JP5287521B2

JP5287521B2 - 通信装置

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Publication number: JP5287521B2
Application number: JP2009135150A
Authority: JP
Inventors: 修司久保田
Original assignee: Ricoh Co Ltd
Current assignee: Ricoh Co Ltd
Priority date: 2009-06-04
Filing date: 2009-06-04
Publication date: 2013-09-11
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Description

本発明は、通信装置に関し、特に直交変復調におけるＩＱ信号のインバランスを補正するための機能を備えた通信装置に関する。

近年オフィスや家庭などで用いられる無線通信技術分野においては、例えばＩＥＥＥ８０２．１１系の規格に基づいた無線ＬＡＮ通信や、ワイヤレスＵＳＢ規格に基づいた無線ＰＡＮ通信などが実用化され様々な製品が市場に出されている。
これらの無線通信技術はキャリア通信方式を用いて実現している。また、無線に限らず、従来からの有線の通信方式、たとえばＡＤＳＬ（Asymmetric Digital Subscriber Line）などにおいてもキャリア通信方式を使用している。
キャリア通信方式では有線／無線ともに直交変換器を使った方式によるものが多い。特に多ビット変調のものはほとんどすべてにおいて直交変換を行っている。

以下、無線通信を例に説明を行うが有線通信にも適応可能である。
たとえば８０２．１１系無線ＬＡＮなどはディジタル変調方式の一つであるＯＦＤＭ（直交波周波数分割多重：Orthogonal Frequency Division Multiplexing）を採用している。
ＯＦＤＭ変調ではベースバンド信号で複数のサブキャリアを持った一次変調波を作る。
さらに、ベースバンドのＩ／Ｑ信号は、基準発振器からのローカル信号として０度（同相）成分と９０度（直交）成分を形成する直交変換器を介してＲＦ（Radio Frequency）帯にアップコンバートされた後、増幅器／アンテナ等を介して電波として出力される。
また、受信においてもその逆の手順で１次復調される。たとえばアンテナから受信されたＲＦ帯の信号はフィルタで帯域制限された後、ＬＮＡ（Low Noise Amp）を介して増幅された、基準発振器からの直交ローカル信号（０度／９０度位相）と混合され、直交成分であるＩ／Ｑ信号のベースバンドを出力することで実現される。
これらの回路は直接ＲＦ帯からベースバンドへ変換するものの他に、一旦ＩＦ(Intermediate Frequency)帯への変換を介する方式もあるが、どちらにしても基本的にベースバンド帯域からアップコンバートする機能と直交変換する機能が含まれている。

このように近年のキャリア通信方式のほとんどは直交変換を使用しているが、近年のディジタル回路の高周波化に伴い、直交変換器までディジタルで行われる場合があるが、周波数が高くなるに従って、直交変換器はアナログ回路によって実現されている場合が多い。特に無線通信のようにＲＦ帯のほとんどはアナログ回路で実現されている。ベースバンド処理に関しては、現在ほとんどがディジタル処理で実現されている。
直交変換機能がディジタル回路で構成されている場合は、温度や製造ばらつきによる誤差は無いが、アナログ回路で構成されている場合は、温度等によりばらつきが生じ、相対誤差（ＩＱ直交誤差）を生じることになる。例えば、振幅誤差、位相誤差、ＤＣオフセット等である。これらは直交変換器で生じる以外に、Ｉ／Ｑそれぞれのベースバンド用フィルタを通過させた時に伝達遅延時間によっても位相誤差が生じる。これらの誤差は通信において通信エラーを引き起こす要因のひとつとなっているので補正する必要があることが既に知られている。
アナログ部の直交変換系の補正技術は、アナログ回路で行う方法とディジタル回路側で補正を行う方法がある。
近年の半導体の微細化技術によりディジタル回路で補正した方がトータルのシステムコストを抑えることができるので、現在はディジタル回路で補正を行う方が主流となっているため、アナログ回路による補正方法についてはここでは述べない。

