WO2014141646A1 - 送信装置、受信装置、通信システム、送信方法、及び受信方法 - Google Patents

送信装置、受信装置、通信システム、送信方法、及び受信方法 Download PDF

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WO2014141646A1
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signal
modulation
transmission
unit
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幸司 今村
敬之 阿部
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パナソニック株式会社
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    • Y02D30/00—Reducing energy consumption in communication networks
    • Y02D30/70—Reducing energy consumption in communication networks in wireless communication networks

Definitions

  • the present disclosure relates to a transmission device, a reception device, a communication system, a transmission method, and a reception method.
  • a receiving device including a mixer, an LO signal oscillator, a frequency offset estimator, and a demodulator
  • the mixer multiplies the received signal by an LO (Local Oscillator) signal, and frequency-converts the received signal into a baseband signal.
  • the LO signal oscillator adds frequency offset correction information to information of a predetermined frequency and generates an LO signal.
  • the frequency offset estimator estimates the frequency difference between the predetermined frequency information and the center frequency of the received signal, and generates frequency offset information.
  • the demodulator demodulates the baseband signal.
  • Patent Document 1 it is difficult to reduce the power consumption of the receiving device.
  • the present disclosure has been made in view of the above-described conventional circumstances, and provides a transmission device, a reception device, a communication system, a transmission method, and a reception method that can reduce power consumption of the reception device.
  • the transmission device includes a modulation unit that modulates a data signal to generate a transmission signal, and the modulation unit allocates the data signal to a frequency difference between a first frequency and a second frequency in a carrier wave. To modulate.
  • the power consumption of the receiving device can be reduced.
  • the block diagram which shows the structural example of the transmitter in 1st Embodiment. (A), (B) Schematic diagram showing an example of a transmission frequency spectrum of a high-frequency signal in the first embodiment
  • the block diagram which shows the structural example of the receiver in 1st Embodiment. (A), (B) Schematic diagram showing an example of a frequency spectrum after square calculation of a received signal when one channel is used in the first embodiment (A), (B) Schematic diagram showing an example of a frequency spectrum after square calculation of a received signal when using two channels in the first embodiment
  • This wireless network includes, for example, a system that performs M2M (Machine to Machine) communication or a sensor wireless network system.
  • M2M Machine to Machine
  • sensor wireless terminals used in wireless networks are more effective when they are unconscious or unconstrained, they are required to be further downsized, lighter, or operate for several years by battery operation.
  • not only the operation time of the sensor wireless terminal but also the size or weight of the sensor wireless terminal itself is dominated by the battery capacity.
  • the sensor wireless terminal mainly includes a microcontroller unit, a sensor unit, a power control unit, and a wireless unit.
  • the radio unit is always operating in order to constantly receive control information from the base station, and has a large contribution to power consumption.
  • the power consumption during reception by the sensor wireless terminal is, for example, on the order of several tens of milliwatts.
  • the receiving apparatus of Patent Document 1 includes an antenna, an LNA (Low Noise Amplifier), a mixer, an LO signal oscillator, a filter, a frequency offset estimator, and a demodulator.
  • LNA Low Noise Amplifier
  • FIG. 13A to 13C are schematic diagrams showing changes in the frequency spectrum of the received signal in the receiving apparatus described in Patent Document 1.
  • FIG. 13A to 13C are schematic diagrams showing changes in the frequency spectrum of the received signal in the receiving apparatus described in Patent Document 1.
  • the frequency offset f OFST is estimated by the frequency offset estimator, and the LO signal is corrected by the frequency offset f OFST .
  • f ′ BB has a desired frequency (FIG. 13C), and the demodulator demodulates the data signal.
  • the receiving apparatus described in Patent Document 1 requires a mixer, an LO signal oscillator, and a frequency offset estimator.
  • a mixer for example, when the LO signal oscillator is designed with high accuracy, it is difficult to reduce the power consumption during reception to, for example, the microwatt order, and it is difficult to reduce the power consumption of the receiver.
  • the transmission device and the reception device in the following embodiment are included in, for example, a wireless network between sensors that independently collect state or sensing information between devices.
  • This wireless network includes, for example, a system that performs M2M (Machine to Machine) communication or a sensor wireless network system.
  • M2M Machine to Machine
  • a frequency modulation scheme (FSK: Frequency Shift Keying) is assumed as a modulation scheme of a transmission device and a reception device.
  • frequency modulation For example, compared with amplitude modulation, amplitude fluctuation (for example, fading) due to a natural phenomenon has less influence on demodulation characteristics.
  • the frequency modulation signal is a low envelope signal with a small signal power, and the power efficiency of the power amplifier that consumes a large amount of power in the transmission device is high. Also in the receiving apparatus, the amplitude fluctuation does not affect the demodulation characteristics, so that gain control during reception is easy.
  • a transmission device and a reception device are connected by a communication line (not shown) to form a communication system.
  • FIG. 1 is a block diagram illustrating a configuration example of a transmission device 10 according to the first embodiment.
  • the transmission apparatus 10 includes a bit inversion unit 101, frequency control units 102A and 102B, frequency synthesizers 103A and 103B, a mixer 104, a power amplifier 105, and an antenna 106.
  • the bit inverting unit 101, the frequency control units 102A and 102B, the frequency synthesizers 103A and 103B, the mixer 104, and the power amplifier 105 function as a modulation unit that modulates a data signal and generates a transmission signal.
  • the bit inverting unit 101 inputs a data signal, bit-inverts the data signal, and outputs the inverted data signal to the frequency control unit 102B.
  • bit inversion for example, when data 0 (data signal is “0”) is input, data 1 (data signal is “1”) is output, and when data 1 is input, data 0 is output.
  • the frequency control unit 102A inputs a data signal.
  • the frequency control unit 102A adds or subtracts a predetermined frequency deviation df according to bit information (for example, “0” or “1”) of the data signal with respect to the predetermined center frequency f CA of the data signal,
  • the frequency f mod A is calculated.
  • the frequency control unit 102A outputs information on the frequency f mod A to the frequency synthesizer 103A.
  • the frequency f modA f CA ⁇ df
  • the frequency f mod A f CA + df.
  • the channel having the center frequency f CA is an example of the first wireless communication channel.
  • the frequency control unit 102B receives the inverted data signal.
  • the frequency control unit 102B calculates the frequency f modB by adding or subtracting a predetermined frequency deviation df according to the bit information of the inverted data signal to the predetermined center frequency f CB of the data signal.
  • the frequency control unit 102B outputs information on the frequency f mod B to the frequency synthesizer 103B.
  • the frequency f modB f CB + df
  • the frequency f modB f CB ⁇ df.
  • the channel having the center frequency f CB is an example of the second wireless communication channel.
  • the frequency synthesizer 103A receives information on the frequency f modA from the frequency control unit 102A, and outputs a high-frequency signal having a frequency corresponding to the frequency f modA .
  • the frequency control unit 102A outputs to the mixer 104 a high-frequency signal that has been frequency-modulated with a frequency f mod A that fluctuates with time (varies with time).
  • the frequency synthesizer 103A is an example of a modulation signal generation unit and a first modulation signal generation unit.
  • a high-frequency signal having a frequency corresponding to the frequency f mod A is an example of a first modulated signal.
  • the frequency synthesizer 103B receives information on the frequency f modB from the frequency control unit 102B, and outputs a high-frequency signal having a frequency corresponding to the frequency f modB .
  • the frequency control unit 102B outputs to the mixer 104 a high-frequency signal that has been frequency-modulated with a frequency f modB that varies with time.
  • the frequency synthesizer 103B is an example of a modulation signal generation unit and a second modulation signal generation unit.
