順に直交変調器に入力し、
ｂ）前記第１セットの前記第１、第２のテスト信号の直交変調出力の検波結果の比較結果に基づき、調整値を求め、
ｃ）同相成分、逆相成分が、前記第１セットの前記第１、第２のテスト信号の同相成分、逆相成分とそれぞれ所定の関係にある第１、第２のテスト信号を含む第２セットを生成し、前記第１、第２のテスト信号の順に前記直交変調器に入力し、
ｄ）前記第２セットの前記第１、第２のテスト信号の直交変調出力の検波結果の比較結果に基づき、調整値を求め、
ｅ）前記第１、第２セットに対してそれぞれ求めた前記調整値から、前記直交変調器の直流オフセット、ＩＱ振幅ミスマッチ、ＩＱ位相ミスマッチの少なくとも１つを補償するための補償値を導出する、
上記工程を含む。

上記第１から第３の視点において、該第２のテスト信号（Ｉ_２、Ｑ_２）は、該第１のテスト信号（Ｉ_１、Ｑ_１）と直交する、または該第１のテスト信号（Ｉ_１、Ｑ_１）の逆相であることが好ましい。

また、上記第１から第３の視点において、テスト信号の該第２セットは、テスト信号の該第１セットに対して、同相成分（Ｉ）、直交成分（Ｑ）の値及び極性の少なくとも一方を可変させたものであってもよい。

本発明によれば、変調器の残存する直流オフセットの影響、及び比較部の誤差の影響を抑圧し、ＩＱ振幅ミスマッチ補償の効果、ＩＱ位相ミスマッチ補償の効果の劣化を防ぐことができる。また、構成の複雑化の問題を回避することができる。

本発明の第１の実施の形態における信号処理装置の構成の一例を示すブロック図である。 本発明の第１の実施の形態における信号処理装置の構成の一例を示すブロック図である。 本発明の第２の実施の形態における信号処理装置の構成の一例を示すブロック図である。 本発明の第３の実施の形態における信号処理装置の構成の一例を示すブロック図である。 本発明の第４の実施の形態における信号処理装置の構成の一例を示すブロック図である。 本発明の第５の実施の形態における信号処理装置の構成の一例を示すブロック図である。 本発明の第５の実施の形態におけるＡＤ変換部の構成の一例を示すブロック図である。 本発明の一実施例における信号処理方法のシーケンスの一例を示す図である。 本発明の一実施例におけるテスト信号に関する図である。 本発明の一実施例におけるテスト信号に関する図である。 本発明の実施例１における信号波形の一例を示す図である。 本発明の実施例１における構成の一例を示す図である。 本発明の実施例１における直交変調器出力の一例を示す図である。 本発明の実施例１における直交変調器出力の一例を示す図である。 本発明の実施例１における直交変調器出力の一例を示す図である。 本発明の実施例１におけるテスト信号の一例を示す図である。 本発明の実施例１における実行シーケンスの一例を示す図である。 本発明の実施例１における実行シーケンスの一例を示す図である。 本発明の実施例１における実行シーケンスの一例を示す図である。 本発明の実施例２における信号波形の一例を示す図である。 本発明の実施例２における直交変調器出力の一例を示す図である。 本発明の実施例２における直交変調器出力の一例を示す図である。 本発明の実施例２における直交変調器出力の一例を示す図である。 本発明の実施例３における直交変調器出力の一例を示す図である。 本発明の実施例３における直交変調器出力の一例を示す図である。 本発明の実施例３における直交変調器出力の一例を示す図である。 本発明の一実施例における調整値の一覧の一例を示す図である。 従来の信号補償方式の構成の一例を示す図である。 従来のテスト信号の一例を示す図である。 従来の信号補償方式のコンスタレーションの一例を示す図である。 従来の信号補償方式の直流オフセットがある場合のコンスタレーションの一例を示す図である。 従来の信号補償方式のＩＱ振幅ミスマッチがある場合のコンスタレーションの一例を示す図である。 従来の信号補償方式のＩＱ位相ミスマッチがある場合のコンスタレーションの一例を示す図である。

符号の説明

１０ テスト信号生成部
１１ 直交変調器
１２ 検波器
１３ 比較判定部
１４ 制御部
１５ 調整値保持部
１６ 補償値導出部
１７ 直流オフセット・ＩＱミスマッチ推定手段
１８ 送信ベースバンド信号生成部
１９ 第１の補償部
２０ 第２の補償部
２１ サンプルホールド回路
２２ 比較部
２３ ＡＤ変換部
２４ ＡＤ変換器
２５ 記憶部
２６ 判定部
３０ 第１のスイッチ手段
３１ 第２のスイッチ手段
３２ 第３のスイッチ手段
４０ 第１のＤＡＣ
４１ 第２のＤＡＣ
４２ 第３のＤＡＣ
４３ 第４のＤＡＣ
４４ 第５のＤＡＣ
４５ 第６のＤＡＣ

本発明を実施するための最良の形態について、以下、図面を参照しながら詳細に説明する。

[第１の実施の形態]
図１は、本発明の第１の実施の形態に係る信号処理装置の構成を示す図である。図１を参照すると、本発明の一つの実施の形態に係る信号処理装置においては、テスト信号生成部１０、直流オフセットＩＱミスマッチ推定手段１７、直交変調器１１、検波器１２、比較判定部１３、制御部１４、調整値保持部１５、補償値導出部１６を備えている。上記各部は概略以下の処理・動作を行う。テスト信号生成部１０が第１のテスト信号（Ｉ_１、Ｑ_１）（ただし、（Ｉ、Ｑ）において、Iは同相成分信号、Qは直交成分信号を表す）と、該第１のテスト信号と所定の関係にある第２のテスト信号（Ｉ_２、Ｑ_２）と、を生成して、直交変調器１１へそれらを与える。直交変調器１１は、該第１のテスト信号（Ｉ_１、Ｑ_１）と該第２のテスト信号（Ｉ_２、Ｑ_２）とを直交変調して出力する。検波器１２は、該第１のテスト信号（Ｉ_１、Ｑ_１）に対応する直交変調器１１の出力の包絡線と、該第２のテスト信号（Ｉ_２、Ｑ_２）に対応する直交変調器１１の出力の包絡線と、を検波する。比較判定部１３は、検波器１２により検波された、該第１のテスト信号（Ｉ_１、Ｑ_１）に対応する第１の検波信号と、該第２のテスト信号（Ｉ_２、Ｑ_２）に対応する第２の検波信号と、を比較判定する。制御部１４は、比較判定部１３による比較判定結果から、第１の調整値を導出する。調整値保持部１５は、制御部１４で導出された該第１の調整値を保持する。さらに、テスト信号生成部１０は、上記第１のテスト信号（Ｉ_１、Ｑ_１）と上記第２のテスト信号（Ｉ_２、Ｑ_２）とよりなるテスト信号の第１セットに対して、同相成分（Ｉ）、直交成分（Ｑ）が所定の関係にあるテスト信号の第２セット（第１、第２のテスト信号のセット）を生成して直交変調器１１に与える。直交変調器１１は、該第２セットの第１のテスト信号（Ｉ’_１、Ｑ’_１）と第２のテスト信号（Ｉ’_２、Ｑ’_２）とを直交変調して出力する。検波器１２は、該第２セットの該第１のテスト信号（Ｉ’_１、Ｑ’_１）に対応する直交変調器１１の出力の包絡線と、該第２セットの該第２のテスト信号（Ｉ’_２、Ｑ’_２）に対応する直交変調器１１の出力の包絡線と、を検波する。比較判定部１３は、検波器１２により検波された、該第２セットの該第１のテスト信号（Ｉ’_１、Ｑ’_１）に対応する第１の検波信号と、該第２セットの該第２のテスト信号（Ｉ’_２、Ｑ’_２）に対応する第２の検波信号と、を比較判定する。制御部１４は、比較判定部１３による比較判定結果から、第２の調整値を導出する。調整値保持部１５は、制御部１４で導出された該第２の調整値を保持する。補償値導出部１６は、調整値保持部１５に保持された、該第１の調整値と、該第２の調整値と、から補償値を導出する。典型的には、該第１の調整値と、該第２の調整値とを平均して、補償値としてもよい。そして、直流オフセットＩＱミスマッチ推定手段１７は、該補償値により、直交変調器１１の直流オフセット及びＩＱミスマッチを推定する。直流オフセットＩＱミスマッチ推定手段１７は直交変調器１１の直流オフセット及びＩＱミスマッチを推定結果に基づき、入力した送信信号の補償を行い、直交復調器１１に出力する（このとき、テスト信号生成部１０は非活性状態とされ、その出力はオフとされる）。

図２に示す信号処理装置は、図１の信号処理装置において、送信信号からＩチャネル及びＱチャネルごとの信号成分を生成する送信ベースバンド信号生成部１８と、直流オフセット及びＩＱミスマッチを推定する手段１７として、送信ベースバンド信号を入力して補償し、該補償した信号を直交変調器１１へ与える第１の補償部１９と、をさらに備えている。そして、第１の補償部１９は、補償値導出部１６にて導出された上記補償値を受け、該送信ベースバンド信号を補償する。

上記第２のテスト信号は、上記第１のテスト信号と直交する、または上記第１のテスト信号の逆相であることが好ましい。また、制御部１４は、検波器１２により検波された、テスト信号の第１セットに対応する、第１の検波信号と、第２の検波信号と、が等しくなるように、直交変調器１１への入力の直流オフセット、振幅、位相の少なくとも１つを調整することにより第１の調整値を導出し、テスト信号の上記第２セットに対応する、第１の検波信号と、第２の検波信号と、が等しくなるように、直交変調器１１への入力の直流オフセット、振幅、位相の少なくとも１つを調整することにより第２の調整値を導出するものであってもよい。さらに、テスト信号の第２セットは、テスト信号の第１セットに対して、同相成分（Ｉ）、直交成分（Ｑ）の値及び極性の少なくとも一方を可変させたものであることが好ましい。

また、検波器１２は、テスト信号を直交変調器１１へ入力した際、直交変調器１１の直流オフセット及びＩＱミスマッチが存在しないとした場合に検出感度が最大になるように設計しておくことが好ましい。

かかる構成により、変調器の残存する直流オフセットの影響、及び比較部の誤差の影響を抑圧し、ＩＱ振幅ミスマッチ補償の効果、ＩＱ位相ミスマッチ補償の効果の劣化を防いだ送信装置とすることが可能となる。

[第２の実施の形態]
図３は、本発明の第２の実施の形態に係る信号処理装置を示す図である。本実施の形態は、図１の信号処理装置の構成に加えて、送信信号からＩチャネル及びＱチャネルごとの信号成分を生成する送信ベースバンド信号生成部１８と、直流オフセット及びＩＱミスマッチを推定する手段１７として送信ベースバンド信号を入力して補償し、該補償した信号を直交変調器１１へ与える第１の補償部１９と、をさらに備えている。テスト信号生成部１０により生成されたテスト信号は、第１の補償部１９を介した間接形態にて、直交変調器１１へ与えられる。また、送信ベースバンド信号とテスト信号のいずれかを選択し、第１の補償部１９へ出力する第１のスイッチ手段３０と、第１の補償部１９からの同相成分（Ｉ）をアナログ信号に変換して直交変調器１１へ出力する第１のデジタルアナログコンバータ（以下ＤＡＣという）４０と、第１の補償部１９からの直交成分（Ｑ）をアナログ信号に変換して直交変調器１１へ出力する第２のＤＡＣ４１と、を備えている。