図７、図８は、ディジタル回路で直交変換誤差の補正を行うための、従来の方法を示す図である。
特に、図７は、送信側の補正の場合、図８は受信側の補正の場合を示している。
Ｉ成分／Ｑ成分のＩＱ利得／位相／ＤＣオフセットの補正回路は図７、８のような回路で実現できる。すなわち、図７において、ベースバンドディジタル回路１００において、９０度位相をずらした基準信号を生成し、Ｉ信号、Ｑ信号として出力し、補正回路１０１において、ＩＱそれぞれの信号に利得補正用Ｇａｉｎを乗算し、それぞれの信号に位相補正用Ｇａｉｎを乗算したものを、たすき掛けして加算し（Ｉ信号に位相補正用Ｇａｉｎを乗算してＱ信号に加算し、Ｑ信号に位相補正用Ｇａｉｎを乗算したものをＩ信号に加算する）、さらにＤＣ成分を加算するというものである。そして、補正されたＩＱ信号は、電波として送信されるためにＤＡＣ１０４でアナログ変換される。
また、図８においては、アンテナから受信され、途中の経路でＩ信号、Ｑ信号として出力された信号は、ＡＤＣ１０４において、ディジタル変換され、Ｉ信号、Ｑ信号は、補正回路１０３でＤＣ成分を付加され、利得補正用Ｇａｉｎを乗算され、それぞれの信号に位相補正用Ｇａｉｎを乗算したものを、たすき掛けして加算され（Ｉ信号に位相補正用Ｇａｉｎを乗算してＱ信号に加算し、Ｑ信号に位相補正用Ｇａｉｎを乗算したものをＩ信号に加算する）て直交変換誤差を補正された上で、ベースバンドディジタル回路１００に至る。

これらの直交変換誤差の処理を最適な補正とするために回路定数を求める必要があるが、その求め方は以下のような方法で可能である。すなわち、送信側の直交変換誤差の補正に関しては、ベースバンドディジタル回路から出力されるＩ信号、Ｑ信号を直交変換したＲＦ帯信号のパワーエンベロープを抽出し、その信号をディジタル回路側にフィードバックしてＩＱ直交誤差の誤差成分を評価して補正する方法が既に知られている。これにより送信側の直交変換誤差を補正することができる。
この方式では、送信側で生成した基準信号（単一トーン（ｆ１））に対してアナログ部の送信ＩＱ直交誤差成分（ＩＱ利得誤差／ＩＱ位相誤差／ＩＱＤＣオフセット）が加わると、パワーエンベロープ信号に基準信号と同じ周波数のトーン１（ｆ１）と２倍の周波数のトーン２（ｆ２）が出現する。ＩＱ直交誤差としてＤＣオフセット成分があるとｆ１、ＩＱ利得誤差／ＩＱ位相誤差があるとｆ２の周波数成分のパワーが大きくなる。つまり、これらの２つの周波数成分のパワーを検出して最小になるようにディジタル側の補正回路の定数を決定すればよい。

また、受信側の補正は、送信側補正で使用した基準信号と同様の信号を外部より入力して、ＲＦアナログ部を介して直交変換されたＩ成分信号とＱ成分信号をベースバンド部で取り込み、たとえば、両信号のパワー計算を行い比較することで、ＩＱ利得誤差を見積もる。さらにＩ成分とＱ成分の積和平均を行い、位相誤差が最小になるように調整可能である。または、ＩＱ直交誤差がある場合に、周波数領域でイメージ信号となる信号成分が最小となるように補正することも可能である。受信器側でのＤＣ補正はＩ成分、Ｑ成分の入力信号に対して一定時間の平均を算出すれば求めることができる。

もちろん、例えば、特許文献１に記載されているように、送信側の補正後に、送信信号をＲＦ部でループバックさせて受信側に入力して上記の方法で補正することも可能である。それによって、外部からの入力信号を使用せずに自身だけでの補正処理が可能となる。
ただし、特許文献１の記載は、ＲＦブロックの構成と補正原理に関するもので、ベースバンド側での処理に関しては、ＤＳＰ処理により実現すると述べられているのみで、具体的な実現方法に関しては述べられていない。特に送信側補正に関してループバックエンベロープ信号からｆ１とｆ２のパワーを算出する手法が必要であるが、記述されていない。
近年の無線通信で用いられている変調方式のＯＦＤＭ方式は、ＦＦＴ（高速フーリエ変換）／ｉＦＦＴ（逆高速フーリエ変換）処理により時間周波数変換を行う。そのためベースバンド内部にＦＦＴ（Fast Fourier Transform：高速フーリエ変換）回路を搭載している。