  • a high-frequency signal having a frequency corresponding to the frequency f modB is an example of a second modulated signal.
  • the method of the frequency synthesizers 103A and 103B is, for example, a PLL (Phase Locked Loop) method.
  • the mixer 104 receives the two high-frequency signals from the frequency synthesizers 103A and 103B and outputs a combined signal of the two high-frequency signals to the power amplifier 105.
  • the power amplifier 105 receives the synthesized signal from the mixer 104 and outputs a high-frequency signal amplified according to a predetermined gain to the antenna 106.
  • the antenna 106 receives the amplified high frequency signal from the power amplifier 105 and transmits the high frequency signal as a radio signal.
  • a radio signal is an example of a transmission signal.
  • two frequency modulation signals whose frequency deviation from the center frequency is df are generated simultaneously in two radio channels whose center frequencies are the frequencies f CA and f CB. Is possible.
  • FIG. 2A is a schematic diagram showing an example of a transmission frequency spectrum in the case of data 0.
  • FIG. 2B is a schematic diagram illustrating an example of a transmission frequency spectrum in the case of data 1.
  • FIG. 2A in the case of data 0, the frequency spectrum exists at the frequency f CA ⁇ df and the frequency f CB + df, and the difference between the two frequencies is f CB ⁇ f CA + 2 * df.
  • FIG. 2B in the case of data 1, the frequency spectrum exists at the frequency f CA + df and the frequency f CB ⁇ df, and the difference between the two frequencies is f CB ⁇ f CA ⁇ 2 * df.
  • the center frequency f CA may be higher than the center frequency f CB .
  • the center frequency difference is f CA ⁇ f CB .
  • FIG. 3 is a block diagram illustrating a configuration example of the receiving device 20 according to the first embodiment.
  • the receiving apparatus 20 includes an antenna 301, an LNA 302, a square calculation unit 303, a filter 304, and a demodulation unit 305.
  • the LNA 302, the square calculator 303, the filter 304, and the demodulator 305 have a function as a demodulator that demodulates the received signal and acquires the data signal.
  • the antenna 301 receives a radio signal transmitted in the air and outputs the received signal to the LNA 302.
  • the received signal includes a data signal.
  • the LNA 302 receives the received signal from the antenna 301, amplifies the signal according to a predetermined gain value, and outputs the amplified signal to the square calculation unit 303.
  • the square calculation unit 303 receives the amplified signal from the LNA 302, calculates the square of the amplified signal, and outputs the square signal to the filter 304.
  • the square calculation unit 303 is an example of an intermodulation component deriving unit.
  • the square calculation unit 303 When the two frequency modulation signals modulated by the frequency deviation df are squared in the two radio channels whose center frequencies are f CA and f CB generated by the transmitter 10, the square calculation unit 303 has a DC component and a second harmonic. A square signal including the component and the intermodulation component is derived. For example, the square calculation unit 303 derives a square signal represented by the following (formula 2) when the combined signal (amplified signal) of the frequencies f CA ⁇ df and f CB + df illustrated in FIG. .
  • intermodulation component intermodulation signal
  • it can be regarded as a signal frequency-modulated by the center frequency f CB -f CA and the frequency deviation 2 * df.
  • the reference frequency on the transmission side and the reception side is different, so that a frequency offset occurs.
  • the center frequency of the intermodulation signal demodulated by the receiving apparatus 20 is the frequency f CB ⁇ f CA, which is the center frequency difference between the two radio channels generated by the transmitting apparatus 10. This center frequency difference is constant when signals are generated by the same transmitter 10. Therefore, frequency deviation does not occur in the transmission device 10 and the reception device 20, and frequency offset estimation can be omitted.
  • the square calculation unit 303 corresponds to an envelope detection unit used in an amplitude modulation (for example, OOK: On Off keying) method, and can operate with low power consumption.
  • OOK On Off keying
  • the filter 304 receives the square signal from the square calculation unit 303.
  • the filter 304 filters the square signal so as to pass the frequency band in which the intermodulation component of the square signal is generated, and outputs the band limited signal to the demodulation unit 305.
  • the frequency band in which the intermodulation component is generated is a frequency band having a center frequency f CB -f CA and a bandwidth of 2 * df or more.
  • the demodulator 305 receives the band limited signal from the filter 304.
  • the demodulator 305 demodulates the data signal by performing a demodulation operation on the band limited signal having the center frequency f CB ⁇ f CA and the frequency deviation 2 * df. That is, the demodulation target of the demodulation unit 305 is different from the frequency modulation signal having the center frequency f CA or f CB and the frequency deviation df as the modulation parameters of the transmission apparatus 10.
  • Demodulator 305 is an example of an intermodulation component demodulator.
  • the transmission device 10 modulates the frequency of the data signal of one of the two radio channels and the inverted data signal obtained by inverting the data signal of the other radio channel, and transmits the high-frequency signal. To do.
  • the reception device 20 can demodulate using the intermodulation component by the square operation. Therefore, it is not necessary for the receiving device 20 to include an LO signal oscillator that is difficult to reduce power consumption, and the power consumption of the receiving device 20 that demodulates a high frequency signal can be reduced.
  • the intermodulation component can appear in the receiving device 20 in addition to the DC component and the harmonic component.
  • bit information of a data signal cannot be identified using a DC component, but bit information can be identified by using an intermodulation component.
  • the circuit scale of the receiving device 20 increases.
  • demodulation can be performed in a frequency band lower than the high frequency, so that an increase in circuit scale can be prevented.
  • the frequency offset between the transmission device 10 and the reception device 20 does not occur by demodulating using the intermodulation component in the reception device 20, it is not necessary to estimate the frequency offset, and the power consumption can be further reduced.
  • the reception device 20 generates an intermodulation component generated by performing a square operation on a signal obtained by frequency-modulating a data signal of one of the two radio channels and an inverted data signal of the other radio channel. Demodulate. In this case, frequency conversion is performed by the square calculation unit 303 that can be realized with low power represented by the envelope detection method.
  • the receiving device 20 since the received signal includes the data signal assigned to the frequency difference between the two frequencies, an intermodulation component based on the received signal can be generated.
  • the LO signal oscillator which is difficult to reduce power consumption, is unnecessary, and the power consumption of the receiving apparatus 20 that demodulates the frequency modulation signal can be reduced.
  • frequency offset between the transmission device 10 and the reception device 20 does not occur, so that frequency offset estimation becomes unnecessary and power consumption can be further reduced.
  • FIG. 6 is a block diagram illustrating a configuration example of the transmission device 10B according to the second embodiment.
  • the transmission device 10B includes a frequency modulation unit 601, a mixer 602, a frequency synthesizer 603, a power amplifier 604, and an antenna 605.
  • the frequency modulation unit 601 receives a data signal and derives a frequency modulation signal having a center frequency (f CB ⁇ f CA ) / 2 and a frequency deviation df according to the data signal.
  • the frequency modulation unit 601 outputs the real axis signal in the complex signal of the derived frequency modulation signal as a transmission I signal, and outputs the imaginary axis signal in the complex signal as a transmission Q signal.
  • the frequency synthesizer 603 receives information of a predetermined frequency, generates an LO signal that is a tone signal of a predetermined frequency, and outputs the LO signal to the mixer 602.
  • the mixer 602 inputs the transmission I signal from the frequency modulation unit 601 and the LO signal from the frequency synthesizer 603.
  • the mixer 602 multiplies the transmission I signal and the LO signal to output a high frequency signal to the power amplifier 604.
