JP2004509555A - 矩象送信機及び/又は受信機の送信ブランチ及び/又は受信ブランチの較正 - Google Patents
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Abstract
送信機の送信ブランチを較正する方法が提供される。この送信ブランチの高周波出力信号中の低周波成分が測定される。低周波成分は、送信ブランチが較正されないときに存在する。測定された低周波成分から、第1の補償信号が導出される。第1の補償信号は、送信ブランチの同相ブランチに注入される。第2の補償信号が導出され、送信ブランチの矩象ブランチへ注入される。第1及び第2の補償信号が掃引され、測定された低周波成分に基づいて適合される。掃引から、測定された低周波成分の最小値が得られる。その後、第1及び第2の補償信号は、最小値に連続的に設定される。送信ブランチの較正に加えて、送受信機の場合、受信ブランチが較正され得る。受信ブランチを較正するために、較正された送信機が受信ブランチに連結される。その後、受信ブランチは、掃引と受信機ブランチパラメータの設定とを介して較正される。
Description
【0001】
本発明は、送信機又は送受信機に関し、より詳細には、そのような送信機又は送受信機の送信ブランチの較正に関する。送受信機の場合、送信ブランチの較正に加えて、受信ブランチもまた較正され得る。このような送信機又は送受信機は、例えば、所謂2.4GHzISMバンドで動作するか、或いは、他の適切な送信機又は送受信機であってよい。
【0002】
米国特許第5、793、817号は、送信機におけるDCオフセットの減少について開示している。この送信機は、送信機出力信号がアンテナに提供されるように、アップコンバータとrfパワー増幅器とを備える。送信機は、フィードバックループを有する。フィードバックループは、出力信号の一部を導出し、導出された信号を位相関連フィードバックパスへ分割する。フィードバックパスの各々は、周波数ダウンコンバータを有する。DCオフセットは、線形化ループ回りのフィードバックが周波数ダウンコンバータの出力で生成されるDCオフセットを変更することなくゼロまで減少させられるときに、アップコンバータの入力において測定される。減算器は、測定されたDCオフセットをフィードバックループエラー信号から減算する。このようなDC無効化は、ダウン変換ミキサのキャリアフィードスルーの影響を除去し、それによって結果としての送信機のキャリアフィードスルーを改良する。
【0003】
本発明の目的は、搬送波漏れと、利得及び位相の不均衡の完全補償を行う矩象送信機又は送受信機を提供することである。
【0004】
本発明の他の目的は、送受信機の場合、送信ブランチの較正後に、送受信機の受信ブランチの利得を較正することである。
【0005】
本発明の他の目的は、送信機を掃引し設定するときに、送信機の異なる出力パワー設定での較正を実行することである。
【0006】
本発明によれば、送信機の送信ブランチを較正する方法が提供され、この方法は、
前記送信ブランチが較正されないときに存在する、前記送信ブランチの高周波出力信号中の低周波成分を測定することと、
前記測定された低周波成分から、第1の補償信号を導出して前記第1の補償信号を前記送信ブランチの同相ブランチへ注入し、且つ、第2の補償信号を導出して前記第2の補償信号を前記送信ブランチの矩象ブランチへ注入することと、
前記第1及び第2の補償信号を掃引し、前記低周波成分に基づいて前記第1及び第2の導出された補償信号を適合させることと、
前記掃引から、前記測定された低周波成分の最小値を得ることと、
前記第1及び第2の補償信号を前記最小値に連続的に設定することと、
を備えている。
【0007】
好ましくは、前記補償信号は、送信ブランチの各同相及び矩象ブランチにおける送信フィルタの後に注入され、それにより最適な搬送波漏れ補償が達成される。
【0008】
好ましくは、送信機を較正するときに、まだ較正されていない送信機における高周波出力信号、ローカル発振器信号及びサイドバンド信号の異なる相対信号強度は、最適に考察される。このような相対信号強度は、送信機を製造するために使用されるシリコン処理に依存して変化し得る。搬送波漏れ信号に関連する強いサイドバンド信号に対して、搬送波漏れ補償がフル出力パワーにおいて実行され、その後、利得及び位相エラー補償が予期された最大搬送波漏れの出力レベルよりも実質的に低い出力パワーレベルにおいてなされる。搬送波漏れ信号に関連する弱いサイドバンド信号に対しては、搬送波漏れ補償が予期される最大搬送波漏れの出力レベルよりも実質的に低い出力パワーレベルで実行され、その後、利得及び位相エラー補償がフルパワーにおいて行われる。
【0009】