特許文献２には、ＯＦＤＭ変復調回路内のＦＦＴ回路を使って、受信ＩＱ直交誤差の補正方法としてＩＱ直交誤差で生じるイメージ信号のパワーを検出する方法が記述されている。
近年のＯＦＤＭ変復調方式を採用したシステムは、ベースバンド変復調回路内にＦＦＴ回路を搭載しているので、ＦＦＴとサンプリング周波数の関係から求まる周波数ビンと同じ周波数の単一トーンのパワーを算出するのは容易である。そのため、従来技術は受信側のＩＱ直交誤差補正しか述べられていないが、前述の基準送信信号を使ってＲＦパワーエンベロープ信号をループバックさせて補正を行う送信側ＩＱ直交誤差補正においても、基準周波数をＦＦＴの周波数ビンに割り当てて、基準周波数ビンとその２倍の周波数ビンのパワーを算出して最小になる補正値を探すことは可能である。
しかし、本来変復調回路に搭載されているＦＦＴ回路は、ＯＦＤＭ変調方式での二次変調の方式によって、その演算精度が決定される。過度に高精度な演算精度を持たせることは回路規模増大となり、コスト・消費電力の面でメリットがない。そのため二次変調で必要とするＳＮＲをもとに量子化ノイズ量を求めてＦＦＴ回路が必要とする最適な演算精度で構成する。一方、ＩＱ補正のために必要な演算精度、つまりＩＱ直交誤差によって生じるイメージ信号のパワーを算出するための演算精度は、本来送受信で必要となる演算精度より１０ｄＢ程度は多めに必要である。そのため、ベースバンド変復調回路内部のＦＦＴ回路を使用する方法では十分なＩＱ直交誤差補量を見積もることができない。このように変復調回路の演算精度とアナログ補正のための演算精度を切り分けて考えるべきであるが、別々に回路を搭載する場合、回路規模が増大するため、工夫が必要である。

本発明は、かかる課題に鑑み、ＯＦＤＭ変復調通信方式などの、直交変換器を用いたキャリア通信方式におけるＩＱ直交誤差を補正する際に、ベースバンド変復調回路内部のＦＦＴ回路を使用せず、最小限の回路増加で精度良く補正を行い、安定した通信が可能な無線通信装置を提供することを目的とする。

かかる課題を解決するために、請求項１の発明は、送受信ベースバンド信号を変復調する変復調部を含むベースバンド部と、受信ベースバンド信号をディジタル変換するＡ／Ｄ変換器及び送信ベースバンド信号をアナログ変換するＤ／Ａ変換器を介して前記ベースバンド部に接続され、前記送信ベースバンド信号を直交変換する送信側直交変換器及び前記受信ベースバンド信号を直交変換によって生成する受信側直交変換器を有するアナログ部と、前記ベースバンド部に設けた、前記アナログ部の直交誤差を補正するための補正回路と、該補正回路のパラメータを制御する補正計算部と、を有する通信装置において、同一周波数で９０度位相差をもった単一トーンのＩ／Ｑ信号を基準信号として前記補正回路に供給する基準信号生成部と、前記送信側直交変換器によって直交変換されアップコンバートされた前記基準信号からパワーエンベロープ信号を抽出するパワーディテクタと、前記パワーエンベロープ信号を、前記Ａ／Ｄ変換器を介して、前記ベースバンド部に取り込むループバック経路と、を有し、前記補正計算部は、前記アナログ部の送信側の直交誤差を補正するために、前記Ａ／Ｄ変換器を介して取り込まれた前記パワーエンベロープ信号から前記基準信号と同じ周波数の信号成分のパワーと、前記基準信号の２倍の周波数のパワーを部分フーリエ変換回路によって算出するトーンパワー算出部を有し、算出された各パワーが最小となるように前記補正パラメータを制御することを特徴とする。

また、請求項２の発明は、請求項１に記載の通信システムにおいて、前記変復調部は、高速フーリエ変換回路で構成されたＯＦＤＭ変復調回路を有しており、前記部分フーリエ変換回路の周波数解析精度は、前記ＯＦＤＭ変復調回路の周波数解析変換精度よりも優れた演算精度を有していることを特徴とする。
また、請求項３の発明は、請求項１又は２に記載の通信装置において、前記アナログ部での歪みを検出するために、ループバックされた前記パワーエンベロープ信号のトータルパワーを算出するトータルパワー算出部と、前記部分フーリエ変換回路の乗算器に与える定数を可変にすることで、トーン検出する周波数ビンの周波数値を変更する周波数ビン変更手段と、を有し、前記周波数変更手段によって各周波数ビンでの周波数パワーを、前記部分フーリエ変換回路を用いて算出し、前記トータルパワーと各周波数ビンのパワー比から、前記アナログ部で発生した高調波歪み状態を検出する通信装置を特徴とする。