  • the transmission apparatus 10B does not intentionally use the transmission Q signal. Since the frequency modulation signal that does not include the transmission Q signal vibrates on the real axis in the IQ plane, there is a frequency component that rotates in the reverse direction in addition to the frequency component that normally rotates the IQ plane. That is, as shown in FIGS. 7A and 7B, the frequency spectrum of the frequency modulation signal has a negative frequency component in addition to a positive frequency component. The negative frequency component exists at a position symmetrical to the origin of the frequency position of the positive frequency component. The amplitude of the negative frequency component is the same as the amplitude of the positive frequency component.
  • FIG. 7A when the frequency component of the frequency modulation signal includes (f CB ⁇ f CA ) / 2 + df, a negative frequency component is positioned at the frequency [ ⁇ (f CB ⁇ f CA ) / 2 ⁇ df]. Will occur.
  • FIG. 7A shows a case where the data signal is data 0, for example.
  • FIG. 7B when the frequency component of the frequency modulation signal includes (f CB ⁇ f CA ) / 2 ⁇ df, a negative value is placed at the position of the frequency [ ⁇ (f cB ⁇ f cA ) / 2 + df]. A frequency component is generated.
  • FIG. 7B shows a case where the data signal is data 1, for example.
  • the mixer 602 converts the frequency of a transmission I signal, that is, a frequency modulation signal having positive and negative frequency components, and derives a high-frequency signal.
  • a frequency spectrum of the high frequency signal is generated at the positions of the frequencies f CA -df and f CB + df shown in FIG.
  • a high frequency signal including a component of frequency f CA -df is an example of a first modulation signal
  • a high frequency signal including a component of frequency f CB + df is an example of a second modulation signal.
  • the frequency spectrum of the high-frequency signal is generated at the positions of the frequencies f CB + df and f CB ⁇ df shown in FIG. 8B. That is, the mixer 602 multiplies the frequency modulation signal by (f CA + f CB ) / 2 and performs frequency conversion to obtain a high frequency signal.
  • the power amplifier 604 receives the high frequency signal from the mixer 602, amplifies it according to a predetermined gain, and outputs the amplified high frequency signal to the antenna 605.
  • the antenna 605 receives the amplified high-frequency signal from the power amplifier 604 and transmits the high-frequency signal as a radio signal.
  • FIG. 9 is a block diagram illustrating a configuration example of the receiving device 20B according to the second embodiment.
  • the receiving apparatus 20B includes an antenna 901, a mixer 902, an LO signal oscillator 903, an IF-LNA 904, a square calculation unit 905, a filter 906, and a demodulation unit 907.
  • the antenna 901 receives a radio signal transmitted in the air and outputs the received signal to the mixer 902.
  • the LO signal oscillator 903 receives information of a predetermined frequency, generates a LO signal (local oscillation signal) that is a tone signal of a predetermined frequency, and outputs the LO signal to the mixer 902.
  • a LO signal local oscillation signal
  • the frequency accuracy of the LO signal generated by the LO signal oscillator 903 is several percent, which is lower than the normally required frequency accuracy of several to several tens of ppm. Therefore, the LO signal oscillator 903 can operate with low power consumption on the order of microwatts.
  • the mixer 902 inputs the reception signal from the antenna 901 and the LO signal from the LO signal oscillator 903.
  • the mixer 902 multiplies the reception signal by the LO signal to frequency-convert the reception signal, which is a high-frequency signal, into an IF (Intermediate Frequency) band signal, and outputs the reception IF signal to the IF-LNA 904.
  • This intermediate frequency band is an example of a predetermined frequency band.
  • IF-LNA 904 receives the reception IF signal from mixer 902, amplifies the reception IF signal according to a predetermined gain value, and outputs the amplified IF signal to square operation section 905.
  • the signal can be amplified with low power consumption.
  • the square calculation unit 905 receives the amplified IF signal from the IF-LNA 904, derives the square of the amplified IF signal, and outputs the square signal to the filter 906.
  • the filter 906 receives the square signal from the square calculation unit 905, filters the square signal so as to pass the frequency band in which the intermodulation component of the square signal is generated, and outputs the band limited signal to the demodulation unit 907.
  • the frequency band in which the intermodulation component is generated is a frequency band having a center frequency f CB -f CA and a bandwidth of 2 * df or more.
  • the demodulator 907 receives the band limited signal from the filter 906.
  • the demodulator 907 demodulates the data signal by performing a demodulation operation on the band limited signal having the center frequency f CB ⁇ f CA and the frequency deviation 2 * df. That is, the demodulation target of the demodulation unit 907 is different from the frequency modulation signal having the center frequency f CA or f CB and the frequency deviation df as the modulation parameters of the transmission apparatus 10B.
  • the center frequency becomes unstable and uncertain.
  • the frequency f LO of the LO signal may change from f LO ⁇ f ′ LO ⁇ f ′′ LO over time, and may change beyond the frequency deviation df. There is sex. Therefore, the received signal frequency-converted by the LO signal has a possibility that the center frequency f IF varies with time as shown in FIG. 10B.
  • FIG. 10C shows a frequency component f IF -df when a signal whose frequency deviation representing data 0 is ⁇ df is converted to a frequency f IF of the center frequency of the IF band. Further, FIG. 10C shows a frequency component f ′′ IF ⁇ df when a signal whose frequency deviation representing data 1 is + df is converted to a frequency f ′′ IF of the center frequency of the IF band. ing. In FIG. 10C, the frequency components f IF ⁇ df and f ′′ IF ⁇ df coincide with each other. In this case, the demodulator cannot correctly demodulate the data signal.
  • the LO signal oscillator has low frequency accuracy, and the frequency components of two channels are overlapped and the demodulation accuracy may be deteriorated. Therefore, an LO signal with high frequency accuracy is often used. In this case, the power consumption of the receiving device increases.
  • the receiving device 20B receives a radio signal including two frequency modulation signals having a frequency deviation of df in two radio channels having center frequencies of frequencies f CA and f CB .
  • the receiving device 20B converts the frequency of the received signal into a received IF signal using an LO signal with low frequency accuracy.
  • FIG. 11A is a schematic diagram illustrating an example of a frequency spectrum of a reception IF signal frequency-converted using the LO signal f LO .
  • four frequency spectra are drawn for convenience, but in practice, the frequency f CA + f IF ⁇ df and the frequency f CB + f IF + df, or the frequency f CA + f IF + df and the frequency f CB are used.
  • FIG. 11B is a schematic diagram illustrating an example of a frequency spectrum of a reception IF signal that is frequency-converted using the LO signal f ′′ LO .
  • the absolute frequency of the received IF signal is determined by the LO signal, but the frequency difference between the center frequencies of the two channels is the frequency difference before frequency conversion to the IF band.
  • the receiving apparatus 20B includes the LO signal oscillator 903 with low frequency accuracy, since the intermodulation component is always generated at the same frequency, the demodulation accuracy can be prevented from being lowered by demodulating the intermodulation component.
  • the transmission apparatus 10B uses either one of the transmission I signal and the transmission Q signal, so that a negative channel corresponding to the positive frequency component of the transmission I signal is provided without providing a second channel. Side frequency component is generated.
  • two frequency modulation signals having a frequency deviation of df are generated in the two radio channels whose center frequencies are the frequencies f CA and f CB .
  • the transmission apparatus 10B since a function block for creating two data signals for each data signal and providing a second channel is unnecessary, the processing load on the transmission apparatus 10B can be reduced.
  • the frequency modulation signal is generated using the frequency components of the two channels, the receiving device 20B can demodulate with high accuracy using the intermodulation components.
  • the receiving device 20B uses the LO signal oscillator 903 and the mixer 902 to frequency-convert the received signal (RF band signal) into an IF band signal.