また、本実施の形態においては、第１の実施の形態における比較判定部１３が、サンプルホールド回路２１と、比較部２２から構成される。サンプルホールド回路２１は、検波器１２により検波された第１の検波信号を保持する。比較部２２は、検波器１２により検波された第２の検波信号と、サンプルホールド回路２１に保持された該第１の検波信号と、を比較する。比較部２２には、具体的な一例としては、第１の検波信号の電圧値と、第２の検波信号の電圧値と、を時系列的に比較し、いずれのレベルが高いかを判定するコンパレータ回路を用いることができる。

本実施の形態においては、制御部１４は、比較部２２による比較結果から、第１の調整値、第２の調整値を導出する。該第１の調整値と該第２の調整値とは、調整値保持部１５に保持され、補償値導出部１６は、調整値保持部１５に保持された、該第１の調整値と、該第２の調整値と、から補償値を導出する。典型的には、該第１の調整値と、該第２の調整値とを平均して、補償値としてもよい。そして、第１の補償部１９は、補償値導出部１６にて導出された該補償値を受け、該送信ベースバンド信号を補償する。

なお、本実施の形態においても、第１の実施の形態と同様に、上記第２のテスト信号は、上記第１のテスト信号と直交する、または上記第１のテスト信号の逆相であることが好ましい。また、制御部１４は、検波器１２により検波された、テスト信号の第１セットに対応する、第１の検波信号と、第２の検波信号と、が等しくなるように、直交変調器１１への入力の直流オフセット、振幅、位相の少なくとも１つを調整することにより第１の調整値を導出し、テスト信号の上記第２セットに対応する、第１の検波信号と、第２の検波信号と、が等しくなるように、直交変調器１１への入力の直流オフセット、振幅、位相の少なくとも１つを調整することにより第２の調整値を導出するものであってもよい。さらに、テスト信号の第２セットは、テスト信号の第１セットに対して、同相成分（Ｉ）、直交成分（Ｑ）の値及び極性の少なくとも一方を可変させたものであることが好ましい。

かかる構成により、変調器の残存する直流オフセットの影響、及び比較部の誤差の影響を抑圧し、ＩＱ振幅ミスマッチ補償の効果、ＩＱ位相ミスマッチ補償の効果の劣化を防いだ送信装置とすることが可能となる。

[第３の実施の形態]
図４は、本発明の第３の実施の形態に係る信号処理装置を示す図である。本実施の形態は、図１の信号処理装置の構成に加えて、送信信号からＩチャネル及びＱチャネルごとの信号成分を生成する送信ベースバンド信号生成部１８と、直流オフセット及びＩＱミスマッチを推定する手段１７として送信ベースバンド信号を入力して補償し、該補償した信号を直交変調器１１へ与える第１の補償部１９と、をさらに備えている。また、第１の補償部１９の出力をアナログ信号に変換する第３のＤＡＣ４２及び第４のＤＡＣ４３と、テスト信号生成部１０により生成されたテスト信号をアナログ信号に変換する第５のＤＡＣ４４及び第６のＤＡＣ４５と、第３のＤＡＣ４２の出力と第５のＤＡＣ４４の出力とのいずれかを選択し、直交変調器１１の同相成分（Ｉ）入力へ出力する第２のスイッチ手段３１と、第４のＤＡＣ４３の出力と第６のＤＡＣ４５の出力とのいずれかを選択し、直交変調器１１の同相成分（Ｉ）入力へ出力する第３のスイッチ手段３２と、を備えている。

本実施の形態においては、第２の実施の形態と同様に、第１の実施の形態における比較判定部１３が、サンプルホールド回路２１と、比較部２２から構成される。サンプルホールド回路２１は、検波器１２により検波された第１の検波信号を保持する。比較部２２は、検波器１２により検波された第２の検波信号と、サンプルホールド回路２１に保持された該第１の検波信号と、を比較する。比較部２２には、具体的な一例としては、第１の検波信号の電圧値と、第２の検波信号の電圧値と、を時系列的に比較し、いずれのレベルが高いかを比較判定し比較結果を制御部１４に出力するコンパレータ回路を用いることができる。

本実施の形態においては、第２の実施の形態と同様に、制御部１４は、比較部２２による比較結果から、第１の調整値、第２の調整値を導出する。該第１の調整値と該第２の調整値とは、調整値保持部１５に保持され、補償値導出部１６は、調整値保持部１５に保持された、該第１の調整値と、該第２の調整値と、から補償値を導出する。典型的には、該第１の調整値と、該第２の調整値とを平均して、補償値としてもよい。そして、第１の補償部１９は、補償値導出部１６にて導出された該補償値を受け、該送信ベースバンド信号を補償する。

なお、本実施の形態においても、第１及び第２の実施の形態と同様に、上記第２のテスト信号は、上記第１のテスト信号と直交する、または上記第１のテスト信号の逆相であることが好ましい。また、制御部１４は、検波器１２により検波された、テスト信号の第１セットに対応する、第１の検波信号と、第２の検波信号と、が等しくなるように、直交変調器１１への入力の直流オフセット、振幅、位相の少なくとも１つを調整することにより第１の調整値を導出し、テスト信号の上記第２セットに対応する、第１の検波信号と、第２の検波信号と、が等しくなるように、直交変調器１１への入力の直流オフセット、振幅、位相の少なくとも１つを調整することにより第２の調整値を導出するものであってもよい。さらに、テスト信号の第２セットは、テスト信号の第１セットに対して、同相成分（Ｉ）、直交成分（Ｑ）の値及び極性の少なくとも一方を可変させたものであることが好ましい。

本実施の形態においては、テスト信号生成部１０につながるＤＡＣと、第１の補償部１９につながるＤＡＣとが、それぞれ独立に用意されている。このため、送信時にＤＡＣに求められる速度と分解能の要求と、キャリブレーション時にＤＡＣに求められる速度と分解能の要求とが、大きくかけ離れているときに、両者の要求を両立することが可能となる。具体的には、送信時には高速だが低分解能なＤＡＣが必要で、キャリブレーション時には低速でよいが高分解能なＤＡＣが必要な場合、それぞれに専用ＤＡＣを割り当てることで、実施上の困難さを避けることが出来る。

かかる構成により、変調器の残存する直流オフセットの影響、及び比較部の誤差の影響を抑圧し、ＩＱ振幅ミスマッチ補償の効果、ＩＱ位相ミスマッチ補償の効果の劣化を防いだ送信装置とすることが可能となる。

[第４の実施の形態]
図５は、本発明の第４の実施の形態に係る信号処理装置を示す図である。本実施の形態は、図１の信号処理装置の構成に加えて、送信信号からＩチャネル及びＱチャネルごとの信号成分を生成する送信ベースバンド信号生成部１８と、直流オフセット及びＩＱミスマッチを推定する手段１７として送信ベースバンド信号を入力して補償し、該補償した信号を直交変調器１１へ与える第１の補償部１９と、テスト信号生成部１０により生成されたテスト信号を入力して補償し、該補償した信号を直交変調器１１へ与える第２の補償部２０と、をさらに備えている。また、第１の補償部１９の出力をアナログ信号に変換する第３のＤＡＣ４２及び第４のＤＡＣ４３と、第２の補償部２０を介したテスト信号をアナログ信号に変換する第５のＤＡＣ４４及び第６のＤＡＣ４５と、第３のＤＡＣ４２の出力と第５のＤＡＣ４４の出力とのいずれかを選択し、直交変調器１１の同相成分（Ｉ）入力へ出力する第２のスイッチ手段３１と、第４のＤＡＣ４３の出力と第６のＤＡＣ４５の出力とのいずれかを選択し、直交変調器１１の同相成分（Ｉ）入力へ出力する第３のスイッチ手段３２と、を備えている。

本実施の形態においては、第２及び第３の実施の形態と同様に、第１の実施の形態における比較判定部１３が、サンプルホールド回路２１と、比較部２２から構成される。サンプルホールド回路２１は、検波器１２により検波された第１の検波信号を保持する。比較部２２は、検波器１２により検波された第２の検波信号と、サンプルホールド回路２１に保持された該第１の検波信号と、を比較する。比較部２２には、具体的な一例としては、第１の検波信号の電圧値と、第２の検波信号の電圧値と、を時系列的に比較し、いずれのレベルが高いかを比較判定比較結果を制御部１４に出力するコンパレータ回路を用いることができる。

本実施の形態においては、第２及び第３の実施の形態と同様に、制御部１４は、比較部２２による比較結果から、第１の調整値、第２の調整値を導出する。該第１の調整値と該第２の調整値とは、調整値保持部１５に保持され、補償値導出部１６は、調整値保持部１５に保持された、該第１の調整値と、該第２の調整値と、から補償値を導出する。典型的には、該第１の調整値と、該第２の調整値とを平均して、補償値としてもよい。そして、第１の補償部１９は、補償値導出部１６にて導出された該補償値を受け、該送信ベースバンド信号を補償する。

なお、本実施の形態においても、第１から第３の実施の形態と同様に、上記第２のテスト信号は、上記第１のテスト信号と直交する、または上記第１のテスト信号の逆相であることが好ましい。また、制御部１４は、検波器１２により検波された、テスト信号の第１セットに対応する、第１の検波信号と、第２の検波信号と、が等しくなるように、直交変調器１１への入力の直流オフセット、振幅、位相の少なくとも１つを調整することにより第１の調整値を導出し、テスト信号の上記第２セットに対応する、第１の検波信号と、第２の検波信号と、が等しくなるように、直交変調器１１への入力の直流オフセット、振幅、位相の少なくとも１つを調整することにより第２の調整値を導出するものであってもよい。さらに、テスト信号の第２セットは、テスト信号の第１セットに対して、同相成分（Ｉ）、直交成分（Ｑ）の値及び極性の少なくとも一方を可変させたものであることが好ましい。

本実施の形態においては、テスト信号生成部１０から生成されるテスト信号が、第１の補償部１９とは独立に用意された第２の補償部２０を通ってＤＡＣに供給される。このため、テスト信号生成部１０に接続される第２の補償部２０を用いて決定した補償値を送信ベースバンド信号生成部１８に接続される第１の補償部１９に利用することで、複雑な計算を用いずに送信ベースバンド信号の補償値を決定できる。

かかる構成により、変調器の残存する直流オフセットの影響、及び比較部の誤差の影響を抑圧し、ＩＱ振幅ミスマッチ補償の効果、ＩＱ位相ミスマッチ補償の効果の劣化を防いだ送信装置とすることが可能となる。