また、請求項４の発明は、請求項１乃至３の何れか一項に記載の通信装置において、前記Ａ／Ｄ変換器から前記ベースバンド部へ入力された入力信号を前記補正回路に入力する前にスケーリングを行うための振幅調整用回路を有していることを特徴とする。
また、請求項５の発明は、請求項１乃至４の何れか一項に記載の通信装置において、前記アナログ部の受信側の直交誤差を補正するために、前記アナログ部の受信側に、前記送信側アナログ部における直交誤差の補正を反映した補正後基準信号を前記受信側直交変換器に入力するための第２のループバック経路を有し、前記補正計算部は、前記アナログ部の受信側及び前記Ａ／Ｄ変換器を通過した前記補正後基準信号のＩ成分／Ｑ成分のパワーを計算するＩ／Ｑパワー計算部と、ＩＱ積和平均を計算するＩＱ積和平均計算部と、Ｉ／Ｑ平均を計算するＩＱ平均計算部と、を有し、計算された値に基づいて前記補正パラメータを制御することを特徴とする。
また、請求項６の発明は、請求項５に記載の通信装置において、前記Ｉ／Ｑパワー計算部の乗算器と前記部分フーリエ変換回路の乗算器を併用することを特徴とする。

本発明によれば、内部ＦＦＴ回路を使用せずに、Goertzelアルゴリズムを用いて部分フーリエ変換を行う、部分フーリエ変換回路を用いることで最小限の回路追加でより精度の高い補正を実現できる。

本実施形態の無線通信装置の構成を示すブロック図。ＩＱ直交誤差の影響を受けたパワーエンベロープ信号を示す図。補正計算部２０の構成を示す図（送信側）。部分フーリエ変換回路の構成を示す図。部分フーリエ変換回路で計算した周波数パワー特性を示す図。補正計算部２０の構成を示す図（受信側）。ディジタル回路で直交変換誤差の補正を行うための、従来の方法を示す図。ディジタル回路で直交変換誤差の補正を行うための、従来の方法を示す図。

以下、本発明の実施形態につき説明する。本説明では無線通信システムを例にして説明している。有線通信システムにおいても同様に考えられる。
図１は、本実施形態の無線通信装置の構成を示すブロック図である。
図１に示すように、本実施例の無線通信装置は、ベースバンド部として、通信時に送受信データからベースバンド信号を変復調するベースバンド変復調部（変復調部）１、本実施例にかかる無線通信装置のＩＱ直交誤差補正を行うための基準信号を生成する基準信号生成部２を有している。
本無線装置で用いられる変調方式がＯＦＤＭの場合、ベースバンド変復調部１は、ＦＦＴ（Fast Fourier Transform：高速フーリエ変換）回路をからなるＯＦＤＭ変復調回路を内部に搭載する。
加えて、送信ベースバンド信号のＩＱ直交誤差補正を行うための送信Ｉ／Ｑ補正回路３、補正後の信号をアナログ変換するＤ／Ａ変換器（ＤＡＣ）４、受信ベースバンド信号をディジタル変換するためのＡ／Ｄ変換器１６、受信信号のＩＱ直交誤差補正を行うための受信Ｉ／Ｑ補正回路１７を有しており、以上をベースバンド部とする。
さらに、送信側のアナログ部として、ＬＰＦ（Law-Pass Filter）５、９０度の位相差を持つローカル発振信号を生成し、Ｉ、Ｑ両系統の送信ベースバンド信号を、ローカル発振信号を用いて直交変換し、ＲＦ帯の周波数にアップコンバートするＶＣＯ（Voltage Controlled Oscillator）／Ｍｉｘｅｒ６、ＲＦ信号を増幅するＰＡ（Power Amp：電力増幅器）７、ＢＰＦ（Band-Pass Filter）８、電波としてＲＦ信号を空気中に出力するためのアンテナ９を備えている。