送信ブランチに加えて受信ブランチを備える送受信機の場合、好ましくは、前記方法は、エラー信号を測定すると共に前記受信ブランチにおける利得設定を掃引することと、前記受信ブランチにおける前記利得の掃引中に前記エラー信号の更なる最小値を得ることと、前記更なる最小値に対応する値に前記受信ブランチにおける利得を設定することとによって、受信ブランチを較正することを含む。これによって、送受信機が掃引及び設定の後に完全に較正されることになる。
【0010】
【発明の実施の形態】
図面の総てを通して、同じ参照番号は同じ特徴に対して使用される。
図1は、本発明に係る送受信機1のブロック図である。所与の例において、送受信機1は、所謂2.4GHzISM(工業用、科学用及び医療用)バンドで動作し、且つ、所謂ゼロ−IF送受信機であり、これは、単一の同調発振器のみが必要であるように同じ周波数を受信し且つ送信する。送受信機1は、受信ブランチ2及び送信ブランチ3を備えている。受信ブランチ2は、フィルタ6及び送受信スイッチ7を介してアンテナ5に連結された低ノイズ増幅器(LNA)4を備えている。このLNA4は、同相及び矩象受信ブランチのそれぞれにおける一対の矩象ミキサ8及び9に連結される。ACカプラ10を介して、ミキサ8は、ローパスフィルタ11にAC連結される。ACカプラ12を介して、ミキサ9は、ローパスフィルタ13にAC連結される。本発明に従って、同相受信ブランチは、受信ブランチ2の利得を調節するための調節可能増幅器14と、DCオフセットを補償するためにDC電圧を注入するためのインジェクタ15とを有し、且つ、矩象受信ブランチは、DCオフセットを補償するためにDC電圧を注入するためのインジェクタ16を有する。インジェクタ15及び16は、加算器であってもよい。同相受信ブランチにおける調節可能増幅器14の代わりに、調節可能な増幅器が矩象受信ブランチに含まれてもよい。或いは、同相及び矩象送信ブランチの両方において、送受信機1の送信ブランチ3は、送信フィルタ20及び21を備えている。本発明によれば、これらの送信フィルタ20及び21の後に、同相と矩象送信ブランチは、送信ブランチ2を較正するためのDC電圧を注入するためのそれぞれのインジェクタ22及び23を備えていると共に、更に矩象送信ブランチには調節可能増幅器24がある。矩象送信ブランチにおける調節可能増幅器24の代わりに、調節可能な増幅器が同相受信ブランチに含まれてもよい。或いは、同相及び矩象送信ブランチは、調節可能な増幅器を含んでいてもよい。おれぞれのアップコンバータ又はミキサ25及び26並びに加算器27を介して、インジェクタ22及び23は、送信パワー増幅器28及び29に連結されている。送信パワー増幅器29は、送受信スイッチ7に連結されている。
【0011】
送受信機1は、更に、送信ブランチ3の高周波出力信号中の低周波成分を測定するための手段40を備えている。所与の例では、この手段40は、パワー検波器41と、ハイパスフィルタ42と、AC電圧検出器43とを備えている。送信機ブランチ3が完全に較正されると、パワー検波器41は、AC電圧検出器43が出力信号を生成しないように、一定のDC信号を供給する。送信機ブランチ3がまだ較正されていない場合、パワー検波器41は、変化するDC信号、即ち、低周波成分を供給し、それによってAC電圧検出器43が出力信号を生成する。
【0012】
送受信機1は、更に、位相ロックループ(PLL)51によって制御される電圧制御発振器50を備える。VCO50は、ローカル発振器信号を同相の受信及び送信のブランチにおけるそれぞれのミキサ8及び25に供給し、調節可能位相シフタ52を介して、矩象受信及び送信のブランチにおけるそれぞれのミキサ9及び26へ位相シフトローカル発振器信号を提供する。調節可能位相シフター52は、90度のノーマル位相シフト回りで調節可能である。
【0013】
送受信機1は、更に、コントローラ60を備えている。このコントローラ60は、プロセッサ61と、プログラム及び較正データ等の不揮発性データを格納するための不揮発性メモリ62と、揮発性データを格納するためのRAM63とを備えている。コントローラ60は、更に、それぞれ、インジェクタ15と16とによって供給された、受信され且つダウン変換された信号をサンプリングするため、及び、AC電圧検出器43によって供給される出力信号をサンプリングするためのアナログ−デジタルコンバータ(ADC)64、65及び66を備えている。コントローラ60は、更に、同相及び矩象送信信号のそれぞれを送信フィルタ20及び21へ供給するためのデジタル−アナログコンバータ(DAC)67及び68と、インジェクタ15及び16、増幅器14、インジェクタ22及び23、増幅器24並びに位相シフタ52に調節即ち較正信号をそれぞれ提供するためのデジタル−アナログコンバータ69、70、71、72、73、74及び75とを備えている。更に、プロセッサ61は、パワー増幅器29の出力を減衰器81を介してLNA4の出力に結合するスイッチ80を制御する。
【0014】