[第５の実施の形態]
図６は、本発明の第５の実施の形態に係る信号処理装置を示す図である。本実施の形態においては、図３に示す第２の実施の形態における信号処理装置において、第１の実施の形態における比較判定部１３が、アナログデジタル変換部（以下ＡＤ変換部とする）２３から構成される。該ＡＤ変換部２３は、図７に示すように、検波器１２により検波された第１の検波信号をデジタル信号に変換するアナログデジタル変換器（以下ＡＤ変換器とする）２４と、該ＡＤ変換器２４によりデジタル信号に変換された該第１の検波信号を記憶する記憶部２５と、該ＡＤ変換器２４によりデジタル信号に変換された該第２の検波信号と該記憶部２５に記憶された該第１の検波信号とを比較判定する判定部２６と、を含む。

本実施の形態においては、制御部１４は、判定部２６による判定結果から、第１の調整値、第２の調整値を導出する。該第１の調整値と該第２の調整値とは、調整値保持部１５に保持され、補償値導出部１６は、調整値保持部１５に保持された、該第１の調整値と、該第２の調整値と、から補償値を導出する。典型的には、該第１の調整値と、該第２の調整値とを平均して、補償値としてもよい。そして、第１の補償部１９は、補償値導出部１６にて導出された該補償値を受け、該送信ベースバンド信号を補償する。

なお、本実施の形態においても、第１から第４の実施の形態と同様に、上記第２のテスト信号は、上記第１のテスト信号と直交するか、または上記第１のテスト信号の逆相であることが好ましい。また、制御部１４は、検波器１２により検波された、テスト信号の第１セットに対応する、第１の検波信号と、第２の検波信号と、が等しくなるように、直交変調器１１への入力の直流オフセット、振幅、位相の少なくとも１つを調整することにより第１の調整値を導出し、テスト信号の上記第２セットに対応する、第１の検波信号と、第２の検波信号と、が等しくなるように、直交変調器１１への入力の直流オフセット、振幅、位相の少なくとも１つを調整することにより第２の調整値を導出するものであってもよい。さらに、テスト信号の第２セットは、テスト信号の第１セットに対して、同相成分（Ｉ）、直交成分（Ｑ）の値及び極性の少なくとも一方を可変させたものであることが好ましい。

本実施の形態においては、第１の実施の形態における比較判定部１３を、ＡＤ変換部２３としているため、サンプルホールド回路２１と、比較部２２として電圧コンパレータを用いた場合と比較して、時系列的な誤差を抑えることが可能となる。

かかる構成により、変調器の残存する直流オフセットの影響、及び比較部の誤差の影響を抑圧し、ＩＱ振幅ミスマッチ補償の効果、ＩＱ位相ミスマッチ補償の効果の劣化を防いだ送信装置とすることが可能となる。

なお、本実施の形態のように、第１の実施の形態における比較判定部１３をＡＤ変換部２３とする構成は、図３に示す第２の実施の形態、図４に示す第３の実施の形態、及び図５に示す第４の実施の形態のいずれの信号処理装置に対しても適用可能である。

上記した本発明の実施の形態についてさらに詳細に説明すべく、本発明の実施例について図面を参照して以下、詳細に説明する。

本発明の信号処理装置、及び信号処理方法の信号補償動作は、典型的には図８のシーケンスで行う。即ち、直流オフセットの補償動作を行うステップ（Ｓ１）、ＩＱ振幅ミスマッチの補償動作を行うステップ（Ｓ２）、ＩＱ位相ミスマッチの補償動作を行うステップ（Ｓ３）を順に行う。そして、直流オフセット、ＩＱ振幅ミスマッチ、ＩＱ位相ミスマッチそれぞれの補償工程においては、テスト信号生成部１０におけるテスト信号の符号、順序を、典型的には図９に示すように変化させて、信号補償動作を行う。図１０は、図９におけるテスト信号の成分を示す図である。以下では、直流オフセットを補償する場合、ＩＱ振幅ミスマッチを補償する場合、そしてＩＱ位相ミスマッチを補償する場合について、実施例１〜３でそれぞれ説明する。

（実施例１）
本発明の信号処理装置の第１の実施例として、直流オフセットを補償する場合を、図３を参照しながら説明する。

テスト信号生成部１０から、直流電圧値をＶ_ＴＳＴとして、同相成分（Ｉ）、直交成分（Ｑ）が、それぞれ（Ｖ_ＴＳＴ、０）である第１のテスト信号を生成し、該第１のテスト信号を直交変調器１１により直交変調した出力の包絡線を検波器１２で検波し、その検波結果をサンプルホールド回路２１に保持する。次に、テスト信号生成部１０から、同相成分（Ｉ）、直交成分（Ｑ）が、それぞれ（−Ｖ_ＴＳＴ、０）である第２のテスト信号を生成し、該第２のテスト信号を直交変調器１１により直交変調した出力の包絡線を検波器１２で検波し、その検波結果と、サンプルホールド回路２１に保持された第１のテスト信号に対応する検波結果とを比較部２２により比較する。

次に、比較部２２による大小関係の情報から、同相成分（Ｉ）側の直流レベルを上げる方向に補償値を調整した方が両者の強度が釣り合うのか、直流レベルを下げる方向に補償値を調整した方が両者の強度が釣り合うのかを、制御部１４で判定する。この判定結果を基に、制御部１４は第１の補償部の補償量を調整し、次の比較動作に移る。制御部１４は、補償量を漸減しつつ、以上の比較動作を複数回繰り返すことにより、第１のテスト信号を入力したときの直交変調器１１の出力振幅と、第２のテスト信号を入力したときの直交変調器１１の出力振幅の差を、ある予め想定した誤差範囲に収め、最終的な第１の調整値を求める。

以上の一連の動作の様子を、図１１に示す。図１１は、横軸が時間で、上から順に、同相成分（Ｉ）のテスト信号、直交成分（Ｑ）側のテスト信号、検波器１２の出力と補償量の更新ステップを示している。比較部２２は、時刻２〜３の間の検波器１２の出力と、時刻３〜４の間の検波器１２の出力を比較し、大小判定を行う。次に４〜５の間の出力と、５〜６の間の出力を比較する。以下、同様に繰り返す。判定の度に第１の補償部１９の補償量を調整することで、直流オフセット量を調整する（図１２のｓ_ｉ）が、その補償量は、徐々に小さく絞り込む。以上の操作を規定回数繰り返すことで、検波器１２の出力の差を、ある誤差範囲内に納める。このときの調整値を調整値保持部１５に保持する。該調整値を第１の調整値とする。

以上のように第１の調整値を求めた場合、比較部２２のオフセットが充分低くなければならない。その理由を以下、説明する。図１３に、キャリブレーションする２点を示す。また、直流オフセット、ＩＱ位相誤差、振幅誤差、比較部２２のオフセットは全くない場合を仮定する。図１３のＰ_１が第１のテスト信号を入力したときの、Ｐ_２が第２のテスト信号を入力したときの点である。原点からＰ_１迄の距離と、原点からＰ_２迄の距離を、直交変調器１１の出力の包絡線を検波することにより求め、これらが等しい距離になる条件をもって直流オフセットの存在しない条件を求める。図１３に示す例では、この手法は明らかに正しく機能する。しかしながら通常比較部２２には、オフセットが存在する。図１４は、この比較部２２のオフセットが存在する場合の様子を示したものである。このとき、直流オフセット、ＩＱ位相誤差、振幅誤差は全くないと仮定している。図１３の例と異なる点は、第１のテスト信号入力時の出力には正の直交変調器１１の出力換算のオフセットが発生しており、あたかもそのときの振幅が増加したように扱われ、比較部２２は、このオフセットを含んだ振幅値を比較することになる。このため直交変調器１１の出力が一定の場合でも、比較部２２の出力では第１のテスト信号が大きいように判定される。この比較部２２のオフセットのため、図１４に示すキャリブレーションに用いるＰ_１は、それぞれ右方向のＰ_１’にシフトしたことに相当する。この手法では、原点からＰ_１’迄の距離と、原点からＰ_２’迄の距離が等しい距離になる条件をもって直流オフセットの存在しない条件を求めることになる。しかしながら、図１４に示した例によれば、直流オフセットはないにも関わらず、明らかに原点からＰ_１’迄の距離の方が、原点からＰ_２’迄の距離よりも長くなっている。即ち、比較部２２に直流オフセットが存在する場合、直流オフセットの大きさに応じた誤差を生じている。

そこで、同じ量の比較部２２のオフセットが存在する時に、テスト信号の順序を変えて調整値を決定する場合を考える。図１５は、第１と第２のテスト信号の順序を変えた場合の様子を示したものである。このときも直流オフセット、ＩＱ位相誤差、振幅誤差は全くないと仮定している。図１４の例と異なる点は、比較部２２のオフセットのため、図１５に示すキャリブレーションに用いるＰ_２は、それぞれ左方向のＰ_２”にシフトする。この手法では、原点からＰ_１”迄の距離と、原点からＰ_２”迄の距離が等しい距離になる条件をもって、直流オフセットの存在しない条件を求めることになる。図１５に示した例によれば、原点からＰ_２”迄の距離の方が、原点からＰ_１”迄の距離よりも長くなっている。即ち、比較部２２に直流オフセットが存在する場合、直流オフセットの大きさに応じた図１４の場合とは逆の誤差を生じている。このようにテスト信号の順序を変えることで誤差があらわれる方向を変えることができる。以上のようにテスト信号の順序を変えて求めた調整値を、第２の調整値とする。以上のことについて以下、式を用いて説明する。

テスト信号を入力したときの直交変調器１１の出力のベクトルを図１６のように表したとき、同相成分（Ｉ）側の直流オフセットを補償するということは、

｜｜ｘ_１＋ｘ_０＋ｓ｜｜＝｜｜−ｘ_１＋ ｘ_０＋ｓ｜｜

となるｓ＝（ｓ_ｉ，ｓ_ｑ）を求めることである。ここで、同相成分（Ｉ）側の直流オフセット補償のための、順序が異なる次の２組のテスト信号を

第一 第二
(1)（Ｖ_ＴＳＴ，０）（−Ｖ_ＴＳＴ，０）
(2)（−Ｖ_ＴＳＴ，０）（Ｖ_ＴＳＴ，０）

とする。これらを用いて収束させたｓの値を、それぞれｓ_１（第１の調整値）、ｓ_２（第２の調整値）とし、比較部２２のオフセットをＶ_ｃｍｐとすると、それらは、

｜｜ｘ_１＋ｘ_０＋ｓ_１｜｜＋Ｖ_ｃｍｐ＝｜｜−ｘ_１＋ ｘ_０＋ｓ_１｜｜
｜｜ｘ_１＋ｘ_０＋ｓ_２｜｜＋Ｖ_ｃｍｐ ＝｜｜−ｘ_１＋ ｘ_０＋ｓ_２｜｜

の関係を満たすことになる。ここで、ｓ_１、ｓ_２はＩ側の直流成分を調整するベクトルである。これらの式より、

ｓ＝（ｓ_１＋ｓ_２）／２

を満たすｓの同相側の成分ｓ_ｉをＩ側の直流オフセット補償に用いることで、比較部２２のオフセットの誤差の影響を抑えた補償を行うことができる。

ｘ_２はＱ側のテスト信号として、ｘ_１とｘ_２を置き換えることで、Ｑ側も同様の方法で、直流オフセット補償の順序が異なる次の２組のテスト信号を

第一 第二
(3)（０，Ｖ_ＴＳＴ）（０，−Ｖ_ＴＳＴ）
(4)（０，−Ｖ_ＴＳＴ）（０，−Ｖ_ＴＳＴ）

として、これらを用いて収束させたｓの値をそれぞれｓ_３、ｓ_４とし、

ｓ＝（ｓ_３＋ｓ_４）／２

を満たすｓのＱ側の成分ｓ_ｑをＱ側の直流オフセット補償に用いることで、比較部２２のオフセットの誤差の影響を抑えることができる。以上の一連の動作により、系の本来の直流オフセットの補償レベルまで抑圧を確実に行うことができる。