  • the signal can be amplified with low power consumption in the IF band, and the SN ratio of the received signal can be improved.
  • the receiving device 20B demodulates the intermodulation component generated by squaring the amplified IF signal.
  • the intermodulation component generated by the square calculation unit 905 that can be realized by low power represented by the envelope detection method is demodulated. This eliminates the influence of the LO signal oscillator 903 with low frequency accuracy and can perform frequency conversion, thereby reducing the power consumption of the receiving device 20B for demodulating the frequency modulation signal.
  • the receiving device of this embodiment may be the receiving device 20 described in the first embodiment, instead of the receiving device 20B.
  • the receiving device 20B may be applied to the receiving device in the first embodiment.
  • FIG. 12 is a block diagram illustrating a configuration example of the transmission device 10C according to the third embodiment.
  • the transmitting apparatus 10 ⁇ / b> C includes a data map unit 1201 and an IFFT (Inverse Fast Fourier Transform) unit 1202.
  • the transmission apparatus 10C includes mixers 1203A and 1203B, a frequency synthesizer 1204, a 90-degree phase shifter 1205, a mixer 1206, a power amplifier 1207, and an antenna 1208.
  • Data map section 1201 receives a data signal, arranges the signals on two subcarriers according to the data signal, and outputs subcarrier information to the IFFT section. For example, when the data signal is “0”, the subcarrier amplitude of the frequency f CA ⁇ df, f CB + df is set to “1”, and the amplitudes of the other subcarriers are set to “0”. Also, for example, when the data signal is “1”, the amplitude of subcarriers of frequencies f CA + df, f CB ⁇ df is set to “1”, and the amplitudes of other subcarriers are set to “0”.
  • the IFFT unit 1202 inputs the subcarrier information from the data map unit 1201.
  • the IFFT unit 1202 converts the subcarrier information, which is a frequency axis signal, into a baseband complex signal, which is a time axis signal, by performing IFFT on the subcarrier information.
  • IFFT section 1202 outputs the real axis signal in the baseband complex signal as a transmission I signal to mixer 1203A.
  • IFFT section 1202 outputs the imaginary axis signal in the baseband complex signal as a transmission Q signal to mixer 1203B.
  • the transmission I signal is an example of a first modulation signal
  • the transmission Q signal is an example of a second modulation signal.
  • the frequency synthesizer 1204 receives information of a predetermined frequency, generates an LO signal that is a tone signal of a predetermined frequency, and outputs the LO signal to the mixer 1203A and the 90-degree phase shifter 1205.
  • the 90 degree phase shifter 1205 inputs the LO signal from the frequency synthesizer 1204.
  • the 90-degree phase shifter 1205 generates a 90-degree phase difference LO signal that is a 90-degree phase difference signal with respect to the LO signal, and outputs the 90-degree phase difference LO signal to the mixer 1203B.
  • the mixer 1203A inputs the transmission I signal from the IFFT unit 1202 and the LO signal from the frequency synthesizer 1204, and outputs the high frequency I signal to the mixer 1206 by multiplying the transmission I signal and the LO signal.
  • the mixer 1203B receives the transmission Q signal from the IFFT unit 1202 and the 90-degree phase difference LO signal from the 90-degree phase shifter 1205, and multiplies the transmission Q signal and the 90-degree phase difference LO signal to generate a high frequency signal.
  • the Q signal is output to the mixer 1206.
  • the mixer 1206 receives the high frequency I signal from the mixer 1203A and the high frequency Q signal from the mixer 1203B, and outputs a combined signal of the high frequency I signal and the high frequency Q signal to the power amplifier 1207.
  • the power amplifier 1207 receives the synthesized signal from the mixer 1206, amplifies it according to a predetermined gain, and outputs the amplified high frequency signal to the antenna 1208.
  • the antenna 1208 receives the amplified high frequency signal from the power amplifier 1207 and transmits the high frequency signal as a radio signal.
  • the receiving device of this embodiment is the same as the receiving device 20 or the receiving device 20B described above, description thereof is omitted.
  • the transmission apparatus 10C transmits a high-frequency signal by placing the signal on the subcarrier on which the non-inverted data signal is placed on the two radio channels and on the subcarrier on which the inverted data signal is placed. To do.
  • two frequency modulation signals having a frequency deviation of df are generated in two radio channels having center frequencies of frequencies f CA and f CB .
  • the receiving apparatus 20 can demodulate using the intermodulation component by the square operation. Therefore, it is not necessary for the receiving device 20 to include an LO signal oscillator that is difficult to reduce power consumption, and the power consumption of the receiving device 20 that demodulates a high-frequency signal can be reduced. Further, by demodulating using the intermodulation component in the receiving device 20, no frequency offset is generated between the transmitting device 10 and the receiving device 20, so that frequency offset estimation becomes unnecessary, and power consumption can be further reduced.
  • the power consumption of the reception device that demodulates the frequency modulation signal can be reduced.
  • Each functional block used in the description of the above embodiment is typically realized as an LSI that is an integrated circuit. These may be individually made into one chip, or may be made into one chip so as to include a part or all of them. Here, it may be an LSI, or may be referred to as an IC, a system LSI, a super LSI, or an ultra LSI depending on the degree of integration.
  • the method of circuit integration is not limited to LSI, and implementation with a dedicated circuit or a general-purpose processor is also possible.
  • an FPGA Field Programmable Gate Array
  • an FPGA Field Programmable Gate Array
  • connection of circuit cells inside the LSI or a reconfigurable processor whose settings can be reconfigured may be used.
  • the first transmission device of the present disclosure is: A modulation unit that modulates a data signal to generate a transmission signal; The modulating unit allocates and modulates the data signal to a frequency difference between a first frequency and a second frequency in a carrier wave.
  • the second transmission device of the present disclosure is the first transmission device
  • the modulator is A modulation signal generation unit that generates a first modulation signal corresponding to the first frequency based on the data signal and generates a second modulation signal corresponding to the second frequency;
  • a transmission signal generation unit that generates the transmission signal according to the first modulation signal and the second modulation signal generated by the modulation signal generation unit;
  • the first frequency is a predetermined frequency higher than the center frequency of the first wireless communication channel, and the second frequency is lower than the center frequency of the second wireless communication channel, or the first frequency
  • the second frequency is lower than the center frequency of the first wireless communication channel, and the second frequency is higher than the center frequency of the second wireless communication channel.
  • the third transmission device of the present disclosure is a second transmission device,
  • the modulation signal generator is In response to the data signal, a first modulation signal generation unit that performs frequency modulation using the first frequency and generates the first modulation signal;
  • a second modulation signal generating unit that performs frequency modulation using the second frequency according to an inverted data signal obtained by inverting the data signal, and generates the second modulation signal; Is provided.
  • the fourth transmission device of the present disclosure is the second transmission device,
  • the modulation signal generation unit performs frequency modulation using a positive frequency component of one of an I signal and a Q signal in a complex signal corresponding to a signal obtained by frequency-modulating the data signal, and the first modulation signal
  • a transmission device that generates and modulates a frequency using a negative frequency component of one of the I signal and the Q signal to generate the second modulated signal.
  • the fifth transmission device of the present disclosure is the second transmission device,
  • the modulation signal generation unit generates the first modulation signal using the first subcarrier located at the first frequency, and uses the second subcarrier located at the second frequency.
  • the first reception device of the present disclosure includes a demodulation unit that demodulates a reception signal to acquire a data signal,
  • the demodulator demodulates the received signal in which the data signal is assigned to a frequency difference between a first frequency and a second frequency in a carrier wave.