図2は、パワー検波器41の第1の実施の形態である。この実施の形態において、パワー検波器41は、ダイオード90、抵抗器91及びコンデンサ92によって形成されるAM復調器を備えている。このAM復調器は、パワー増幅器28によって供給されるRF出力パワーの平方根に比例する出力電圧を供給する。
【0015】
図3は、パワー検波器41の第2の実施の形態である。この実施の形態において、パワー検波器41は、マイクロストリップカプラ93と、ショットキーダイオード94とを備えている。この実施の形態において、パワー検波器は、パワー増幅器28によって供給されるRF出力パワーに比例する出力電圧を供給する。
【0016】
図4は、パワー検波器41の第3の実施の形態である。この実施の形態において、パワー検波器41は、ミキサ95、抵抗器96及びコンデンサ97を備えている。この実施の形態において、パワー検波器は、パワー増幅器28によって供給されるRF出力パワーに比例する出力電圧を供給する。
【0017】
図5は、本発明に係るローカル発振器リーク較正を示す。完全に較正された送信ブランチ3において、搬送波漏れ、利得及び位相に対して較正される、4つのドットにより示される4位相矩象信号配列は、点線により示される完全な円100である。即ち、増幅器28は、一定の半径rによって示される一定のRFパワーを供給する。ミキサ25及び26を介してVCO50からの搬送波漏れに起因して、較正されてない送信ブランチにおいて、較正された利得及び位相に対する信号配置は、新たな中心を有する実線円101によって示されるようにシフトする。シフトされた円101は、同相及び矩象送信ブランチ、VDC−I及びVD C−Qにおける異なるDC成分を有する送信ブランチとなる。半径rがもはや一定ではないので、増幅器28におけるRFパワーは、半径rの平方に比例して大きく変化する。搬送波漏れは、インジェクタ22及び23において適切な較正電圧を注入することによって補償される。送信ブランチ3におけるまだ較正されてない利得及び位相の場合、円は、利得及び位相較正が必要とされるように、楕円の形状を採用する。
【0018】
図6は、周波数ドメインにおけるローカル発振器リークを示す。単一のトーン送信信号に対するfRF及び搬送波漏れ信号fLOのスペクトルが示されている。
【0019】
図7A乃至7Dは、送信機較正のための送信機パラメータの掃引を示す。図7A及び図7Bにおいて、各インジェクタ22及び23への信号V1及びV2の掃引が示されている。DAC72及び73は、それぞれV1、opt及びV2、optに設定される。これによって、搬送波漏れが補償される。より良好な較正を達成するために、V1及びV2の掃引及び設定がそれぞれ少なくとも一回繰返される。図7C及び7Dにおいて、増幅器24及び位相シフタ52への信号ΔG1及びΔθのそれぞれの掃引が示されている。DAC74及び75は、それぞれΔG1,opt及びΔθ,optに設定される。これによって、送信ブランチ3における利得及び位相の不均衡が補償される。
【0020】
図8A及び8Bは、まだ較正されていない利得及び位相の不均衡を有する送信機較正を更に示す。ここで、図8Aに示されるように、較正されていない利得及び位相の不均衡に起因するサイドバンド信号パワーPSBは、搬送波漏れ信号パワーPLOよりもかなり弱く、両信号は、PRFに関係して示されている。次に、IC処理に依存する最悪の場合の予期されるLOリークに等しいフルパワーよりも低いレベルにおける信号パワーにおいて較正を開始することが有利である。図8Aに矢印で示されるように、第1の低リークが補償される。次に、図8Bに矢印で示されるように、フルパワーが送信ブランチ3に印加され、信号パワーP‘SB、P’LO及びP‘RFとなる。PLOが送信された信号P’LOのパワーから独立しているので、送信パワーを増加するときに、減少された搬送波漏れ信号が変化しない。フルパワーにおいて、利得及び位相の不均衡が較正され、その結果、サイドバンドパワーが減少する。より良い結果を得るために、較正が少なくとも一回繰返される。
【0021】
予期された搬送波漏れ信号と比較してより強力な送信信号に対して較正されていない送信ブランチにおいて、サイドバンドパワーが搬送波漏れ信号より一層強力であることがあり得る。次に、第1の利得及び位相の不均衡は、フル送信パワーにおいて補償され、且つ、LOリークは、その後、減少された送信パワーにおいて補償される。より良い結果を得るために、利得及び位相較正が繰返される。
【0022】