図１７、図１８は、以上の動作のシーケンスを示すフローチャートである。図１７は、各組のテスト信号から各調整値を求めるまでのフローチャートであり、図１８は、各調整値から補償値を求めるまでのフローチャートである。図１７に示すように、先ず調整値Ｎを初期値に設定し（Ｓ１１）、調整値確定サイクルの番号Ｋを初期値即ちＫ＝０に設定する（Ｓ１２）。そして、第１のテスト信号を発生し（Ｓ１３）、それを直交変調した出力を検波した検波信号を保持する（Ｓ１４）。次に、第２のテスト信号を発生し（Ｓ１５）、保持された第１のテスト信号に対応する検波信号（以下、第１の検波信号とする）と、第２のテスト信号に対応する検波信号（以下、第２の検波信号とする）と、を比較判定する（Ｓ１６）。ここで、第１の検波信号が第２の検波信号よりも大きい場合は、第１の検波信号が小さくなるように調整値を調整し（Ｓ１７）、第２の検波信号が第１の検波信号よりも大きい場合は、第２の検波信号が小さくなるように調整値を調整する（Ｓ１８）。そして、以上のプロセスによって得られた調整値を、予め想定した誤差範囲と比較し（Ｓ１９）、調整値が該誤差範囲内にあれば、それを調整値Ｎとし（Ｓ２０）、調整値が誤差範囲外にあれば、上記ステップＳ１３〜Ｓ１９を誤差範囲内に収まるまで繰り返して、調整値Ｎを決定する（Ｓ２０）。また、図１８に示すように、先ず補償値を初期値に設定し（Ｓ２１）、テスト信号の組の番号ＮをＮ＝１に設定する（Ｓ２２）。そして、Ｎ＝１のテスト信号を設定し（Ｓ２３）、該テスト信号に対する調整値Ｎを探索する（Ｓ２４）。次にテスト信号の組の番号Ｎを１つ繰り上げ（Ｓ２５）、Ｎを予め設定した規定値と比較し（Ｓ２６）、規定値以下であれば上記ステップＳ２３〜Ｓ２５を繰り返し、規定値に達すれば、番号Ｎのそれぞれに対して得られた各調整値Ｎの平均値を計算し（Ｓ２７）、その平均値を補償値として補償部に設定する（Ｓ２８）。ここで、上記Ｓ２３とＳ２４の間に、図１７に示すプロセスが行われる。

なお、図１７、図１８に示すシーケンスにおいては、調整値保持部１５に全ての調整値を保持した後に、補償値導出部１６にて補償値を導出するが、全ての調整値を保持した後に補償値を導出するのではなく、調整値が導出されるごとに、保持された調整値をその都度更新していってもよい。この場合のシーケンスを図１９に示す。即ち、先ず補償値を初期値に設定し（Ｓ３１）、テスト信号の組の番号ＮをＮ＝１に設定し、平均値ＡＶをＡＶ＝０に設定する（Ｓ３２）。そして、Ｎ＝１のテスト信号を設定し（Ｓ３３）、該テスト信号に対する調整値Ｎを探索する（Ｓ３４）。次にテスト信号の組の番号Ｎを１つ繰り上げ（Ｓ３５）、平均値ＡＶと該調整値Ｎとから平均値ＡＶを計算して更新する（Ｓ３６）。Ｎを予め設定した規定値と比較し（Ｓ３７）、規定値以下であれば上記ステップＳ３３〜Ｓ３６を繰り返し、規定値に達すれば、平均値ＡＶを補償値として補償部に設定する（Ｓ３８）。ここで、上記Ｓ３３とＳ３４の間に、図１７に示すプロセスが行われる。

（実施例２）
本発明の信号処理装置の第２の実施例として、ＩＱ振幅ミスマッチを補償する場合を、図３を参照しながら説明する。

テスト信号生成部１０から、直流電圧値をＶ_ＴＳＴとして、同相成分（Ｉ）、直交成分（Ｑ）が、それぞれ（Ｖ_ＴＳＴ、０）である第１のテスト信号を生成し、該第１のテスト信号を直交変調器１１により直交変調した出力の包絡線を検波器１２で検波し、その検波結果をサンプルホールド回路２１に保持する。次に、テスト信号生成部１０から、同相成分（Ｉ）、直交成分（Ｑ）が、それぞれ（０、Ｖ_ＴＳＴ）である第２のテスト信号を生成し、該第２のテスト信号を直交変調器１１により直交変調した出力の包絡線を検波器１２で検波し、その検波結果と、サンプルホールド回路２１に保持された第１のテスト信号に対応する検波結果とを比較部２２により比較する。

次に、比較部２２による大小関係の情報から、同相成分（Ｉ）側の直流レベルを上げる方向に補償値を調整した方が両者の強度が釣り合うのか、直流レベルを下げる方向に補償値を調整した方が両者の強度が釣り合うのかを、制御部１４で判定する。この判定結果を基に、制御部１４は第１の補償部１９の補償量を調整し、次の比較動作に移る。制御部１４は、補償量を漸減しつつ、以上の比較動作を複数回繰り返すことにより、第１のテスト信号を入力したときの直交変調器１１の出力振幅と、第２のテスト信号を入力したときの直交変調器１１の出力振幅の差を、ある予め想定した誤差範囲に収め、最終的な第１の調整値を求める。

以上の一連の動作の様子を、図２０に示す。図２０は、横軸が時間で、上から順に、同相成分（Ｉ）のテスト信号、直交成分（Ｑ）側のテスト信号、検波器１２の出力と補償量の更新ステップを示している。比較部２２は、時刻２〜３の間の検波器１２の出力と、時刻３〜４の間の検波器１２の出力を比較し、大小判定を行う。次に４〜５の間の出力と、５〜６の間の出力を比較する。以下、同様に繰り返す。判定の度に第１の補償部１９の補償量を調整することで、テスト信号振幅を調整する（図１２のｋ）が、その補償量は、徐々に小さく絞り込む。以上の操作を規定回数繰り返すことで、検波器１２の出力の差を、ある誤差範囲内に納める。このときの調整値を調整値保持部１５に保持する。該調整値を第１の調整値とする。

以上のように第１の調整値を求めた場合、直交変調器１１のベースバンド入力換算での直流オフセット、即ち直交変調器１１の出力換算でのキャリアリークが充分低く抑圧されていなければならない。その理由を以下、説明する。図２１に、キャリブレーションする２点を示す。ここで、ＩＱ位相誤差、振幅誤差は全くない場合を仮定する。図２１のＰ_５が第１のテスト信号を入力したときの、Ｐ_６が第２のテスト信号を入力したときの点である。原点からＰ_５迄の距離と、原点からＰ_６迄の距離を、直交変調器１１の出力の包絡線を検波することにより求め、これらが等しい距離になる条件をもってＩＱ振幅誤差の存在しない条件を求める。図２１に示す例では、この手法は明らかに正しく機能する。しかしながら、直交変調器１１には、直流オフセット補償を行った場合でも、必ず入力換算の直流オフセットが残留する。図２２は、この直流オフセットが存在する場合の様子を示したものである。このとき、ＩＱ位相誤差、振幅誤差は全くないと仮定している。図２１の例と異なる点は、Ｉ側、Ｑ側には正の直流オフセットが発生しており、このため直交変調器１１への入力がない場合でも、図の０’として示した点に相当するキャリアリークが発生していることである。この直流オフセットのため、図２２に示すキャリブレーションに用いる２点であるＰ_５、Ｐ_６は、それぞれ振幅が大きくなる方向のＰ_５’、 Ｐ_６’にシフトする。この手法では、原点からＰ_５’迄の距離と、原点からＰ_６’迄の距離を、直交変調器１１の出力の包絡線を検波することにより求め、これらが等しい距離になる条件をもってＩＱ振幅誤差の存在しない条件を求めることになる。しかしながら、図２２に示した例によれば、ＩＱ振幅誤差はないにも関わらず、明らかに原点からＰ_５’迄の距離の方が、原点からＰ_６’迄の距離よりも長くなっている。即ち、直交変調器１１に直流オフセットが存在する場合、直流オフセットの大きさに応じた誤差を生じている。

そこで、同じ直流オフセットが存在する時に、テスト信号の極性を変えて調整値を決定する場合を考える。図２３は、テスト信号の極性を変えた場合の様子を示したものである。このときもＩＱ位相誤差、振幅誤差は全くないと仮定している。図２２の例と異なる点は、直流オフセットのため、図２２に示すキャリブレーションに用いる２点であるＰ_７、Ｐ_８は、それぞれ振幅が小さくなる方向のＰ_７’、 Ｐ_８’にシフトする。このとき、原点からＰ_７’迄の距離と、原点からＰ_８’迄の距離を、直交変調器１１の出力の包絡線を検波することにより求め、これらが等しい距離になる条件をもってＩＱ位相誤差の存在しない条件を求めることになる。図２３に示した例によれば、原点からＰ_８’迄の距離の方が、原点からＰ_７’迄の距離よりも長くなっている。即ち、直交変調器１１に直流オフセットが存在する場合、直流オフセットの大きさに応じた図２２の場合とは逆の誤差を生じている。このように、テスト信号の極性を変えることで、誤差が現れる方向を変えることができる。以上のようにテスト信号の極性を変えて求めた調整値を、第２の調整値とする。以上のことについて以下、式を用いて説明する。

テスト信号を入力したときの直交変調器１１の出力のベクトルを、前述のように同相成分（Ｉ）側のテスト信号をｘ_１、Ｑ側のテスト信号をｘ_２と表したとき、振幅ミスマッチを補償するということは、

｜｜ｘ_１｜｜＝ｋ｜｜ｘ_２｜｜

となるｋを求めることである。極性が異なるテスト信号の組み合わせは４組あり、ここでその極性が異なる次の４組のテスト信号を、

第一 第二
(1)（Ｖ_ＴＳＴ，０）（０，Ｖ_ＴＳＴ）
(2)（Ｖ_ＴＳＴ，０）（０，−Ｖ_ＴＳＴ）
(3)（−Ｖ_ＴＳＴ，０）（０，Ｖ_ＴＳＴ）
(4)（−Ｖ_ＴＳＴ，０）（０，−Ｖ_ＴＳＴ）

として、これらを用いて収束させた値をそれぞれｋ_１、ｋ_２、ｋ_３、ｋ_４とすると、それらは、

｜｜ｘ_１＋ｘ_０｜｜＝｜｜ｋ_１ｘ_２ ＋ｘ_０｜｜
｜｜ｘ_１＋ｘ_０｜｜＝｜｜−ｋ_２ｘ_２ ＋ｘ_０｜｜
｜｜−ｘ_１＋ｘ_０｜｜＝｜｜ｋ_３ｘ_２ ＋ｘ_０｜｜
｜｜−ｘ_１＋ｘ_０｜｜＝｜｜−ｋ_４ｘ_２ ＋ｘ_０｜｜