  • a second receiving device of the present disclosure is a first receiving device, and
  • the demodulator An intermodulation component deriving unit for deriving an intermodulation component of a square signal obtained by squaring the received signal; An intermodulation component demodulator that demodulates the intermodulation component of the square signal; Is provided.
  • a third receiving device of the present disclosure is a second receiving device,
  • the intermodulation component deriving unit includes a square computing unit that squares the received signal.
  • the fourth receiving device of the present disclosure is the second or third receiving device, A local oscillation unit for generating a local oscillation signal; Based on the received signal and the local oscillation signal, a frequency converter that converts the frequency into a signal of a predetermined frequency band; An amplification unit that amplifies the signal of the predetermined frequency band that has been frequency converted by the frequency conversion unit, The intermodulation component deriving unit derives an intermodulation component of the square signal obtained by squaring the signal of the predetermined frequency band amplified by the amplification unit.
  • the communication system of the present disclosure includes A transmission device that generates a transmission signal by allocating and modulating a data signal to a frequency difference between a first frequency and a second frequency in a carrier wave, and transmits the transmission signal; A receiving device that receives and demodulates the transmission signal and obtains the data signal; Is provided.
  • the transmission method of the present disclosure is: A transmission method in a transmission device, comprising: A modulation step of modulating a data signal to generate a transmission signal; In the modulation step, the data signal is assigned to the frequency difference between the first frequency and the second frequency in the carrier wave and modulated.
  • the receiving method of the present disclosure is: A receiving method in a receiving device, A demodulation step of demodulating the received signal to obtain a data signal; In the demodulation step, the received signal in which the data signal is assigned to the frequency difference between the first frequency and the second frequency in the carrier wave is demodulated.
  • the present disclosure is useful for a transmission device, a reception device, a transmission method, a reception method, and the like that can reduce power consumption of the reception device.

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Abstract

　受信装置の消費電力を削減できる送信装置を提供する。　データ信号を変調して送信信号を生成する変調部を備え、変調部は、搬送波における第１の周波数と第２の周波数との周波数差に、データ信号を割り当てて変調する。

Description

送信装置、受信装置、通信システム、送信方法、及び受信方法
　本開示は、送信装置、受信装置、通信システム、送信方法、及び受信方法に関する。
　従来、ミキサ、ＬＯ信号発振器、周波数オフセット推定器、及び復調器を備える受信装置が知られている（例えば特許文献１参照）。ミキサは、受信信号とＬＯ（Ｌｏｃａｌ　Ｏｓｃｉｌｌａｔｏｒ）信号を乗算し、受信信号をベースバンド信号に周波数変換する。ＬＯ信号発振器は、所定の周波数の情報に周波数オフセット補正情報を加え、ＬＯ信号を発生する。周波数オフセット推定器は、所定の周波数の情報と受信信号の中心周波数の周波数差を推定し、周波数オフセット情報を生成する。復調器は、ベースバンド信号を復調する。
日本国特開２０００－２２５７６号公報
　特許文献１では、受信装置の低消費電力化が困難であった。
　本開示は、上記従来の事情に鑑みてなされたものであり、受信装置の消費電力を削減できる送信装置、受信装置、通信システム、送信方法、及び受信方法を提供する。