受信側のアナログ部（アナログ部の受信側）は、送信先からの変調波信号を電波として受信するためのアンテナ１０、ＢＰＦ（Band Pass Filter）１１、受信した変調波信号を増幅するＬＮＡ（Low Noise Amp）１２、９０度の位相差を持つローカル発振信号を生成し、Ｉ、Ｑ両系統の受信信号をダウンコンバートするＶＣＯ（Voltage Controlled Oscillator）／Ｍｉｘｅｒ１３、Ｉ、Ｑ両系統に対応して設けられ、受信信号の不要な高調波を取り除き、ベースバンド信号を得るＬＰＦ(Low-Pass Filter)１４、ＶＧＡ（Variable Gain Amp：可変ゲインアンプ）１５からなる。
なお、無線通信装置の構成は、これに限ったものではなく、例えば、アンテナは一つののみとして、スイッチにより、送信経路と受信経路とアンテナへの入出力を適宜切り替えるように構成してもよい。
さらに、変調波信号をアンテナによって送受信するのではなく、適宜な周波数の搬送波にのせて、コネクタを介した通信ケーブルによって送受信する構成とすることで、有線通信にも適用可能である。
ＩＱ直交誤差補正を行うために送信側及び受信側に設けた送信Ｉ／Ｑ補正回路３、受信Ｉ／Ｑ補正回路１７の構成は、背景技術の説明で述べたものと同様の構成であり、また、無線通信システムの場合、送信と受信を同時に処理することは少ないので、図１のようにＩ／Ｑ補正回路を送信側／受信側で別々に回路を持たせるのではなく、乗算係数を切替て、同じ回路を併用することも可能である。
本発明の目的はこのＩＱ直交誤差補正回路３、１７における補正パラメータを決めることであり、このとき、ＩＱ誤差が最小になるように補正パラメータを決定する必要がある。
この補正パラメータを決定する構成として、本実施形態の無線通信装置は、補正計算処理部（補正計算部）２０を有している。

以下に、本発明の直交誤差補正について、さらに詳細に説明する。
まず、送信側のアナログ部（アナログ部の送信側）直交誤差補正について説明する。
上記したように、ベースバンド送信器側(送信経路)に基準信号生成部２を設けている。
ＩＱ直交誤差の補正を行う場合、スイッチＳＷ１を切り替えて、ベースバンド変復調器１ではなく、基準信号生成部２と補正回路３を接続する。
この基準信号生成部２からはＩ側に余弦波、Ｑ側に正弦波の単一トーンを出力する。これらの単一トーンの周波数は同じ周波数で、ＤＦＴ（Discrete Fourier Transform：離散フーリエ変換）周波数ビンの何れかに相当する周波数を選択する。サンプリング周波数が４０ＭＨｚで６４ポイントのＦＦＴを行う場合、周波数ビンは最低周波数が０．６２５ＭＨｚとなる。たとえば４番目の周波数ビン（０．６２５×４＝２．５ＭＨｚ）を単一トーンの基準周波数に決める。基準信号生成部２では、たとえばテーブル参照形式で信号を生成してもよい。

最初、送信Ｉ／Ｑ補正回路３の補正値には何も設定されていないので、ＤＡＣ４から出力された基準信号はアナログ部（ＬＰＦ５、ＶＣＯ／Ｍｉｘｅｒ６）で直交変換されＲＦ帯の周波数へとアップコンバートされる。すなわち、送信側Ｍｉｘｅｒ６において同相成分（Ｉ成分）と直交成分（Ｑ成分）のＬＯにより、ＲＦ帯のキャリア周波数にアップコンバートされる。
次に、パワーディテクタ１８により、アップコンバートされたＲＦ信号のパワーエンベロープを抽出し、その信号は、直接受信経路のＡＤＣ１６のＩまたはＱの何れかに入力してサンプリングをし、受信Ｉ／Ｑ補正回路１７を介して補正計算部２０に入力される。
このとき、スイッチＳＷ３は、パワーディテクタ１８と、ＡＤＣ１６を接続するように切り替わり、ループバック経路ＬＢ１を形成する。
このとき受信Ｉ／Ｑ補正回路１７はまだなにもすることはないので、単にスルーするだけである。
ここで、受信Ｉ／Ｑ補正回路１７に入力されるエンベロープ信号（ＩもしくはＱのどちらかを介して入力される）は、送信側のアナログ部のＩＱ直交誤差の影響を受ける。たとえば送信側ＤＣオフセット成分が含まれている場合は、基準周波数と同じ２．５ＭＨｚの周波数が現れる。また、ＩＱ利得／位相誤差成分が含まれている場合は、基準周波数の２倍の周波数（５ＭＨｚの周波数）のトーンが現れる。