の関係を満たすことになる。これらの式より、

ｋ＝（ｋ_１＋ｋ_２＋ｋ_３＋ｋ_４）／４

が得られる。つまりテスト信号の符号・順序を変えて調整値の決定を行い、保持されたそれぞれの調整値の平均を補償値導出部１６で計算した値が直流オフセットによる誤差を抑えたＩ・Ｑの振幅ミスマッチの調整量を表している。

さらに、これら４組のＩＱ振幅ミスマッチ補償に用いたテスト信号の入力順序を逆にした、

第一 第二
(5)（０，Ｖ_ＴＳＴ）（Ｖ_ＴＳＴ，０）
(6)（０，−Ｖ_ＴＳＴ）（Ｖ_ＴＳＴ，０）
(7)（０，Ｖ_ＴＳＴ）（−Ｖ_ＴＳＴ，０）
(8)（０，−Ｖ_ＴＳＴ）（−Ｖ_ＴＳＴ，０）

を用い、計８組のテスト信号を用いたときの調整値の平均を用いることで、前述の直流オフセット補償と同様に、比較部２２のオフセットによる誤差も抑えた補償値を導くことができる。

以上の動作は、実施例１と同様に図１７、図１８のシーケンスで行われる。

なお、実施例１と同様、図１９に示すように、調整値保持部１５に全ての調整値を保持した後に補償値を導出するのではなく、調整値が導出されるごとに、保持された調整値をその都度更新していってもよい。

（実施例３）
本発明の信号処理装置の第３の実施例として、ＩＱ位相ミスマッチを補償する場合を、図３を参照しながら説明する。

テスト信号生成部１０から、直流電圧値をＶ_ＴＳＴとして、同相成分（Ｉ）、直交成分（Ｑ）が、それぞれ（Ｖ_ＴＳＴ、Ｖ_ＴＳＴ）である第１のテスト信号を生成し、該第１のテスト信号を直交変調器１１により直交変調した出力の包絡線を検波器１２で検波し、その検波結果をサンプルホールド回路２１に保持する。次に、テスト信号生成部１０から、同相成分（Ｉ）、直交成分（Ｑ）が、それぞれ（Ｖ_ＴＳＴ、−Ｖ_ＴＳＴ）である第２のテスト信号を生成し、該第２のテスト信号を直交変調器１１により直交変調した出力の包絡線を検波器１２で検波し、その検波結果と、サンプルホールド回路２１に保持された第１のテスト信号に対応する検波結果とを比較部２２により比較する。

次に、比較部２２による大小関係の情報から、同相成分（Ｉ）側の直流レベルを上げる方向に補償値を調整した方が両者の強度が釣り合うのか、直流レベルを下げる方向に補償値を調整した方が両者の強度が釣り合うのかを、制御部１４で判定する。この判定結果を基に、制御部１４は第１の補償部１９の補償量を調整し、次の比較動作に移る。制御部１４は、補償量を漸減しつつ、以上の比較動作を複数回繰り返すことにより、第１のテスト信号を入力したときの直交変調器１１の出力振幅と、第２のテスト信号を入力したときの直交変調器１１の出力振幅の差を、ある予め想定した誤差範囲に収め、最終的な第１の調整値を求める。該第１の調整値を調整値保持部１５に保持する。

以上のように第１の調整値を求めた場合、直交変調器１１のベースバンド入力換算での直流オフセット、即ち直交変調器１１の出力換算でのキャリアリークが充分低く抑圧されていなければならない。その理由を以下、説明する。図２４に、キャリブレーションする２点を示す。ここで、ＩＱ位相誤差、振幅誤差は全くない場合を仮定する。図２４のＰ_９が第１のテスト信号を入力したときの、Ｐ_１０が第２のテスト信号を入力したときの点である。原点からＰ_９迄の距離と、原点からＰ_１０迄の距離を、直交変調器１１の出力の包絡線を検波することにより求め、これらが等しい距離になる条件をもってＩＱ位相誤差の存在しない条件を求める。図２４に示す例では、ここ迄の手法は明らかに正しく機能する。しかしながら、直交変調器１１には、直流オフセット補償を行った場合でも、必ず入力換算の直流オフセットが残留する。図２５は直流オフセットが存在する場合の様子を示したものである。このとき、ＩＱ位相誤差、振幅誤差は全くないと仮定している。図２４の例と異なる点は、Ｉ側には正の、Ｑ側には負の直流オフセットが発生しており、このため直交変調器１１への入力がない場合でも、図の０’として示した点に相当するキャリアリークが発生していることである。この直流オフセットのため、図２５に示すキャリブレーションに用いる点であるＰ_９は振幅が大きくなる方向、Ｐ_１０は振幅が小さくなる方向のＰ_９’、 Ｐ_１０’にシフトする。この手法では、原点からＰ_９’迄の距離と、原点からＰ_１０’迄の距離を、直交変調器１１の出力の包絡線を検波することにより求め、これらが等しい距離になる条件をもってＩＱ位相誤差の存在しない条件を求めることになる。しかしながら図２５に示した例によれば、ＩＱ位相誤差はないにも関わらず、明らかに原点からＰ_９’迄の距離の方が、原点からＰ_１０’迄の距離よりも長くなっている。即ち、直交変調器１１に直流オフセットが存在する場合、直流オフセットの大きさに応じた誤差を生じている。

そこで、同じオフセットが存在する時に、テスト信号の極性を変えて調整値を決定する場合を考える。図２６は、テスト信号の極性を変えた場合の様子を示したものである。このときもＩＱ位相誤差、振幅誤差は全くないと仮定している。図２５の例と異なる点は、直流オフセットのため、図２５に示すキャリブレーションに用いる点であるＰ_１１は振幅が小さくなる方向、Ｐ_１２は振幅が大きくなる方向のＰ_１１’、 Ｐ_１２’にシフトする。このとき、原点からＰ_１１’迄の距離と、原点からＰ_１２’迄の距離を、直交変調器１１の出力の包絡線を検波することにより求め、これらが等しい距離になる条件をもってＩＱ位相誤差の存在しない条件を求めることになる。図２６に示した例によれば、原点からＰ_１１’迄の距離の方が、原点からＰ_１２’迄の距離よりも長くなっている。即ち、直交変調器１１に直流オフセットが存在する場合、直流オフセットの大きさに応じた図２５の場合とは逆の誤差を生じている。このように、テスト信号の極性を変えることで、誤差が現れる方向を変えることができる。以上のようにテスト信号の極性を変えて求めた調整値を、第２の調整値とする。以上のことについて以下、式を用いて説明する。

テスト信号を入力したときの直交変調器１１の出力のベクトルを前述のように表したとき、振幅ミスマッチを補償するということは、行列

｜ｃｏｓ θ ｓｉｎ θ ｜
Ａ ＝ ｜ ｜
｜ｓｉｎ θ ｃｏｓ θ ｜

としたとき

（Ａ^２ｘ_１）・ｘ_２ ＝ ０

となるＡ（もしくはθ、ｓｉｎ θ）を求めることである。ここで極性が異なる次の４組のテスト信号を、

第一 第二
(1)（Ｖ_ＴＳＴ，Ｖ_ＴＳＴ）（Ｖ_ＴＳＴ，−Ｖ_ＴＳＴ）
(2)（Ｖ_ＴＳＴ，Ｖ_ＴＳＴ）（−Ｖ_ＴＳＴ，Ｖ_ＴＳＴ）
(3)（−Ｖ_ＴＳＴ，−Ｖ_ＴＳＴ）（Ｖ_ＴＳＴ，−Ｖ_ＴＳＴ）
(4)（−Ｖ_ＴＳＴ，−Ｖ_ＴＳＴ）（−Ｖ_ＴＳＴ，Ｖ_ＴＳＴ）

として、これらを用いて収束させた値をそれぞれＡ_１、Ａ_２、Ａ_３、Ａ_４とすると、

Ａ＝（Ａ_１＋Ａ_２＋Ａ_３＋Ａ_４）／４

が得られる。つまりテスト信号の符号・順序を変えて調整値の決定を行い、保持されたそれぞれの調整値の平均を補償値導出部１６で計算した値が、直流オフセットによる誤差を抑えたＩ・Ｑの位相ミスマッチの補償値を表している。

さらに、これら４組のＩＱ位相ミスマッチ補償に用いたテスト信号の入力順序を逆にした

第一 第二
(5)（Ｖ_ＴＳＴ，Ｖ_ＴＳＴ）（Ｖ_ＴＳＴ，Ｖ_ＴＳＴ）
(6)（Ｖ_ＴＳＴ，Ｖ_ＴＳＴ）（−Ｖ_ＴＳＴ，Ｖ_ＴＳＴ）
(7)（−Ｖ_ＴＳＴ，Ｖ_ＴＳＴ）（Ｖ_ＴＳＴ，Ｖ_ＴＳＴ）
(8)（−Ｖ_ＴＳＴ，−Ｖ_ＴＳＴ）（−Ｖ_ＴＳＴ，Ｖ_ＴＳＴ）

を用い、計８組のテスト信号を用いたときの調整値の平均を用いることで、前述の直流オフセット補償と同様に、比較部２２のオフセットによる誤差も抑えた調整値を導くことができる。

以上のようにテスト信号の符号・順序を変えて調整値の決定を行うと、直流オフセットおよび比較部２２のオフセットによる調整値がばらつく。そのため調整値保持部１５に保持された調整値の平均を補償値導出部１６で計算し、この補償値を送信ベースバンド信号にも用いることでＩ側とＱ側の直流オフセットおよび振幅・位相ミスマッチを解消し、変調精度の改善をはかることができる。

以上の動作は、実施例１、２と同様に図１７、図１８のシーケンスで行われる。

なお、実施例１、２と同様、図１９に示すように、調整値保持部１５に全ての調整値を保持した後に補償値を導出するのではなく、調整値が導出されるごとに、保持された調整値をその都度更新していってもよい。

（実施例４）
本発明の信号処理装置、及び信号処理方法の信号補償動作は、典型的には図８のシーケンスで行う。即ち、直流オフセット、ＩＱ振幅ミスマッチ、ＩＱ位相ミスマッチそれぞれの信号補償工程において、図２７に示すような、ばらついた各調整値を調整値保持部１５にて保持し、保持された全ての調整値から補償値導出部により補償値を導出する。しかしながら、直流オフセット、ＩＱ振幅ミスマッチ、ＩＱ位相ミスマッチそれぞれの信号補償動作を、必ずしも図８のシーケンスで行う必要はなく、それぞれの信号補償動作の順序が、適宜入れ替わっていてもよい。一例を挙げると、残留直流オフセットの影響を抑えるため、直流オフセットの補償工程を行う前に、ＩＱ位相ミスマッチの補償工程と、ＩＱ振幅ミスマッチの補償工程と、を行うことも可能である。