図9A乃至9Cは、受信機較正を示し、この受信機較正は、送信機較正の後に実行される。AC結合受信機の場合、利得エラーのみが受信機ブランチ2において較正される。DC結合受信機の場合、利得エラーの較正に加えて、DCオフセットエラーも較正され得る。送信機の較正の後、送信された信号に対する信号の配列は最適である。この最適信号配列の場合、プロセッサ61は、スイッチ80を閉止し、受信機較正を実行する。図9Aは、エラー電圧Verror=|ピーク−ピーク値(VI−R)−ピーク−ピーク値(VI−Q)|を示し、VI−R及びVI−Qは、図1に示されている。図9Bは、Verror=平均値(VI−R)を示す。図9Bは、Verror=平均値(VI−Q)を示す。図9Aに示されるように、DAC72は、利得信号ΔG2を掃引し、且つ、ΔG2,optにおいて最適利得を設定する。利得の掃引は、高利得、低利得又は通常利得から実行され得る。従って、図9B及び図9Cに示されるように、V3、optとV4.optにおいてDCオフセットがDAC69及び70によって設定され得る。一つのシナリオでは、V3及びV4は、フルパワー受信よりも下のある予期される最大DCオフセット値に設定され、その後、フルパワー受信において、利得が較正される。より正確を期して、較正が少なくとも一回繰返され得る。
【0023】
前述に鑑み、特許請求の範囲において定義される発明の精神及び視野の範囲内において種々の変更が行われることができ、且つ、本発明がここで示される実施の形態に制限されないことは、当業者にとって明白である。用語「comprising(備えている、含む)」は、請求の範囲内にリストアップされる要素又はステップ以外の要素又はステップの存在を排除するものではない。
【図面の簡単な説明】
【図1】
本発明に係る送受信機のブロック図である。
【図2】
本発明に係る送受信機に使用されるパワー検波器の第1の実施の形態である。
【図3】
本発明に係る送受信機に使用されるパワー検波器の第2の実施の形態である。
【図4】
本発明に係る送受信機に使用されるパワー検波器の第3の実施の形態である。
【図5】
本発明に係るローカル発振器リーク較正を示す。
【図6】
ローカル発振器リークを示す。
【図7A】
送信機較正用の送信機パラメータの掃引を示す。
【図7B】
送信機較正用の送信機パラメータの掃引を示す。
【図7C】
送信機較正用の送信機パラメータの掃引を示す。
【図7D】
送信機較正用の送信機パラメータの掃引を示す。
【図8A】
送信機較正を更に示す。
【図8B】
送信機較正を更に示す。
【図9A】
受信機較正を示す。
【図9B】
受信機較正を示す。
【図9C】
受信機較正を示す。
本発明は、送信機又は送受信機に関し、より詳細には、そのような送信機又は送受信機の送信ブランチの較正に関する。送受信機の場合、送信ブランチの較正に加えて、受信ブランチもまた較正され得る。このような送信機又は送受信機は、例えば、所謂2.4GHzISMバンドで動作するか、或いは、他の適切な送信機又は送受信機であってよい。
【0002】
米国特許第5、793、817号は、送信機におけるDCオフセットの減少について開示している。この送信機は、送信機出力信号がアンテナに提供されるように、アップコンバータとrfパワー増幅器とを備える。送信機は、フィードバックループを有する。フィードバックループは、出力信号の一部を導出し、導出された信号を位相関連フィードバックパスへ分割する。フィードバックパスの各々は、周波数ダウンコンバータを有する。DCオフセットは、線形化ループ回りのフィードバックが周波数ダウンコンバータの出力で生成されるDCオフセットを変更することなくゼロまで減少させられるときに、アップコンバータの入力において測定される。減算器は、測定されたDCオフセットをフィードバックループエラー信号から減算する。このようなDC無効化は、ダウン変換ミキサのキャリアフィードスルーの影響を除去し、それによって結果としての送信機のキャリアフィードスルーを改良する。
【0003】
本発明の目的は、搬送波漏れと、利得及び位相の不均衡の完全補償を行う矩象送信機又は送受信機を提供することである。
【0004】
本発明の他の目的は、送受信機の場合、送信ブランチの較正後に、送受信機の受信ブランチの利得を較正することである。
【0005】
本発明の他の目的は、送信機を掃引し設定するときに、送信機の異なる出力パワー設定での較正を実行することである。
【0006】
本発明によれば、送信機の送信ブランチを較正する方法が提供され、この方法は、
前記送信ブランチが較正されないときに存在する、前記送信ブランチの高周波出力信号中の低周波成分を測定することと、
前記測定された低周波成分から、第1の補償信号を導出して前記第1の補償信号を前記送信ブランチの同相ブランチへ注入し、且つ、第2の補償信号を導出して前記第2の補償信号を前記送信ブランチの矩象ブランチへ注入することと、
前記第1及び第2の補償信号を掃引し、前記低周波成分に基づいて前記第1及び第2の導出された補償信号を適合させることと、
前記掃引から、前記測定された低周波成分の最小値を得ることと、
前記第1及び第2の補償信号を前記最小値に連続的に設定することと、
を備えている。
【0007】
好ましくは、前記補償信号は、送信ブランチの各同相及び矩象ブランチにおける送信フィルタの後に注入され、それにより最適な搬送波漏れ補償が達成される。
【0008】