図２は、ＩＱ直交誤差の影響を受けたパワーエンベロープ信号を示す図である。
これらのトーンが消えるように送信Ｉ／Ｑ補正回路３で、ＩＱ直交誤差補正を行えばよいことになる。すなわち、図７で示したように、Ｉ信号、Ｑ信号のそれぞれについて乗算する利得補正用Ｇａｉｎ、位相補正用Ｇａｉｎ、及びＤＣ成分を調整する。
図３は、送信側の補正を行うのに必要な補正計算部２０の構成を示す図である。
図３において、補正計算部２０は、Goertzelアルゴリズムを用いてDFTのいくつかの周波数ビンだけを算出する、部分フーリエ変換回路からなるTone Power計算部２１を備えている。
上述のように、補正計算部２０は、パワーエンベロープ信号を受信Ｉ／Ｑ補正回路１７のＩ又はＱから入力される。Ｉから入力される場合、Ｑから入力される場合でスイッチＳＷ４を適宜切り替えるものとする。

補正計算部２０では、トーンパワー算出部を使用して、入力されるパワーエンベロープ信号から、基準信号と同じ周波数ｆ１（２．５ＭＨｚ）の信号成分のパワーと基準信号の２倍の周波数ｆ２（５ＭＨｚ）の信号成分のパワーを算出する。トーンパワー算出部は、部分フーリエ変換回路で構成され、ＤＦＴの１周波数ビンのパワー計算のみ行う。この部分フーリエ変換回路によって計算される２つのトーンパワー値が最小になるように観測しながら補正値を決定する。
補正計算部２０は、送信Ｉ／Ｑ補正回路３において基準信号のＩ成分、Ｑ成分に乗算することで２．５ＭＨｚのトーンパワーが最小となるようなＤＣ成分の値を決定して送信Ｉ／Ｑ補正回路３に与え、次に、部分フーリエ変換回路の定数を５ＭＨｚ用に変更して、ＩＱ利得／位相誤差が最小となるような（５ＭＨｚのトーンパワーが最小となるような）補正値を求めて送信Ｉ／Ｑ補正回路に与える。

図４は、部分フーリエ変換回路の構成を示す図である。
部分フーリエ変換回路は図４に示すような伝達関数と回路で表される。
図５は、部分フーリエ変換回路で計算した周波数パワー特性を示す図である。
部分フーリエ変換回路は、各周波数ビン同士で直交の関係があるため、２．５ＭＨｚのパワー計算を行うときには５ＭＨｚの周波数成分は、パワー算出結果に現れない。これは、たとえば入力信号が歪んで高調波成分が発生し、基準周波数の整数倍の周波数が現れても、求める周波数ビンのパワー計算には影響しないことを意味している。もちろん歪むことによって、パワーが分散されていることは、１つの周波数ビンのパワー計算をするだけでは判断できない。ループバックされた信号のトータルパワーを算出するトータルパワー算出部（図示せず）を備え、部分フーリエ変換回路の乗算器に与える定数を可変にすることで、トーン検出する周波数ビンを周波数値の変更を行えるようにして各ＤＦＴビンでの周波数パワーを、部分フーリエ変換回路を用いて算出することで、トータルパワーと、各周波数ビンのトーンパワーの比により、入力信号の歪みによってアナログ部で発生した高調波成分によるＳＮＲの劣化を判断することができる。
補正を行う場合は、入力信号が大きく歪んでいないかを確認した上で補正量を求める必要があるので、このようなやり方で歪み状況を確認し。歪んでいる場合は、アナログ部のループバック系ＬＢ１に図示しないアッテネータを加える必要がある。