また、図８に示す直流オフセット、ＩＱ振幅ミスマッチ、ＩＱ位相ミスマッチそれぞれの信号補償動作のうち、１つ、または２つの信号補償動作を除いて実施することも可能である。一例を挙げると、装置を適用しようとしている通信方式が、直流オフセットに関して緩い規格値を定めている場合、特段の直流オフセット補償を行うことなく、規格値を達成することが出来る。本発明によるＩＱ振幅ミスマッチの信号補償動作は、残留直流オフセットの影響を受けないため、直流オフセットの信号補償動作を行うことなく、ＩＱ振幅ミスマッチ、またはＩＱ位相ミスマッチの補償を行うことが可能である。また他の例としては、装置の構成上、無調整でもＩＱ振幅ミスマッチが無視できるくらい小さい場合が考えられる。そのような場合は、ＩＱ振幅ミスマッチ補償を行わずにＩＱ位相ミスマッチ補償を行うことが出来る。さらに他の例としては、装置を適用しようとしている通信方式が、ＩＱ位相ミスマッチに関して無調整で規格値を達成できるような状況の場合、ＩＱ位相ミスマッチ補償を省略することが出来る。

さらに、本発明の信号処理装置、及び信号処理方法の信号補償動作は、典型的にはテスト信号生成部１０におけるテスト信号の符号、順序を、図９に示すように変化させて行うが、ＩＱ振幅ミスマッチ、及びＩＱ位相ミスマッチの信号補償動作においては、実施例２及び３にそれぞれ示した８つのテスト信号のセットのうち、複数のセットから導出した補償値が想定した誤差範囲に収まっていれば、８つのテスト信号のセットの全てについて調整値を求め、補償値を導出しなくてもよい。

なお、本発明の信号処理装置はテスト信号が矩形波に単純化されているため、テスト信号生成の回路を単純にすることができ、余分にハードウェアを増加させる必要がない。また、検波器の出力値の取り込み・比較は単純なコンパレータで実現することができるため、高精度なＡＤ変換器を用いることなく、単純なハードウェアで実現することが可能である。

なお、上記の特許文献の各開示を、本書に引用をもって繰り込むものとする。本発明の全開示（請求の範囲を含む）の枠内において、さらにその基本的技術思想に基づいて、実施形態ないし実施例の変更・調整が可能である。また、本発明の請求の範囲の枠内において種々の開示要素の多様な組み合わせないし選択が可能である。すなわち、本発明は、請求の範囲を含む全開示、技術的思想にしたがって当業者であればなし得るであろう各種変形、修正を含むことは勿論である。

Claims (45)