好ましくは、送信機を較正するときに、まだ較正されていない送信機における高周波出力信号、ローカル発振器信号及びサイドバンド信号の異なる相対信号強度は、最適に考察される。このような相対信号強度は、送信機を製造するために使用されるシリコン処理に依存して変化し得る。搬送波漏れ信号に関連する強いサイドバンド信号に対して、搬送波漏れ補償がフル出力パワーにおいて実行され、その後、利得及び位相エラー補償が予期された最大搬送波漏れの出力レベルよりも実質的に低い出力パワーレベルにおいてなされる。搬送波漏れ信号に関連する弱いサイドバンド信号に対しては、搬送波漏れ補償が予期される最大搬送波漏れの出力レベルよりも実質的に低い出力パワーレベルで実行され、その後、利得及び位相エラー補償がフルパワーにおいて行われる。
【0009】
送信ブランチに加えて受信ブランチを備える送受信機の場合、好ましくは、前記方法は、エラー信号を測定すると共に前記受信ブランチにおける利得設定を掃引することと、前記受信ブランチにおける前記利得の掃引中に前記エラー信号の更なる最小値を得ることと、前記更なる最小値に対応する値に前記受信ブランチにおける利得を設定することとによって、受信ブランチを較正することを含む。これによって、送受信機が掃引及び設定の後に完全に較正されることになる。
【0010】
【発明の実施の形態】
図面の総てを通して、同じ参照番号は同じ特徴に対して使用される。
図1は、本発明に係る送受信機1のブロック図である。所与の例において、送受信機1は、所謂2.4GHzISM(工業用、科学用及び医療用)バンドで動作し、且つ、所謂ゼロ−IF送受信機であり、これは、単一の同調発振器のみが必要であるように同じ周波数を受信し且つ送信する。送受信機1は、受信ブランチ2及び送信ブランチ3を備えている。受信ブランチ2は、フィルタ6及び送受信スイッチ7を介してアンテナ5に連結された低ノイズ増幅器(LNA)4を備えている。このLNA4は、同相及び矩象受信ブランチのそれぞれにおける一対の矩象ミキサ8及び9に連結される。ACカプラ10を介して、ミキサ8は、ローパスフィルタ11にAC連結される。ACカプラ12を介して、ミキサ9は、ローパスフィルタ13にAC連結される。本発明に従って、同相受信ブランチは、受信ブランチ2の利得を調節するための調節可能増幅器14と、DCオフセットを補償するためにDC電圧を注入するためのインジェクタ15とを有し、且つ、矩象受信ブランチは、DCオフセットを補償するためにDC電圧を注入するためのインジェクタ16を有する。インジェクタ15及び16は、加算器であってもよい。同相受信ブランチにおける調節可能増幅器14の代わりに、調節可能な増幅器が矩象受信ブランチに含まれてもよい。或いは、同相及び矩象送信ブランチの両方において、送受信機1の送信ブランチ3は、送信フィルタ20及び21を備えている。本発明によれば、これらの送信フィルタ20及び21の後に、同相と矩象送信ブランチは、送信ブランチ2を較正するためのDC電圧を注入するためのそれぞれのインジェクタ22及び23を備えていると共に、更に矩象送信ブランチには調節可能増幅器24がある。矩象送信ブランチにおける調節可能増幅器24の代わりに、調節可能な増幅器が同相受信ブランチに含まれてもよい。或いは、同相及び矩象送信ブランチは、調節可能な増幅器を含んでいてもよい。おれぞれのアップコンバータ又はミキサ25及び26並びに加算器27を介して、インジェクタ22及び23は、送信パワー増幅器28及び29に連結されている。送信パワー増幅器29は、送受信スイッチ7に連結されている。
【0011】
送受信機1は、更に、送信ブランチ3の高周波出力信号中の低周波成分を測定するための手段40を備えている。所与の例では、この手段40は、パワー検波器41と、ハイパスフィルタ42と、AC電圧検出器43とを備えている。送信機ブランチ3が完全に較正されると、パワー検波器41は、AC電圧検出器43が出力信号を生成しないように、一定のDC信号を供給する。送信機ブランチ3がまだ較正されていない場合、パワー検波器41は、変化するDC信号、即ち、低周波成分を供給し、それによってAC電圧検出器43が出力信号を生成する。
【0012】
送受信機1は、更に、位相ロックループ(PLL)51によって制御される電圧制御発振器50を備える。VCO50は、ローカル発振器信号を同相の受信及び送信のブランチにおけるそれぞれのミキサ8及び25に供給し、調節可能位相シフタ52を介して、矩象受信及び送信のブランチにおけるそれぞれのミキサ9及び26へ位相シフトローカル発振器信号を提供する。調節可能位相シフター52は、90度のノーマル位相シフト回りで調節可能である。
【0013】