また、アナログ部でループバックされた信号がＡＤＣ１６の入力フルスケールレベルを超えた場合に、内部演算で内部演算精度を必要以上にダイナミックレンジを取ることは不可能であり、オーバーフローが生じるので、入力スケーリングを行うための振幅調整用回路（図示しない）を持たせている。これによりオーバーフロー歪みの影響を取り除いてＡＤＣ１６から入力された信号が補正と共に最適入力レベルとなるように補正処理を行うことができる。
本実施形態においては、ベースバンド部のベースバンド変復調部１にＯＦＤＭ変復調回路のＦＦＴ回路（内部ＦＦＴ回路）有している場合においても、内部ＦＦＴ回路を用いずに１周波数ビン用の部分ＤＦＴを補正計算処理部２０に搭載する。
上述したように、ベースバンド変復調回路１に搭載されている内部ＦＦＴ回路は、ＯＦＤＭ変調方式での二次変調の方式によって、その演算精度が決定されが、過度に高精度な演算精度を持たせることは回路規模増大となり、コスト・消費電力の面でメリットがないので、内部ＦＦＴ回路が必要とする最適な演算精度で構成する。

一方、直交誤差補正によって生じるイメージ信号のパワーを算出するための演算精度は、本来送受信で必要となる演算精度より１０ｄＢ程度は多めに必要であるが、本実施形態において、直交誤差補正にかかるパワー算出のために、内部ＦＦＴ回路とは別に、部分フーリエ変換回路を設けている。上述の理由により、この部分フーリエ変換回路の周波数解析精度は、ＯＦＤＭ変復調回路の周波数解析変換精度よりも優れた演算精度とするが、精度を求めるためのＦＦＴ回路は別途必要とならず、圧倒的に小さな回路で構成が可能となる。そのため部分フーリエ変換回路に必要となる演算精度を、ＩＱ直交誤差補正で必要となる演算精度まで拡張しても回路規模の増大を抑えることができる。
以上が本実施形態における送信側のＩＱ直交誤差補正の流れである。一旦補正をしたら補正パラメータを送信Ｉ／Ｑ補正回路に設定して、以後送信側のＩＱ直交誤差を最小に維持する。

次に、受信側アナログ部の直交誤差補正について説明する。
図６は、受信側の補正を行うのに必要な補正計算部２０の構成を示す図である。
図１及び図６に従って、受信側アナログ部の直交誤差補正を説明する。
送信側アナログ部の直交誤差補正が終わると、そのあと、受信側アナログ部のＩＱ直交誤差補正を行う。
この場合、図１のスイッチＳＷ２は、受信経路と送信経路を接続するように切り替えられ、ＳＷ３は、パワーディテクタ１８とＡＤＣ１６を切り離すように切り替えられる（第２のループバック経路ＬＢ２）。これにより、ＩＱ誤差が補正された基準信号を受信側のアナログ部にループバックして、受信側アナログ部（ＶＣＯ／Ｍｉｘｅｒ１３、ＬＰＦ１４、ＶＧＡ１５）の直交誤差を補正するための補正パラメータを算出することが出来る。
受信側の補正方法は、Ｉ／Ｑ信号の平均値を計算することでＤＣオフセット量を求めることができ、Ｉ／Ｑそれぞれのパワーを計算して両者のパワーが同じになるようにＩ／Ｑ利得誤差を補正し、Ｉ／Ｑの積和平均演算を行うことでＩＱ位相誤差を補正できる。
詳しくは、図６に示すように補正計算部２０に設けたＩ／ＱＰｏｗｅｒ計算部によって、受信ＩＱ利得誤差を補正するために、Ｉ成分／Ｑ成分の二乗パワーが同じになるようにＩＱ利得補正Ｇａｉｎを調整する。

また、Ｉ／Ｑ積和平均計算部によってＩ成分とＱ成分の積和平均を行い、平均値が０に近づくように位相補正用Ｇａｉｎを調整する。
補正計算部２０は、調整したこれらの乗算パラメータを受信補正回路１７に与え、以降、受信補正回路は、この乗算パラメータによって補正を行う。
ところで、受信補正でも、パワー計算等で乗算器を用いるが、送信側ＩＱ直交誤差補正と受信側ＩＱ直交誤差補正は同時に行う必要がないので、送信側の補正で用いた部分フーリエ変換回路で使用する乗算器と受信側のパワー計算用乗算器を併用できるように構成することで回路規模の増大を抑制できる。