1. 直交変調器テスト用の信号として、所定の関係にある第１、第２のテスト信号を含む第１のテスト信号セットと、前記第１のテスト信号セットの前記第１、第２のテスト信号とそれぞれ所定の関係にある第１、第２のテスト信号を含む第２のテスト信号セットと、を直交変調器に入力する手段と、
   前記第１のテスト信号セットの前記第１、第２のテスト信号の入力に対する前記直交変調器からの出力の検波結果と、前記第２のテスト信号セットの前記第１、第２のテスト信号の入力に対する前記直交変調器からの出力の検波結果とからそれぞれ調整値を導出し、前記第１、第２のテスト信号セットに対してそれぞれ求めた前記調整値の平均値を求めることにより、前記直交変調器の直流オフセットとＩＱミスマッチの少なくとも１方を補償するための補償値を導出する手段と、
   を備えている、信号処理装置。
2. 同相成分と直交成分よりなるテスト信号を生成し前記直交変調器の入力に供給するテスト信号生成部と、
   前記直交変調器の出力を受け包絡線検波を行う検波器と、
   を備え、
   前記テスト信号生成部は、互いに所定の位相関係の前記第１、第２のテスト信号を含む第１のテスト信号セットを生成して前記第１、第２のテスト信号の順に前記直交変調器に入力し、
   同相成分、直交成分が前記第１セットの前記第１、第２のテスト信号の同相成分、直交成分とそれぞれ所定の関係にある第１、第２のテスト信号を含む第２のテスト信号セットを生成して前記第１、第２のテスト信号の順に前記直交変調器に入力し、
   前記第１、第２のテスト信号の直交変調出力の前記検波器による検波結果を比較する比較手段を備え、
   前記第１のテスト信号セットの前記第１、第２のテスト信号の直交変調出力の検波結果の比較結果に基づき、調整値を求め、
   前記第２のテスト信号セットの前記第１、第２のテスト信号の直交変調出力の検波結果の比較結果に基づき、調整値を求め、
   前記第１、第２のテスト信号セットに対してそれぞれ求めた前記調整値から、前記直交変調器の直流オフセット、ＩＱ振幅ミスマッチ、ＩＱ位相ミスマッチの少なくとも１つを補償するための補償値を導出する手段を備えている、請求項１記載の信号処理装置。
3. 前記第１のテスト信号と前記第２のテスト信号は、互いに直交するか又は逆相の関係にあり、
   前記第１のテスト信号セットと第２のテスト信号セット間で、前記第１及び第２のテスト信号について少なくとも一方は、同相成分及び／又は直交成分について、値及び／又は極性が異なる、請求項２記載の信号処理装置。
4. 前記第１、第２のテスト信号の直交変調出力の検波結果の比較結果が等しくなるように、前記直交変調器への入力のオフセット、振幅、位相の少なくとも１つを調整することで、前記調整値を求める、請求項２又は３記載の信号処理装置。
5. 前記比較手段は、前記第１のテスト信号の直交変調出力の検波結果を保持するサンプル・ホールド回路と、前記サンプル・ホールド回路に保持された値と、前記第２のテスト信号の直交変調出力の検波結果を比較する比較部と、を備えている、請求項２乃至４のいずれか１項に記載の信号処理装置。
6. 前記比較手段は、前記第１のテスト信号の直交変調出力の検波信号をＡＤ変換した結果を保持する記憶部と、前記記憶部に保持された値と、前記第２のテスト信号の直交変調出力の検波信号をＡＤ変換した結果を比較する判定部と、を備えている、請求項２乃至４のいずれか１項に記載の信号処理装置。
7. テスト信号を生成するテスト信号生成部と、
   前記テスト信号を直交変調器により直交変調した出力の包絡線検波を行う検波器と、
   前記検波器により検波した検波信号を比較判定する比較判定部と、
   前記比較判定部による比較判定結果から、調整値を導出する制御部と、
   前記制御部により導出された前記調整値を保持する調整値保持部と、
   前記調整値保持部に保持された前記調整値から、補償値を導出する補償値導出部と、
   を備え、
   前記テスト信号生成部は、前記第１のテスト信号（Ｉ_１、Ｑ_１）と、前記第１のテスト信号と所定の関係にある前記第２のテスト信号（Ｉ_２、Ｑ_２）と、を生成して前記直交変調器に与え、
   前記検波器は、前記直交変調器により変調された前記第１のテスト信号の包絡線と、前記第２のテスト信号の包絡線を検波し、
   前記比較判定部は、前記検波部により検波された、前記第１のテスト信号に対応する第１の検波信号と、前記第２のテスト信号に対応する第２の検波信号と、を比較判定し、
   前記制御部は、比較判定部による比較判定結果から第１の調整値を導出し、
   前記調整値保持部は、前記第１の調整値を保持し、
   前記テスト信号生成部は、前記第１のテスト信号と前記第２のテスト信号とよりなるテスト信号の第１セットに対して、同相成分（Ｉ）、直交成分（Ｑ）が所定の関係にあるテスト信号の第２セットを生成して前記直交変調器に与え、
   前記検波器は、前記第２セットの前記第１のテスト信号に対応する前記直交変調器の出力の包絡線と、前記第２セットの前記第２のテスト信号に対応する前記直交変調器の出力の包絡線と、を検波し、
   前記比較判定部は、前記検波部により検波された、前記第２セットの前記第１のテスト信号に対応する前記第１の検波信号と、前記第２セットの前記第２のテスト信号に対応する前記第２の検波信号と、を比較判定し、
   前記制御部は、前記比較判定部による比較判定結果から第２の調整値を導出し、
   前記調整値保持部は、前記第２の調整値を保持し、
   前記補償値導出部は、前記調整値保持部に保持された、前記第１の調整値と、前記第２の調整値と、から補償値を導出し、
   前記補償値により、前記直交変調器の直流オフセット及びＩＱミスマッチを推定する手段をさらに備えた請求項１記載の信号処理装置。
8. 送信信号からＩチャネル及びＱチャネルごとの信号成分を生成する送信ベースバンド信号生成部と、
   前記送信ベースバンド信号生成部により生成された送信ベースバンド信号を入力して補償し、該補償した信号を前記直交変調器に与える第１の補償部と、
   をさらに備え、
   前記第１のテスト信号と、前記第２のテスト信号と、は、直接形態にて前記直交変調器に与えられ、
   前記第１の補償部は、前記補償値導出部にて導出された前記補償値を受け、前記送信ベースバンド信号を補償する、ことを特徴とする請求項７に記載の信号処理装置。
9. 送信信号からＩチャネル及びＱチャネルごとの信号成分を生成する送信ベースバンド信号生成部と、
   前記送信ベースバンド信号生成部により生成された送信ベースバンド信号を入力して補償し、該補償した信号を前記直交変調器に与える第１の補償部と、
   をさらに備え、
   前記第１のテスト信号と、前記第２のテスト信号と、は、間接形態にて、前記直交変調器に与えられ、
   前記第１の補償部は、前記補償値導出部にて導出された前記補償値を受け、前記送信ベースバンド信号を補償する、ことを特徴とする請求項７に記載の信号処理装置。
10. 前記第１の補償部の出力をアナログ信号に変換する第３及び第４のデジタルアナログコンバータと、
    前記テスト信号を、アナログ信号に変換する第５及び第６のデジタルアナログコンバータと、
    を備え、
    前記第３のデジタルアナログコンバータの出力と、第５のデジタルアナログコンバータの出力と、を入力して、前記第３のデジタルアナログコンバータの出力と、第５のデジタルアナログコンバータの出力と、のいずれかを、前記直交変調器の同相成分入力へ出力する第２のスイッチ手段と、
    前記第４のデジタルアナログコンバータの出力と、第６のデジタルアナログコンバータの出力と、を入力して、前記第４のデジタルアナログコンバータの出力と、第６のデジタルアナログコンバータの出力と、のいずれかを、前記直交変調器の直交成分入力へ出力する第３のスイッチ手段と、
    を備えている、ことを特徴とする請求項９に記載の信号処理装置。
11. 送信信号からＩチャネル及びＱチャネルごとの信号成分を生成する送信ベースバンド信号生成部と、
    前記送信ベースバンド信号生成部により生成された送信ベースバンド信号を入力して補償し、該補償した信号を前記直交変調器に与える第１の補償部と、
    をさらに備え、
    前記第１のテスト信号と、前記第２のテスト信号と、は、前記第１の補償部を介した間接形態にて、前記直交変調器に与えられ、
    前記第１の補償部は、前記補償値導出部にて導出された前記補償値を受け、前記送信ベースバンド信号を補償する、ことを特徴とする請求項７に記載の信号処理装置。
12. 前記送信ベースバンド信号と、前記テスト信号と、を入力して、前記送信ベースバンド信号と、前記テスト信号と、のいずれかを前記第１の補償部へ出力する第１のスイッチ手段と、
    前記第１の補償部からの同相成分（Ｉ）をアナログ信号に変換して前記直交変調器へ出力する第１のデジタルアナログコンバータと、
    前記第１の補償部からの直交成分（Ｑ）をアナログ信号に変換して前記直交変調器へ出力する第２のデジタルアナログコンバータと、
    を備えている、ことを特徴とする請求項１１に記載の信号処理装置。
13. 送信信号からＩチャネル及びＱチャネルごとの信号成分を生成する送信ベースバンド信号生成部と、
    前記送信ベースバンド信号生成部により生成された送信ベースバンド信号を入力して補償し、該補償した信号を前記直交変調器に与える第１の補償部と、
    前記第１のテスト信号と、前記第２のテスト信号と、を入力して補償し、該補償した前記第１のテスト信号と、前記第２のテスト信号と、を前記直交変調器に与える第２の補償部と、
    をさらに備え、
    前記第１の補償部は、前記補償値導出部にて導出された前記補償値を受け、前記送信ベースバンド信号を補償する、ことを特徴とする請求項７に記載の信号処理装置。
14. 前記第１の補償部の出力をアナログ信号に変換する第３及び第４のデジタルアナログコンバータと、
    前記第２の補償部を介した前記テスト信号を、アナログ信号に変換する第５及び第６のデジタルアナログコンバータと、
    を備え、
    前記第３のデジタルアナログコンバータの出力と、第５のデジタルアナログコンバータの出力と、を入力して、前記第３のデジタルアナログコンバータの出力と、第５のデジタルアナログコンバータの出力と、のいずれかを、前記直交変調器の同相成分入力へ出力する第２のスイッチ手段と、
    前記第４のデジタルアナログコンバータの出力と、第６のデジタルアナログコンバータの出力と、を入力して、前記第４のデジタルアナログコンバータの出力と、第６のデジタルアナログコンバータの出力と、のいずれかを、前記直交変調器の直交成分入力へ出力する第３のスイッチ手段と、
    を備えている、ことを特徴とする請求項１３に記載の信号処理装置。
15. 前記第２のテスト信号（Ｉ_２、Ｑ_２）は、前記第１のテスト信号（Ｉ_１、Ｑ_１）と直交する、または前記第１のテスト信号（Ｉ_１、Ｑ_１）の逆相である、ことを特徴とする請求項７から１４のいずれか１項に記載の信号処理装置。
16. 前記制御部は、前記検波器により検波された、テスト信号の前記第１セットに対応する、前記第１の検波信号と、前記第２の検波信号と、が等しくなるように、前記直交変調器への入力の直流オフセット、振幅、位相の少なくとも１つを調整することにより前記第１の調整値を導出し、テスト信号の前記第２セットに対応する、前記第１の検波信号と、前記第２の検波信号と、が等しくなるように、前記直交変調器への入力の直流オフセット、振幅、位相の少なくとも１つを調整することにより前記第２の調整値を導出する、ことを特徴とする請求項７から１５のいずれか１項に記載の信号処理装置。
17. テスト信号の前記第２セットは、テスト信号の前記第１セットに対して、同相成分（Ｉ）、直交成分（Ｑ）の値及び極性の少なくとも一方を可変させたものである、ことを特徴とする請求項７から１６のいずれか１項に記載の信号処理装置。
18. 前記比較判定部は、前記検波部により検波された前記第１の検波信号を保持するサンプルホールド回路と、
    前記検波部により検波された前記第２の検波信号と、前記サンプルホールド回路に保持された前記第１の検波信号と、を比較する比較部と、
    を含む、ことを特徴とする請求項７から１７のいずれか１項に記載の信号処理装置。
19. 前記比較部は、前記第１の検波信号の電圧値と、前記第２の検波信号の電圧値と、を時系列的に比較し、いずれのレベルが高いかを判定するコンパレータ回路である、ことを特徴とする請求項１８に記載の信号処理装置。
20. 前記比較判定部は、前記検波部により検波された前記第１の検波信号をデジタル信号に変換するアナログデジタル変換部と、
    前記アナログデジタル変換部によりデジタル信号に変換された前記第１の検波信号を記憶する記憶部と、
    前記アナログデジタル変換部によりデジタル信号に変換された前記第２の検波信号と、前記記憶部に記憶された前記第１の検波信号と、を比較する判定部と、
    を含む、ことを特徴とする請求項７から１７のいずれか１項に記載の信号処理装置。
21. 前記第１のテスト信号（Ｉ_１、Ｑ_１）と、前記第１のテスト信号と所定の関係にある前記第２のテスト信号（Ｉ_２、Ｑ_２）とを順次、前記直交変調器に与える第１の回路と、
    前記直交変調器の出力を検波し、前記第１のテスト信号と前記第２のテスト信号とにそれぞれ対応する、第１の検波信号と第２の検波信号との第１のセットを比較する第２の回路と、
    を備え、
    前記第１の回路は、前記第１のテスト信号と前記第２のテスト信号とよりなる、テスト信号の第１セットに対して、同相成分、直交成分の値及び極性の少なくとも一方を可変させた、テスト信号の第２セットを前記直交変調器に与え、
    前記第２の回路は、前記直交変調器の出力を検波し、前記テスト信号の第２セットに対応する、第１の検波信号と第２の検波信号との第２のセットを比較し、
    前記第１のセットの前記第１の検波信号と前記第２の検波信号とから、前記直交変調器用の第１の補正値を導出し、前記第２のセットの前記第１の検波信号と前記第２の検波信号とから、前記直交変調器用の第２の補正値を導出し、前記第１の補正値と前記第２の補正値とから、第３の補正値を導出する第３の回路と、