送受信機1は、更に、コントローラ60を備えている。このコントローラ60は、プロセッサ61と、プログラム及び較正データ等の不揮発性データを格納するための不揮発性メモリ62と、揮発性データを格納するためのRAM63とを備えている。コントローラ60は、更に、それぞれ、インジェクタ15と16とによって供給された、受信され且つダウン変換された信号をサンプリングするため、及び、AC電圧検出器43によって供給される出力信号をサンプリングするためのアナログ−デジタルコンバータ(ADC)64、65及び66を備えている。コントローラ60は、更に、同相及び矩象送信信号のそれぞれを送信フィルタ20及び21へ供給するためのデジタル−アナログコンバータ(DAC)67及び68と、インジェクタ15及び16、増幅器14、インジェクタ22及び23、増幅器24並びに位相シフタ52に調節即ち較正信号をそれぞれ提供するためのデジタル−アナログコンバータ69、70、71、72、73、74及び75とを備えている。更に、プロセッサ61は、パワー増幅器29の出力を減衰器81を介してLNA4の出力に結合するスイッチ80を制御する。
【0014】
図2は、パワー検波器41の第1の実施の形態である。この実施の形態において、パワー検波器41は、ダイオード90、抵抗器91及びコンデンサ92によって形成されるAM復調器を備えている。このAM復調器は、パワー増幅器28によって供給されるRF出力パワーの平方根に比例する出力電圧を供給する。
【0015】
図3は、パワー検波器41の第2の実施の形態である。この実施の形態において、パワー検波器41は、マイクロストリップカプラ93と、ショットキーダイオード94とを備えている。この実施の形態において、パワー検波器は、パワー増幅器28によって供給されるRF出力パワーに比例する出力電圧を供給する。
【0016】
図4は、パワー検波器41の第3の実施の形態である。この実施の形態において、パワー検波器41は、ミキサ95、抵抗器96及びコンデンサ97を備えている。この実施の形態において、パワー検波器は、パワー増幅器28によって供給されるRF出力パワーに比例する出力電圧を供給する。
【0017】
図5は、本発明に係るローカル発振器リーク較正を示す。完全に較正された送信ブランチ3において、搬送波漏れ、利得及び位相に対して較正される、4つのドットにより示される4位相矩象信号配列は、点線により示される完全な円100である。即ち、増幅器28は、一定の半径rによって示される一定のRFパワーを供給する。ミキサ25及び26を介してVCO50からの搬送波漏れに起因して、較正されてない送信ブランチにおいて、較正された利得及び位相に対する信号配置は、新たな中心を有する実線円101によって示されるようにシフトする。シフトされた円101は、同相及び矩象送信ブランチ、VDC−I及びVD C−Qにおける異なるDC成分を有する送信ブランチとなる。半径rがもはや一定ではないので、増幅器28におけるRFパワーは、半径rの平方に比例して大きく変化する。搬送波漏れは、インジェクタ22及び23において適切な較正電圧を注入することによって補償される。送信ブランチ3におけるまだ較正されてない利得及び位相の場合、円は、利得及び位相較正が必要とされるように、楕円の形状を採用する。
【0018】
図6は、周波数ドメインにおけるローカル発振器リークを示す。単一のトーン送信信号に対するfRF及び搬送波漏れ信号fLOのスペクトルが示されている。
【0019】
図7A乃至7Dは、送信機較正のための送信機パラメータの掃引を示す。図7A及び図7Bにおいて、各インジェクタ22及び23への信号V1及びV2の掃引が示されている。DAC72及び73は、それぞれV1、opt及びV2、optに設定される。これによって、搬送波漏れが補償される。より良好な較正を達成するために、V1及びV2の掃引及び設定がそれぞれ少なくとも一回繰返される。図7C及び7Dにおいて、増幅器24及び位相シフタ52への信号ΔG1及びΔθのそれぞれの掃引が示されている。DAC74及び75は、それぞれΔG1,opt及びΔθ,optに設定される。これによって、送信ブランチ3における利得及び位相の不均衡が補償される。
【0020】
図8A及び8Bは、まだ較正されていない利得及び位相の不均衡を有する送信機較正を更に示す。ここで、図8Aに示されるように、較正されていない利得及び位相の不均衡に起因するサイドバンド信号パワーPSBは、搬送波漏れ信号パワーPLOよりもかなり弱く、両信号は、PRFに関係して示されている。次に、IC処理に依存する最悪の場合の予期されるLOリークに等しいフルパワーよりも低いレベルにおける信号パワーにおいて較正を開始することが有利である。図8Aに矢印で示されるように、第1の低リークが補償される。次に、図8Bに矢印で示されるように、フルパワーが送信ブランチ3に印加され、信号パワーP‘SB、P’LO及びP‘RFとなる。PLOが送信された信号P’LOのパワーから独立しているので、送信パワーを増加するときに、減少された搬送波漏れ信号が変化しない。フルパワーにおいて、利得及び位相の不均衡が較正され、その結果、サイドバンドパワーが減少する。より良い結果を得るために、較正が少なくとも一回繰返される。