　本開示の送信装置は、データ信号を変調して送信信号を生成する変調部を備え、前記変調部は、搬送波における第１の周波数と第２の周波数との周波数差に、前記データ信号を割り当てて変調する。
　本開示によれば、受信装置の消費電力を削減できる。
第１の実施形態における送信装置の構成例を示すブロック図 （Ａ），（Ｂ）第１の実施形態における高周波信号の送信周波数スペクトラムの一例を示す模式図 第１の実施形態における受信装置の構成例を示すブロック図 （Ａ），（Ｂ）第１の実施形態における１つのチャネルを使用した場合の受信信号の二乗演算後の周波数スペクトラムの一例を示す模式図 （Ａ），（Ｂ）第１の実施形態における２つのチャネルを使用した場合の受信信号の二乗演算後の周波数スペクトラムの一例を示す模式図 第２の実施形態における送信装置の構成例を示すブロック図 （Ａ），（Ｂ）第２の実施形態におけるベースバンド信号の送信周波数スペクトラムの一例を示す模式図 （Ａ），（Ｂ）第２の実施形態における高周波信号の送信周波数スペクトラムの一例を示す模式図 第２の実施形態における受信装置の構成例を示すブロック図 （Ａ）～（Ｃ）第２の実施形態におけるＬＯ信号発振器の周波数精度の低さを説明する模式図 （Ａ），（Ｂ）ＬＯ信号を用いて周波数変換された受信ＩＦ信号の周波数スペクトラムの一例を示す模式図 第３の実施形態における送信装置の構成例を示すブロック図 （Ａ）～（Ｃ）従来の受信装置が受信した信号の受信周波数スペクトラムを示す模式図
　以下、本開示の実施形態について、図面を参照して説明する。
（本開示の一形態を得るに至った経緯）
　近年、例えば機器間の状態又はセンシング情報を自立して収集するセンサ間の無線ネットワークが注目されている。この無線ネットワークは、例えば、Ｍ２Ｍ（Ｍａｃｈｉｎｅ　ｔｏ　Ｍａｃｈｉｎｅ）通信を行うシステム又はセンサ無線ネットワークシステムを含む。
　無線ネットワークに用いられるセンサ無線端末は、無自覚又は無拘束であるほど有効であるので、一層の小型化、軽量化、又は電池駆動による数年単位の長時間動作が求められる。特に、センサ無線端末の動作時間のみならず、センサ無線端末自体のサイズ又は重量は、電池容量に支配的である。センサ無線端末のサイズ又は重量を変更せず、動作時間を延長するためには、センサ無線端末全体の消費電力を低減することが重要となる。
　センサ無線端末は、主に、マイクロコントローラ部、センサ部、パワーコントロール部、及び無線部により構成される。特に、無線部は、基地局からの制御情報を常時受信するために常時動作しており、消費電力への寄与度が大きい。センサ無線端末による受信時消費電力は、例えば数十ミリワットオーダーである。
　次に、特許文献１に記載された受信装置について説明する。
　特許文献１の受信装置は、アンテナ、ＬＮＡ（Ｌｏｗ　Ｎｏｉｓｅ　Ａｍｐｌｉｆｉｅｒ：低雑音増幅器）、ミキサ、ＬＯ信号発振器、フィルタ、周波数オフセット推定器、及び復調器を備える。
　図１３（Ａ）～（Ｃ）は、特許文献１に記載された受信装置における受信信号の周波数スペクトラムの変化を示す模式図である。
　図１３（Ａ）では、アンテナにより受信した受信信号は、周波数変調されており、中心周波数が周波数ｆＣ、例えばデータ０がｆＬ＝ｆＣ－ｄｆ、例えばデータ１がｆＨ＝ｆＣ＋ｄｆである。受信信号は、ミキサにより周波数ｆＬＯのＬＯ信号と乗算され、図１３（Ｂ）に示すように、ベースバンド周波数ｆＢＢ＝ｆＣ－ｆＬＯを中心周波数とした信号に変換される。
　なお、初期状態では送信装置の基準周波数と受信周波数とが一致していない。そのため、周波数オフセット推定器により周波数オフセットｆＯＦＳＴを推定し、周波数オフセットｆＯＦＳＴによりＬＯ信号を補正する。これにより、図１３（Ｃ）に示すように、ｆ’ＢＢが所望の周波数（図１３（Ｃ））となり、復調部によりデータ信号を復調していた。
　特許文献１に記載された受信装置では、ミキサ、ＬＯ信号発振器、及び周波数オフセット推定器が必要となる。例えばＬＯ信号発振器を高精度に設計した場合、受信時消費電力を例えばマイクロワットオーダーとすることは困難であり、受信装置の低消費電力化が困難であった。
　以下、受信装置の消費電力を削減できる送信装置、受信装置、通信システム、送信方法、及び受信方法について説明する。
　以下の実施形態における送信装置及び受信装置は、例えば、機器間の状態又はセンシング情報を自立して収集するセンサ間の無線ネットワークに含まれる。この無線ネットワークは、例えば、Ｍ２Ｍ（Ｍａｃｈｉｎｅ　ｔｏ　Ｍａｃｈｉｎｅ）通信を行うシステム又はセンサ無線ネットワークシステムを含む。
　以下の実施形態では、例えば、送信装置及び受信装置の変調方式として、周波数変調方式（ＦＳＫ：Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ　Ｓｈｉｆｔ　Ｋｅｙｉｎｇ）を想定する。
　周波数変調を用いる場合、例えば振幅変調と比較すると、自然現象による振幅変動（例えばフェージング）が復調特性に与える影響が小さい。また、周波数変調信号は信号電力が小さい低包絡線信号であり、送信装置おいて電力消費が大きいパワーアンプの電力効率が高い。また、受信装置においても、振幅変動が復調特性に影響しないので、受信時のゲイン制御が容易である。
　以下の実施形態では、送信装置及び受信装置が図示しない通信回線により接続され、通信システムを形成する。
（第１の実施形態）
　図１は、第１の実施形態における送信装置１０の構成例を示すブロック図である。送信装置１０は、ビット反転部１０１、周波数制御部１０２Ａ，１０２Ｂ、周波数シンセサイザ１０３Ａ，１０３Ｂ、混合器１０４、パワーアンプ１０５、及びアンテナ１０６を備える。
　ビット反転部１０１、周波数制御部１０２Ａ，１０２Ｂ、周波数シンセサイザ１０３Ａ，１０３Ｂ、混合器１０４、及びパワーアンプ１０５は、データ信号を変調して送信信号を生成する変調部として機能する。
　ビット反転部１０１は、データ信号を入力し、データ信号をビット反転し、反転データ信号を周波数制御部１０２Ｂに出力する。ビット反転では、例えば、データ０（データ信号が「０」）を入力した場合にはデータ１（データ信号が「１」）を出力し、データ１を入力した場合にはデータ０を出力する。
　周波数制御部１０２Ａは、データ信号を入力する。周波数制御部１０２Ａは、データ信号の所定の中心周波数ｆＣＡに対して、データ信号のビット情報（例えば「０」又は「１」）に応じて所定の周波数偏差ｄｆを加算又は減算することにより、周波数ｆｍｏｄＡを算出する。周波数制御部１０２Ａは、周波数ｆｍｏｄＡの情報を周波数シンセサイザ１０３Ａへ出力する。
　例えば、入力されるデータ信号が「０」の場合、周波数ｆｍｏｄＡ＝ｆＣＡ－ｄｆとなり、入力されるデータ信号が「１」の場合、周波数ｆｍｏｄＡ＝ｆＣＡ＋ｄｆとなる。中心周波数ｆＣＡのチャネルは、第１の無線通信チャネルの一例である。
　周波数制御部１０２Ｂは、反転データ信号を入力する。周波数制御部１０２Ｂは、データ信号の所定の中心周波数ｆＣＢに対して、反転データ信号のビット情報に応じて所定の周波数偏差ｄｆを加算又は減算することにより、周波数ｆｍｏｄＢを算出する。周波数制御部１０２Ｂは、周波数ｆｍｏｄＢの情報を周波数シンセサイザ１０３Ｂへ出力する。
　例えば、入力される反転データ信号が「０」の場合、周波数ｆｍｏｄＢ＝ｆＣＢ＋ｄｆとなり、入力される反転データ信号が「１」の場合、周波数ｆｍｏｄＢ＝ｆＣＢ－ｄｆとなる。中心周波数ｆＣＢのチャネルは、第２の無線通信チャネルの一例である。