    前記第３の補正値を用いて、前記直交変調器の直流オフセット、振幅ミスマッチ、位相ミスマッチの少なくとも１つを補正する第４の回路と、
    を備えた請求項１記載の信号処理装置。
22. 前記第２のテスト信号（Ｉ_２、Ｑ_２）は、前記第１のテスト信号（Ｉ_１、Ｑ_１）と直交する、または前記第１のテスト信号（Ｉ_１、Ｑ_１）の逆相である、ことを特徴とする請求項２１に記載の信号処理装置。
23. テスト信号の前記第２セットは、テスト信号の前記第１セットに対して、同相成分（Ｉ）、直交成分（Ｑ）の値及び極性の少なくとも一方を可変させたものである、ことを特徴とする請求項２１または２２に記載の信号処理装置。
24. 前記第１のテスト信号の同相成分（Ｉ）と、前記第２のテスト信号の同相成分（Ｉ）と、は絶対値が等しく符号が逆であり、
    前記第１のテスト信号の直交成分（Ｑ）と、前記第２のテスト信号の直交成分（Ｑ）と、は等しい、テスト信号により、同相成分（Ｉ）の直流オフセットを補償する、ことを特徴とする請求項７から２３のいずれか１項に記載の信号処理装置。
25. 前記第１セット、及び前記第２セットは、直流電圧値をＶ_ＴＳＴとして、前記第１のテスト信号と前記第２のテスト信号の同相成分（Ｉ）、直交成分（Ｑ）が、それぞれ
    第１セット：（Ｖ_ＴＳＴ、０）、（−Ｖ_ＴＳＴ、０）
    第２セット：（−Ｖ_ＴＳＴ、０）、（Ｖ_ＴＳＴ、０）
    であり、
    前記第１セットと前記第２セットにより、同相成分（Ｉ）の直流オフセットを補償する、ことを特徴とする請求項２４に記載の信号処理装置。
26. 前記第１のテスト信号の直交成分（Ｑ）と、前記第２のテスト信号の直交成分（Ｑ）と、は絶対値が等しく符号が逆であり、
    前記第１のテスト信号の同相成分（Ｉ）と、前記第２のテスト信号の同相成分（Ｉ）と、は等しい、テスト信号により、同相成分（Ｉ）の直流オフセットを補償する、ことを特徴とする請求項７から２３のいずれか１項に記載の信号処理装置。
27. 前記第１セット、及び前記第２セットは、直流電圧値をＶ_ＴＳＴとして、前記第１のテスト信号と前記第２のテスト信号との同相成分（Ｉ）、直交成分（Ｑ）が、それぞれ
    第１セット：（０、Ｖ_ＴＳＴ）、（０、−Ｖ_ＴＳＴ）
    第２セット：（０、−Ｖ_ＴＳＴ）、（０、Ｖ_ＴＳＴ）
    であり、
    前記第１セットと前記第２セットにより、直交成分（Ｑ）の直流オフセットを補償する、ことを特徴とする請求項２６に記載の信号処理装置。
28. 前記第１のテスト信号の同相成分（Ｉ）と、前記第２のテスト信号の直交成分（Ｑ）と、は絶対値が等しく、
    前記第１のテスト信号の直交成分（Ｑ）と、前記第２のテスト信号の同相成分（Ｉ）と、は絶対値が等しい、テスト信号により、振幅ミスマッチ及び直流オフセットを補償する、ことを特徴とする請求項７から２３のいずれか１項に記載の信号処理装置。
29. 前記第１セット、前記第２セット、及び第３セットから第８セットは、直流電圧値をＶ_ＴＳＴとして、前記第１のテスト信号と前記第２のテスト信号との同相成分（Ｉ）、直交成分（Ｑ）が、それぞれ
    第１セット：（Ｖ_ＴＳＴ、０）、（０、Ｖ_ＴＳＴ）
    第２セット：（Ｖ_ＴＳＴ、０）、（０、−Ｖ_ＴＳＴ）
    第３セット：（−Ｖ_ＴＳＴ、０）、（０、Ｖ_ＴＳＴ）
    第４セット：（−Ｖ_ＴＳＴ、０）、（０、−Ｖ_ＴＳＴ）
    第５セット：（０、Ｖ_ＴＳＴ）、（Ｖ_ＴＳＴ、０）
    第６セット：（０、−Ｖ_ＴＳＴ）、（Ｖ_ＴＳＴ、０）
    第７セット：（０、Ｖ_ＴＳＴ）、（−Ｖ_ＴＳＴ、０）
    第８セット：（０、−Ｖ_ＴＳＴ）、（−Ｖ_ＴＳＴ、０）
    であり、
    前記第１セットから前記第８セットの中から選択される複数のセットにより、振幅ミスマッチ、または振幅ミスマッチと直流オフセットと、を補償する、ことを特徴とする請求項２８に記載の信号処理装置。
30. 前記第１のテスト信号の同相成分（Ｉ）と、前記第１のテスト信号の直交成分（Ｑ）と、は絶対値が等しく、
    前記第２のテスト信号の同相成分（Ｑ）と、前記第２のテスト信号の同相成分（Ｉ）と、は絶対値が等しい、テスト信号により、振幅ミスマッチ及び直流オフセットを補償する、ことを特徴とする請求項７から２３のいずれか１項に記載の信号処理装置。
31. 前記第１セット、前記第２セット、及び第３セットから第８セットは、直流電圧値をＶ_ＴＳＴとして、前記第１のテスト信号と前記第２のテスト信号との同相成分（Ｉ）、直交成分（Ｑ）が、それぞれ
    第１セット：（Ｖ_ＴＳＴ、Ｖ_ＴＳＴ）、（Ｖ_ＴＳＴ、−Ｖ_ＴＳＴ）
    第２セット：（Ｖ_ＴＳＴ、Ｖ_ＴＳＴ）、（−Ｖ_ＴＳＴ、Ｖ_ＴＳＴ）
    第３セット：（−Ｖ_ＴＳＴ、−Ｖ_ＴＳＴ）、（Ｖ_ＴＳＴ、−Ｖ_ＴＳＴ）
    第４セット：（−Ｖ_ＴＳＴ、−Ｖ_ＴＳＴ）、（−Ｖ_ＴＳＴ、Ｖ_ＴＳＴ）
    第５セット：（Ｖ_ＴＳＴ、Ｖ_ＴＳＴ）、（Ｖ_ＴＳＴ、−Ｖ_ＴＳＴ）
    第６セット：（Ｖ_ＴＳＴ、Ｖ_ＴＳＴ）、（−Ｖ_ＴＳＴ、Ｖ_ＴＳＴ）
    第７セット：（−Ｖ_ＴＳＴ、−Ｖ_ＴＳＴ）、（Ｖ_ＴＳＴ、−Ｖ_ＴＳＴ）
    第８セット：（−Ｖ_ＴＳＴ、−Ｖ_ＴＳＴ）、（−Ｖ_ＴＳＴ、Ｖ_ＴＳＴ）
    であり、
    前記第１セットから前記第８セットの中から選択される複数のセットにより、位相ミスマッチ、または位相ミスマッチと直流オフセットと、を補償する、ことを特徴とする請求項３０に記載の信号処理装置。
32. 請求項１から請求項３１のいずれか１項に記載の信号処理装置を備えた送信装置。
33. 直交変調器テスト用の信号として、所定の関係にある第１、第２のテスト信号を含む第１のテスト信号セットと、前記第１のテスト信号セットの前記第１、第２のテスト信号とそれぞれ所定の関係にある第１、第２のテスト信号を含む第２のテスト信号セットと、を直交変調器に入力し、
    前記第１のテスト信号セットの前記第１、第２のテスト信号の入力に対する前記直交変調器からの出力の検波結果と、前記第２のテスト信号セットの前記第１、第２のテスト信号の入力に対する前記直交変調器からの出力の検波結果とからそれぞれ調整値を求め、前記第１、第２のテスト信号セットに対してそれぞれ求めた前記調整値の平均値を求めることにより、前記直交変調器の直流オフセットとＩＱミスマッチの少なくとも１方を補償するための補償値を導出する、信号処理方法。
34. 前記第１のテスト信号と前記第２のテスト信号は、互いに直交するか又は逆相の関係にあり、
    前記第１のテスト信号セットと第２のテスト信号セット間で、前記第１及び第２のテスト信号について少なくとも一方は、同相成分及び／又は直交成分について、値及び／又は極性が異なる、請求項３３記載の信号処理方法。
35. 前記第１、第２のテスト信号の直交変調出力の検波結果の比較結果が等しくなるように、前記直交変調器への入力のオフセット、振幅、位相の少なくとも１つを調整することで、前記調整値を求める、請求項３３又は３４記載の信号処理方法。
36. 前記第１のテスト信号（Ｉ_１、Ｑ_１）と、前記第１のテスト信号と所定の関係にある前記第２のテスト信号（Ｉ_２、Ｑ_２）と、を生成して、順次、直交変調器に与える工程と、
    前記直交変調器により変調された前記第１のテスト信号の包絡線と、前記第２のテスト信号の包絡線を検波する工程と、
    前記検波する工程により検波された、前記第１のテスト信号に対応する第１の検波信号と、前記第２のテスト信号に対応する第２の検波信号と、を比較判定する工程と、
    前記比較判定する工程による比較判定結果から第１の調整値を導出する工程と、
    前記第１のテスト信号と前記第２のテスト信号とよりなるテスト信号の第１セットに対して、同相成分（Ｉ）、直交成分（Ｑ）が所定の関係にあるテスト信号の第２セットを生成して前記直交変調器に与える工程と、
    前記第２セットの前記第１のテスト信号に対応する前記直交変調器の出力の包絡線と、前記第２セットの前記第２のテスト信号に対応する前記直交変調器の出力の包絡線と、を検波する工程と、
    前記検波する工程により検波された、前記第２セットの前記第１のテスト信号に対応する前記第１の検波信号と、前記第２セットの前記第２のテスト信号に対応する前記第２の検波信号と、を比較判定する工程と、
    前記比較判定する工程による比較判定結果から第２の調整値を導出する工程と、
    前記第１の調整値と、前記第２の調整値と、から補償値を導出する工程と、
    前記補償値により、前記直交変調器の直流オフセット及びＩＱミスマッチを推定する工程と、を含む請求項３３記載の信号処理方法。
37. 前記第２のテスト信号（Ｉ_２、Ｑ_２）は、前記第１のテスト信号（Ｉ_１、Ｑ_１）と直交する、または前記第１のテスト信号（Ｉ_１、Ｑ_１）の逆相である、ことを特徴とする請求項３６に記載の信号処理方法。
38. テスト信号の前記第２セットは、テスト信号の前記第１セットに対して、同相成分（Ｉ）、直交成分（Ｑ）の値及び極性の少なくとも一方を可変させたものである、ことを特徴とする請求項３６または３７に記載の信号処理方法。
39. 前記第１セット、及び前記第２セットは、直流電圧値をＶ_ＴＳＴとして、前記第１のテスト信号と前記第２のテスト信号の同相成分（Ｉ）、直交成分（Ｑ）が、それぞれ
    第１セット：（Ｖ_ＴＳＴ、０）、（−Ｖ_ＴＳＴ、０）
    第２セット：（−Ｖ_ＴＳＴ、０）、（Ｖ_ＴＳＴ、０）
    であり、
    前記第１セットと前記第２セットにより、同相成分（Ｉ）の直流オフセットを補償する、ことを特徴とする請求項３６から３８のいずれか１項に記載の信号処理方法。
40. 前記第１セット、及び前記第２セットは、直流電圧値をＶ_ＴＳＴとして、前記第１のテスト信号と前記第２のテスト信号との同相成分（Ｉ）、直交成分（Ｑ）が、それぞれ
    第１セット：（０、Ｖ_ＴＳＴ）、（０、−Ｖ_ＴＳＴ）
    第２セット：（０、−Ｖ_ＴＳＴ）、（０、Ｖ_ＴＳＴ）
    であり、
    前記第１セットと前記第２セットにより、直交成分（Ｑ）の直流オフセットを補償する、ことを特徴とする請求項３６から３８のいずれか１項に記載の信号処理方法。
41. 前記第１セット、前記第２セット、及び第３セットから第８セットは、直流電圧値をＶ_ＴＳＴとして、前記第１のテスト信号と前記第２のテスト信号との同相成分（Ｉ）、直交成分（Ｑ）が、それぞれ
    第１セット：（Ｖ_ＴＳＴ、０）、（０、Ｖ_ＴＳＴ）
    第２セット：（Ｖ_ＴＳＴ、０）、（０、−Ｖ_ＴＳＴ）
    第３セット：（−Ｖ_ＴＳＴ、０）、（０、Ｖ_ＴＳＴ）
    第４セット：（−Ｖ_ＴＳＴ、０）、（０、−Ｖ_ＴＳＴ）
    第５セット：（０、Ｖ_ＴＳＴ）、（Ｖ_ＴＳＴ、０）
    第６セット：（０、−Ｖ_ＴＳＴ）、（Ｖ_ＴＳＴ、０）
    第７セット：（０、Ｖ_ＴＳＴ）、（−Ｖ_ＴＳＴ、０）
    第８セット：（０、−Ｖ_ＴＳＴ）、（−Ｖ_ＴＳＴ、０）
    であり、
    前記第１セットから前記第８セットの中から選択される複数のセットにより、振幅ミスマッチ、または振幅ミスマッチと直流オフセットと、を補償する、ことを特徴とする請求項３６から３８のいずれか１項に記載の信号処理方法。
42. 前記第１セット、前記第２セット、及び第３セットから第８セットは、直流電圧値をＶ_ＴＳＴとして、前記第１のテスト信号と前記第２のテスト信号との同相成分（Ｉ）、直交成分（Ｑ）が、それぞれ
    第１セット：（Ｖ_ＴＳＴ、Ｖ_ＴＳＴ）、（Ｖ_ＴＳＴ、−Ｖ_ＴＳＴ）
    第２セット：（Ｖ_ＴＳＴ、Ｖ_ＴＳＴ）、（−Ｖ_ＴＳＴ、Ｖ_ＴＳＴ）
    第３セット：（−Ｖ_ＴＳＴ、−Ｖ_ＴＳＴ）、（Ｖ_ＴＳＴ、−Ｖ_ＴＳＴ）
    第４セット：（−Ｖ_ＴＳＴ、−Ｖ_ＴＳＴ）、（−Ｖ_ＴＳＴ、Ｖ_ＴＳＴ）
    第５セット：（Ｖ_ＴＳＴ、Ｖ_ＴＳＴ）、（Ｖ_ＴＳＴ、−Ｖ_ＴＳＴ）
    第６セット：（Ｖ_ＴＳＴ、Ｖ_ＴＳＴ）、（−Ｖ_ＴＳＴ、Ｖ_ＴＳＴ）
    第７セット：（−Ｖ_ＴＳＴ、−Ｖ_ＴＳＴ）、（Ｖ_ＴＳＴ、−Ｖ_ＴＳＴ）
    第８セット：（−Ｖ_ＴＳＴ、−Ｖ_ＴＳＴ）、（−Ｖ_ＴＳＴ、Ｖ_ＴＳＴ）
    であり、
    前記第１セットから前記第８セットの中から選択される複数のセットにより、位相ミスマッチ、または位相ミスマッチと直流オフセットと、を補償する、ことを特徴とする請求項３６から３８のいずれか１項に記載の信号処理方法。
43. 請求項３９に記載の信号処理方法により直流オフセットを補償する工程と、
    請求項４０に記載の信号処理方法により直流オフセットを補償する工程と、
    請求項４１に記載の信号処理方法により振幅ミスマッチ及び直流オフセットを補償する工程と、
    請求項４２に記載の信号処理方法により位相ミスマッチ及び直流オフセットを補償する工程と、
    から選択される、少なくとも複数の工程を順次為す、信号処理方法。
44. 請求項３９に記載の信号処理方法により直流オフセットを補償する工程と、
    請求項４０に記載の信号処理方法により直流オフセットを補償する工程と、
    請求項４１に記載の信号処理方法により振幅ミスマッチ及び直流オフセットを補償する工程と、
    請求項４２に記載の信号処理方法により位相ミスマッチ及び直流オフセットを補償する工程と、
    を含む、信号処理方法。
45. 請求項３９に記載の信号処理方法により直流オフセットを補償する工程と、
    請求項４０に記載の信号処理方法により直流オフセットを補償する工程と、
    請求項４１に記載の信号処理方法により振幅ミスマッチ及び直流オフセットを補償する工程と、
    請求項４２に記載の信号処理方法により位相ミスマッチ及び直流オフセットを補償する工程と、
    を順次為す、信号処理方法。

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