【0021】
予期された搬送波漏れ信号と比較してより強力な送信信号に対して較正されていない送信ブランチにおいて、サイドバンドパワーが搬送波漏れ信号より一層強力であることがあり得る。次に、第1の利得及び位相の不均衡は、フル送信パワーにおいて補償され、且つ、LOリークは、その後、減少された送信パワーにおいて補償される。より良い結果を得るために、利得及び位相較正が繰返される。
【0022】
図9A乃至9Cは、受信機較正を示し、この受信機較正は、送信機較正の後に実行される。AC結合受信機の場合、利得エラーのみが受信機ブランチ2において較正される。DC結合受信機の場合、利得エラーの較正に加えて、DCオフセットエラーも較正され得る。送信機の較正の後、送信された信号に対する信号の配列は最適である。この最適信号配列の場合、プロセッサ61は、スイッチ80を閉止し、受信機較正を実行する。図9Aは、エラー電圧Verror=|ピーク−ピーク値(VI−R)−ピーク−ピーク値(VI−Q)|を示し、VI−R及びVI−Qは、図1に示されている。図9Bは、Verror=平均値(VI−R)を示す。図9Bは、Verror=平均値(VI−Q)を示す。図9Aに示されるように、DAC72は、利得信号ΔG2を掃引し、且つ、ΔG2,optにおいて最適利得を設定する。利得の掃引は、高利得、低利得又は通常利得から実行され得る。従って、図9B及び図9Cに示されるように、V3、optとV4.optにおいてDCオフセットがDAC69及び70によって設定され得る。一つのシナリオでは、V3及びV4は、フルパワー受信よりも下のある予期される最大DCオフセット値に設定され、その後、フルパワー受信において、利得が較正される。より正確を期して、較正が少なくとも一回繰返され得る。
【0023】
前述に鑑み、特許請求の範囲において定義される発明の精神及び視野の範囲内において種々の変更が行われることができ、且つ、本発明がここで示される実施の形態に制限されないことは、当業者にとって明白である。用語「comprising(備えている、含む)」は、請求の範囲内にリストアップされる要素又はステップ以外の要素又はステップの存在を排除するものではない。
【図面の簡単な説明】
【図1】
本発明に係る送受信機のブロック図である。
【図2】
本発明に係る送受信機に使用されるパワー検波器の第1の実施の形態である。
【図3】
本発明に係る送受信機に使用されるパワー検波器の第2の実施の形態である。
【図4】
本発明に係る送受信機に使用されるパワー検波器の第3の実施の形態である。
【図5】
本発明に係るローカル発振器リーク較正を示す。
【図6】
ローカル発振器リークを示す。
【図7A】
送信機較正用の送信機パラメータの掃引を示す。
【図7B】
送信機較正用の送信機パラメータの掃引を示す。
【図7C】
送信機較正用の送信機パラメータの掃引を示す。
【図7D】
送信機較正用の送信機パラメータの掃引を示す。
【図8A】
送信機較正を更に示す。
【図8B】
送信機較正を更に示す。
【図9A】
受信機較正を示す。
【図9B】
受信機較正を示す。
【図9C】
受信機較正を示す。
Claims (14)
- 送信機の送信ブランチを較正する方法であって、
前記送信ブランチが較正されないときに存在する、前記送信ブランチの高周波出力信号V0中の低周波成分を測定することと、
前記測定された低周波成分から、第1の補償信号V1を導出して前記第1の補償信号V1を前記送信ブランチの同相ブランチへ注入し、且つ、第2の補償信号V2を導出して前記第2の補償信号V2を前記送信ブランチの矩象ブランチへ注入することと、
前記第1及び第2の補償信号V1,V2を掃引し、前記低周波成分に基づいて前記第1及び第2の導出された補償信号を適合させることと、
前記掃引から、前記測定された低周波成分の最小値V1、opt,V2、optを得ることと、
前記第1及び第2の補償信号を前記最小値V1、opt,V2、optに連続的に設定することと、
を備えていることを特徴とする、送信機の送信ブランチを較正する方法。 - 少なくとも一回、前記掃引を繰返すことを特徴とする請求項1に記載の方法。
- 前記同相及び矩象送信ブランチにおける各送信フィルタの後に前記補償信号を注入し、前記設定された第1及び第2の補償信号が前記送信機におけるローカル発振器搬送波漏れを補償することを特徴とする請求項1に記載の方法。
- 前記低周波成分を測定すると共に前記送信ブランチにおける利得及び位相設定ΔG1,Δθを掃引することと、前記利得及び位相設定の前記掃引中の前記低周波成分の更なる最小値ΔG1,opt;Δθ,optを得ることと、前記利得及び位相設定をそれぞれ前記更なる最小値ΔG1,opt;Δθ,optに対応する値に設定することとを更に備えていることを特徴とする請求項3に記載の方法。