　従って、搬送波における周波数ｆｍｏｄＢ＝ｆＣＢ＋ｄｆと周波数ｆｍｏｄＡ＝ｆＣＡ－ｄｆとの差分に、データ０が付加される（割り当てられる）とも言える。周波数ｆｍｏｄＢ＝ｆＣＢ－ｄｆと周波数ｆｍｏｄＡ＝ｆＣＡ＋ｄｆとの差分に、データ１が付加されるとも言える。
　周波数シンセサイザ１０３Ａは、周波数制御部１０２Ａからの周波数ｆｍｏｄＡの情報を入力し、周波数ｆｍｏｄＡに応じた周波数の高周波信号を出力する。周波数制御部１０２Ａは、時間経過とともに変動する（時間的に変動する）周波数ｆｍｏｄＡにより周波数変調された高周波信号を、混合器１０４に出力する。周波数シンセサイザ１０３Ａは、変調信号生成部、第１変調信号生成部の一例である。周波数ｆｍｏｄＡに応じた周波数の高周波信号は、第１の変調信号の一例である。
　周波数シンセサイザ１０３Ｂは、周波数制御部１０２Ｂからの周波数ｆｍｏｄＢの情報を入力し、周波数ｆｍｏｄＢに応じた周波数の高周波信号を出力する。周波数制御部１０２Ｂは、時間的に変動する周波数ｆｍｏｄＢにより周波数変調された高周波信号を混合器１０４に出力する。周波数シンセサイザ１０３Ｂは、変調信号生成部、第２変調信号生成部の一例である。周波数ｆｍｏｄＢに応じた周波数の高周波信号は、第２の変調信号の一例である。
　周波数シンセサイザ１０３Ａ，１０３Ｂの方式は、例えば、ＰＬＬ（Ｐｈａｓｅ　Ｌｏｃｋｅｄ　Ｌｏｏｐ）方式である。
　混合器１０４は、周波数シンセサイザ１０３Ａ，１０３Ｂからの２つの高周波信号を入力し、２つの高周波信号の合成信号をパワーアンプ１０５へ出力する。
　パワーアンプ１０５は、混合器１０４からの合成信号を入力し、所定の利得に応じて増幅された高周波信号をアンテナ１０６に出力する。
　アンテナ１０６は、パワーアンプ１０５からの増幅された高周波信号を入力し、高周波数信号を無線信号として送信する。無線信号は、送信信号の一例である。
　２つの周波数シンセサイザ１０３Ａ，１０３Ｂを用いることにより、中心周波数が周波数ｆＣＡ，ｆＣＢの２つの無線チャネルにおいて、それぞれの中心周波数からの周波数偏差がｄｆである２つの周波数変調信号を同時に発生させることが可能となる。
　図２（Ａ）はデータ０の場合の送信周波数スペクトラムの一例を示す模式図である。図２（Ｂ）はデータ１の場合の送信周波数スペクトラムの一例を示す模式図である。
　図２（Ａ）では、データ０の場合、周波数スペクトラムは周波数ｆＣＡ－ｄｆと周波数ｆＣＢ＋ｄｆとに存在し、２つの周波数差はｆＣＢ－ｆＣＡ＋２＊ｄｆとなる。図２（Ｂ）より、データ１の場合、周波数スペクトラムは周波数ｆＣＡ＋ｄｆと周波数ｆＣＢ－ｄｆとに存在し、２つの周波数差はｆＣＢ－ｆＣＡ－２＊ｄｆとなる。
　なお、中心周波数ｆＣＡは、中心周波数ｆＣＢより高周波であってもよい。この場合、中心周波数差はｆＣＡ－ｆＣＢとなる。
　図３は、第１の実施形態における受信装置２０の構成例を示すブロック図である。
　受信装置２０は、アンテナ３０１、ＬＮＡ３０２、二乗演算部３０３、フィルタ３０４、及び復調部３０５を備える。
　ＬＮＡ３０２、二乗演算部３０３、フィルタ３０４、及び復調部３０５は、受信信号を復調してデータ信号を取得する復調部としての機能を有する。
　アンテナ３０１は、空中に送信された無線信号を受信し、受信信号をＬＮＡ３０２に出力する。受信信号にはデータ信号が含まれる。
　ＬＮＡ３０２は、アンテナ３０１からの受信信号を入力し、所定の利得値に応じて信号を増幅し、増幅信号を二乗演算部３０３に出力する。
　二乗演算部３０３は、ＬＮＡ３０２からの増幅信号を入力し、増幅信号の二乗を算出し、二乗信号をフィルタ３０４に出力する。二乗演算部３０３は、相互変調成分導出部の一例である。
　二乗演算部３０３は、１つの中心周波数がｆＣの１つの無線チャネルにおいて周波数偏差ｄｆにより変調された周波数変調信号（増幅信号）を二乗した場合、以下の（式１）に示す二乗信号を導出する。
　ｃｏｓ２（２＊π＊（ｆＣ±ｄｆ）＊ｔ）
　＝（１＋ｃｏｓ（２＊π＊２＊（ｆＣ±ｄｆ）＊ｔ））／２　　・・・（式１）
　なお、アスタリスク「＊」は乗算を示す。
　データ信号が「０」の場合には図４（Ａ）、データ信号が「１」の場合には図４（Ｂ）に示すように、二乗信号として直流成分及び高調波成分が現れる。従って、ベースバンド近傍には直流成分以外の成分が現れないので、周波数変調信号（データ信号「１」又は「０」）を識別できない。
　二乗演算部３０３は、送信装置１０により発生する中心周波数がｆＣＡ，ｆＣＢの２つの無線チャネルにおいて周波数偏差ｄｆにより変調された２つの周波数変調信号を二乗した場合、直流成分、２倍高調波成分、及び相互変調成分を含む二乗信号を導出する。例えば、二乗演算部３０３は、図２（Ａ）に示した周波数ｆＣＡ－ｄｆ，ｆＣＢ＋ｄｆの合成信号（増幅信号）を二乗した場合、以下の（式２）に示す二乗信号を導出する。
　｛ｃｏｓ（２＊π＊（ｆＣＡ－ｄｆ）＊ｔ）＋ｃｏｓ（２＊π＊（ｆＣＢ＋ｄｆ）＊ｔ）｝２
　＝ｃｏｓ２（２＊π＊（ｆＣＡ－ｄｆ）＊ｔ）
　＋２ｃｏｓ（２＊π＊（ｆＣＡ－ｄｆ）＊ｔ）ｃｏｓ（２＊π＊（ｆＣＢ＋ｄｆ）＊ｔ）
　＋ｃｏｓ２（２＊π＊（ｆＣＢ＋ｄｆ）＊ｔ）
　＝ｃｏｓ２（２＊π＊（ｆＣＡ－ｄｆ）＊ｔ）
　＋ｃｏｓ（２＊π＊（ｆＣＢ－ｆＣＡ＋２＊ｄｆ）＊ｔ）
　＋ｃｏｓ（２＊π＊（ｆＣＡ＋ｆＣＢ＋２＊ｄｆ）＊ｔ）
　＋ｃｏｓ２（２＊π＊（ｆＣＢ＋ｄｆ）＊ｔ）
　＝１＋ｃｏｓ（２＊π＊２＊（ｆＣＡ－ｄｆ）＊ｔ）／２
　＋ｃｏｓ（２＊π＊（ｆＣＢ－ｆＣＡ＋２＊ｄｆ）＊ｔ）
　＋ｃｏｓ（２＊π＊（ｆＣＡ＋ｆＣＢ＋２＊ｄｆ）＊ｔ）
　＋ｃｏｓ（２＊π＊２＊（ｆＣＢ＋ｄｆ）＊ｔ）／２　　・・・（式２）
　つまり、図５（Ａ）に示すように、周波数ｆＣＡ＋ｄｆ，ｆＣＢ－ｄｆの合成信号を二乗した二乗信号から、直流成分及び２倍高調波成分を除くと、ｃｏｓ（２＊π＊（ｆＣＢ－ｆＣＡ＋２＊ｄｆ）＊ｔ）の成分が残る。ｃｏｓ（２＊π＊（ｆＣＢ－ｆＣＡ＋２＊ｄｆ）＊ｔ）は、相互変調成分である。
　同様に、図５（Ｂ）に示すように、周波数ｆＣＡ＋ｄｆ，ｆＣＢ－ｄｆの合成信号を二乗した二乗信号から、直流成分及び２倍高調波成分を除くと、ｃｏｓ（２＊π＊（ｆＣＢ－ｆＣＡ－２＊ｄｆ）＊ｔ）が残る。ｃｏｓ（２＊π＊（ｆＣＢ－ｆＣＡ－２＊ｄｆ）＊ｔ）は、相互変調成分である。
　従って、二乗信号の相互変調成分（相互変調信号）に着目すると、中心周波数ｆＣＢ－ｆＣＡ、周波数偏差２＊ｄｆにより周波数変調された信号と捉えることが可能となる。
　従来のミキサを用いた周波数変換では、送信側と受信側との基準周波数が異なるので、周波数オフセットが発生する。一方、受信装置２０により復調される相互変調信号の中心周波数は、周波数ｆＣＢ－ｆＣＡであり、送信装置１０により発生する２つの無線チャネルの中心周波数差である。この中心周波数差は、同じ送信装置１０により信号が生成される場合、一定となる。従って、送信装置１０及び受信装置２０における周波数ずれが発生せず、周波数オフセット推定を省略できる。
　二乗演算部３０３は、振幅変調（例えばＯＯＫ：Ｏｎ　Ｏｆｆ　ｋｅｙｉｎｇ）方式に用いられる包絡線検波部に相当し、低消費電力により動作できる。
　フィルタ３０４は、二乗演算部３０３からの二乗信号を入力する。フィルタ３０４は、二乗信号の相互変調成分が発生する周波数帯域を通過させるよう、二乗信号をフィルタリングし、帯域制限信号を復調部３０５に出力する。相互変調成分が発生する周波数帯域とは、中心周波数ｆＣＢ－ｆＣＡ、帯域幅２＊ｄｆ以上の周波数帯域である。