ＳＷ１、ＳＷ２、ＳＷ３、ＳＷ４スイッチ、１ベースバンド変復調器、２基準信号生成部、３送信Ｉ／Ｑ補正回路、４ＤＡＣ、５ＬＰＦ、６送信側Ｍｉｘｅｒ、７ＰＡ、８、１１ＢＰＦ、９、１０アンテナ、１２ＬＮＡ、１３受信側Ｍｉｘｅｒ、１４ＬＰＦ、１５ＶＧＡ、１６ＡＤＣ、１７受信Ｉ／Ｑ補正回路、１８パワーディテクタ、１００ベースバンドディジタル回路、１０１補正回路、１０３補正回路、２０補正計算部、２１ Tone Power計算部

米国特許第７０３５３４１号特開２００８−１６７０５７公報

Claims

送受信ベースバンド信号を変復調する変復調部を含むベースバンド部と、
受信ベースバンド信号をディジタル変換するＡ／Ｄ変換器及び送信ベースバンド信号をアナログ変換するＤ／Ａ変換器を介して前記ベースバンド部に接続され、前記送信ベースバンド信号を直交変換する送信側直交変換器及び前記受信ベースバンド信号を直交変換によって生成する受信側直交変換器を有するアナログ部と、
前記ベースバンド部に設けた、前記アナログ部の直交誤差を補正するための補正回路と、
該補正回路のパラメータを制御する補正計算部と、
を有する通信装置において、
同一周波数で９０度位相差をもった単一トーンのＩ／Ｑ信号を基準信号として前記補正回路に供給する基準信号生成部と、
前記送信側直交変換器によって直交変換されアップコンバートされた前記基準信号からパワーエンベロープ信号を抽出するパワーディテクタと、
前記パワーエンベロープ信号を、前記Ａ／Ｄ変換器を介して、前記ベースバンド部に取り込むループバック経路と、を有し、
前記補正計算部は、
前記アナログ部の送信側の直交誤差を補正するために、前記Ａ／Ｄ変換器を介して取り込まれた前記パワーエンベロープ信号から前記基準信号と同じ周波数の信号成分のパワーと、前記基準信号の２倍の周波数のパワーを部分フーリエ変換回路によって算出するトーンパワー算出部を有し、算出された各パワーが最小となるように前記補正パラメータを制御することを特徴とする通信装置。
請求項１に記載の通信システムにおいて、前記変復調部は、高速フーリエ変換回路で構成されたＯＦＤＭ変復調回路を有しており、
前記部分フーリエ変換回路の周波数解析精度は、前記ＯＦＤＭ変復調回路に求められる周波数解析変換精度よりも高精度に設定可能であることを特徴とした通信装置。
請求項１又は２に記載の通信装置において、
前記アナログ部での歪みを検出するために、ループバックされた前記パワーエンベロープ信号のトータルパワーを算出するトータルパワー算出部と、
前記部分フーリエ変換回路の乗算器に与える定数を可変にすることで、トーン検出する周波数ビンの周波数値を変更する周波数ビン変更手段と、を有し、
前記周波数変更手段によって各周波数ビンでの周波数パワーを、前記部分フーリエ変換回路を用いて算出し、前記トータルパワーと各周波数ビンのパワー比から、前記アナログ部で発生した高調波歪み状態を検出することを特徴とする通信装置。
請求項１乃至３の何れか一項に記載の通信装置において、
前記Ａ／Ｄ変換器から前記ベースバンド部へ入力された入力信号を前記補正回路に入力する前にスケーリングを行うための振幅調整用回路を有していることを特徴とする通信装置。
請求項１乃至４の何れか一項に記載の通信装置において、
前記アナログ部の受信側の直交誤差を補正するために、
前記アナログ部の受信側に、前記送信側アナログ部における直交誤差の補正を反映した補正後基準信号を前記受信側直交変換器に入力するための第２のループバック経路を有し、
前記補正計算部は、前記アナログ部の受信側及び前記Ａ／Ｄ変換器を通過した前記補正後基準信号のＩ成分／Ｑ成分のパワーを計算するＩ／Ｑパワー計算部と、ＩＱ積和平均を計算するＩＱ積和平均計算部と、Ｉ／Ｑ平均を計算するＩＱ平均計算部と、を有し、計算された値に基づいて前記補正パラメータを制御することを特徴とする通信装置。
請求項５に記載の通信装置において、前記Ｉ／Ｑパワー計算部の乗算器と前記部分フーリエ変換回路の乗算器を併用することを特徴とする通信装置。