- 前記送信機の第1の送信パワーにおいて前記利得及び位相設定を設定し、且つ、前記送信機の第2の送信パワーにおいて前記ローカル発振器搬送波漏れ補償を繰り返し、前記第1の送信パワーは、前記第2の送信パワーとは実質的に異なることを特徴とする請求項4に記載の方法。
- 前記第1の送信パワーにおいて前記利得及び位相補償を繰返すことを特徴とする請求項5に記載の方法。
- 受信機の受信ブランチを較正することを更に含み、それにより、前記送信機及び受信機が送受信機を構成し、前記受信ブランチの較正は、エラー信号Verrorを測定すると共に前記受信ブランチにおける利得設定を掃引することと、前記受信ブランチにおける前記利得の掃引中に前記エラー信号の更なる最小値を得ることと、前記更なる最小値に対応する値ΔG2,optに前記受信ブランチにおける前記利得を設定することとを含むことを特徴とする請求項1に記載の方法。
- 送信ブランチと、
前記送信ブランチが較正されないときに存在する、前記送信ブランチの高周波出力信号V0中の低周波成分を測定する手段と、
前記測定された低周波成分から、第1の補償信号V1を導出して前記第1の補償信号V1を前記送信ブランチの同相ブランチへ注入し、且つ、第2の補償信号V2を導出して前記第2の補償信号V2を前記送信ブランチの矩象ブランチへ注入する手段と、
前記第1及び第2の補償信号V1,V2を掃引し、前記低周波成分に基づいて前記第1及び第2の導出された補償信号を適合させる手段と、
前記掃引から、前記測定された低周波成分の最小値V1、opt,V2、optを得る手段と、
前記第1及び第2の補償信号を前記最小値V1、opt,V2、optに連続的に設定する手段と、
を備えていることを特徴とする送信機。 - 前記同相及び矩象送信ブランチにおける各送信フィルタと、前記各送信フィルタの後に前記補償信号を注入する手段とを更に備え、前記設定された第1及び第2の補償信号V1、opt,V2、optが前記送信機におけるローカル発振器搬送波漏れを補償することを特徴とする請求項8に記載の送信機。
- 前記低周波成分を測定すると共に前記送信ブランチにおける利得及び位相設定を掃引する手段と、前記利得及び位相設定の前記掃引中の前記低周波成分の更なる最小値を得る手段と、前記利得及び位相設定をそれぞれ前記更なる最小値に対応する値ΔG1,opt;Δθ,optに設定する手段とを更に備えていることを特徴とする請求項9に記載の送信機。
- 前記送信機は、前記送信機の第1の送信パワーにおいて前記利得及び位相設定を設定し、且つ、前記送信機の第2の送信パワーにおいて前記ローカル発振器搬送波漏れ補償を繰返すように構成され、前記第1の送信パワーは、前記第2の送信パワーとは実質的に異なることを特徴とする請求項10に記載の送信機。
- 送信ブランチと、
コントローラと、
前記送信ブランチが較正されないときに存在する、前記送信ブランチの高周波信号V0中の低周波成分を測定する出力信号検出器とを備え、
前記コントローラは、前記測定された低周波成分から、第1の補償信号V1を導出して前記第1の補償信号V1を前記送信ブランチの同相ブランチへ注入し、且つ、第2の補償信号V2を導出して前記第2の補償信号V2を前記送信ブランチの矩象ブランチへ注入するように構成され、
前記コントローラは、更に、前記第1及び第2の補償信号V1,V2を掃引し、前記低周波成分に基づいて前記第1及び第2の導出された補償信号を適合させ、前記掃引から、前記測定された低周波成分の最小値V1、opt,V2、optを得、前記第1及び第2の補償信号を前記最小値V1、opt,V2、optに連続的に設定するように構成されていることを特徴とする送信機。 - 送信ブランチと、
前記送信ブランチが較正されないときに存在する、前記送信ブランチの高周波出力信号V0中の低周波成分を測定する手段と、
前記測定された低周波成分から、第1の補償信号V1を導出して前記第1の補償信号V1を前記送信ブランチの同相ブランチへ注入し、且つ、第2の補償信号V2を導出して前記第2の補償信号V2を前記送信ブランチの矩象ブランチへ注入する手段と、
前記第1及び第2の補償信号V1、V2を掃引し、前記低周波成分に基づいて前記第1及び第2の導出された補償信号を適合させる手段と、
前記掃引から、前記測定された低周波成分の最小値を得る手段と、
前記第1及び第2の補償信号を前記最小値V1、opt,V2、optに連続的に設定する手段と、
を備えていることを特徴とする送受信機。 - 受信ブランチを更に備え、前記受信ブランチを較正するために、前記送受信機は、エラー信号Verrorを測定すると共に前記受信ブランチにおける利得設定を掃引する手段と、前記受信ブランチにおける前記利得の掃引中に前記エラー信号の更なる最小値を得る手段と、前記更なる最小値に対応する値ΔG2,optに前記受信ブランチにおける前記利得を設定する手段とを備えていることを特徴とする請求項13に記載の送受信機。
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