　復調部３０５は、フィルタ３０４からの帯域制限信号を入力する。復調部３０５は、中心周波数ｆＣＢ－ｆＣＡ、周波数偏差２＊ｄｆの帯域制限信号に対する復調動作をすることにより、データ信号を復調する。つまり、復調部３０５の復調対象は、送信装置１０の変調パラメータとしての中心周波数ｆＣＡ又はｆＣＢ、周波数偏差ｄｆの周波数変調信号とは異なる。復調部３０５は、相互変調成分復調部の一例である。
　このように、送信装置１０は、２つの無線チャネルのうち、一方の無線チャネルのデータ信号と、他方の無線チャネルのデータ信号が反転された反転データ信号と、を周波数変調し、高周波信号を送信する。
　送信装置１０によれば、データ信号を２つの周波数の周波数差に割り当てるので、受信装置２０において、二乗演算による相互変調成分を用いて復調できる。従って、受信装置２０において、低消費電力化が困難なＬＯ信号発振器を備える必要がなく、高周波信号を復調する受信装置２０の消費電力を削減できる。
　また、２つの無線チャネルにおけるデータ信号及び反転データ信号を用いることで、受信装置２０において、直流成分、高調波成分とは別に、相互変調成分が出現させることができる。周波数変調の場合、信号振幅に差がないので、直流成分を用いてデータ信号のビット情報を識別できないが、相互変調成分を用いることによりビット情報を識別できる。高調波成分を用いて復調する場合、受信装置２０の回路規模が大きくなるが、相互変調成分を用いることにより、高周波よりも低い周波数帯において復調できるので、回路規模の増大を防止できる。
　また、受信装置２０において相互変調成分を用いて復調することにより、送信装置１０及び受信装置２０間の周波数オフセットが発生しないので、周波数オフセット推定が不要となり、更に消費電力を削減できる。
　また、受信装置２０は、２つの無線チャネルのうち一方の無線チャネルのデータ信号と他方の無線チャネルの反転データ信号とを周波数変調した信号に対して、二乗演算することにより発生する相互変調成分を復調する。この場合、包絡線検波方式に代表される低電力により実現可能な二乗演算部３０３により周波数変換する。
　受信装置２０によれば、受信信号が２つの周波数の周波数差に割り当てられたデータ信号を含むので、受信信号に基づく相互変調成分を発生できる。相互変調成分を用いて復調することにより、低消費電力化が困難なＬＯ信号発振器が不要であり、周波数変調信号を復調する受信装置２０の消費電力を削減できる。また、相互変調成分を用いて復調することにより、送信装置１０及び受信装置２０間の周波数オフセットが発生しないので、周波数オフセット推定が不要となり、更に消費電力を削減できる。
（第２の実施形態）
　図６は、第２の実施形態における送信装置１０Ｂの構成例を示すブロック図である。送信装置１０Ｂは、周波数変調部６０１、ミキサ６０２、周波数シンセサイザ６０３、パワーアンプ６０４、及びアンテナ６０５を備える。
　周波数変調部６０１は、データ信号を入力し、データ信号に応じて中心周波数（ｆＣＢ－ｆＣＡ）／２、周波数偏差ｄｆの周波数変調信号を導出する。周波数変調部６０１は、導出された周波数変調信号の複素信号における実数軸信号を送信Ｉ信号として出力し、この複素信号における虚数軸信号を送信Ｑ信号として出力する。
　周波数シンセサイザ６０３は、所定の周波数の情報を入力し、所定の周波数のトーン信号であるＬＯ信号を発生させ、ＬＯ信号をミキサ６０２に出力する。
　ミキサ６０２は、周波数変調部６０１からの送信Ｉ信号と周波数シンセサイザ６０３からのＬＯ信号とを入力する。ミキサ６０２は、送信Ｉ信号とＬＯ信号とを乗算することにより、高周波信号をパワーアンプ６０４に出力する。
　ここで、送信装置１０Ｂは、送信Ｑ信号を意図的に用いない。送信Ｑ信号を含まない周波数変調信号は、ＩＱ平面における実数軸上を振動するので、ＩＱ平面を通常回転する周波数成分の他に、逆回転する周波数成分が存在する。つまり、図７（Ａ），（Ｂ）に示すように、周波数変調信号の周波数スペクトラムは、正の周波数成分の他に、負の周波数成分を有する。負の周波数成分は、正の周波数成分の周波数位置と原点対称の位置に存在する。負の周波数成分の振幅は、正の周波数成分の振幅と同一である。
　図７（Ａ）では、周波数変調信号の周波数成分が（ｆＣＢ－ｆＣＡ）／２＋ｄｆを含む場合、周波数［－（ｆＣＢ－ｆＣＡ）／２－ｄｆ］の位置に、負の周波数成分が発生する。図７（Ａ）は、例えばデータ信号がデータ０の場合を示す。
　また、図７（Ｂ）では、周波数変調信号の周波数成分が（ｆＣＢ－ｆＣＡ）／２－ｄｆを含む場合、周波数［－（ｆｃＢ－ｆｃＡ）／２＋ｄｆ］の位置に、負の周波数成分が発生する。図７（Ｂ）は、例えばデータ信号がデータ１の場合を示す。
　なお、送信Ｑ信号を用いて、送信Ｉ信号を用いなくてもよい。
　ミキサ６０２は、送信Ｉ信号、つまり正及び負の周波数成分を有する周波数変調信号を周波数変換し、高周波信号を導出する。図７（Ａ）に示した周波数変調信号の場合、図８（Ａ）に示す周波数ｆＣＡ－ｄｆ，ｆＣＢ＋ｄｆ，の位置に、高周波信号の周波数スペクトラムが発生する。例えば、周波数ｆＣＡ－ｄｆの成分を含む高周波信号は、第１の変調信号の一例であり、周波数ｆＣＢ＋ｄｆの成分を含む高周波信号は、第２の変調信号の一例である。また、図７（Ｂ）に示す周波数変調信号の場合、図８（Ｂ）に示す周波数ｆＣＢ＋ｄｆ，ｆＣＢ－ｄｆの位置に、高周波信号の周波数スペクトラムが発生する。即ち、ミキサ６０２は、周波数変調信号に（ｆＣＡ＋ｆＣＢ）／２を乗算して周波数変換し、高周波信号を得る。
　従って、周波数ｆＣＢ＋ｄｆと周波数ｆＣＡ－ｄｆとの差分に、例えばデータ０が付加されるとも言える。周波数ｆＣＢ－ｄｆと周波数ｆＣＡ＋ｄｆとの差分に、データ１が付加されるとも言える。
　パワーアンプ６０４は、ミキサ６０２からの高周波信号を入力し、所定の利得に応じて増幅し、増幅された高周波信号をアンテナ６０５に出力する。
　アンテナ６０５は、パワーアンプ６０４からの増幅された高周波信号を入力し、高周波信号を無線信号として送信する。
　図９は、第２の実施形態における受信装置２０Ｂの構成例を示すブロック図である。受信装置２０Ｂは、アンテナ９０１、ミキサ９０２、ＬＯ信号発振器９０３、ＩＦ－ＬＮＡ９０４、二乗演算部９０５、フィルタ９０６、及び復調部９０７を備える。
　アンテナ９０１は、空中に送信された無線信号を受信し、受信信号をミキサ９０２に出力する。
　ＬＯ信号発振器９０３は、所定の周波数の情報を入力し、所定の周波数のトーン信号であるＬＯ信号（局部発振信号）を発生させ、ＬＯ信号をミキサ９０２に出力する。
　なお、ＬＯ信号発振器９０３により発生させるＬＯ信号の周波数精度は数％であり、通常求められる周波数精度の数～数十ｐｐｍと比べて低い。従って、ＬＯ信号発振器９０３は、マイクロワットオーダーの低消費電力により動作できる。
　ミキサ９０２は、アンテナ９０１からの受信信号とＬＯ信号発振器９０３からのＬＯ信号を入力する。ミキサ９０２は、受信信号とＬＯ信号とを乗算することにより、高周波信号である受信信号をＩＦ（Ｉｎｔｅｒｍｅｄｉａｔｅ　Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ：中間周波数）帯信号に周波数変換し、受信ＩＦ信号をＩＦ－ＬＮＡ９０４に出力する。この中間周波数帯域は、所定周波数帯域の一例である。
　ＩＦ－ＬＮＡ９０４は、ミキサ９０２からの受信ＩＦ信号を入力し、所定の利得値に応じて受信ＩＦ信号を増幅し、増幅ＩＦ信号を二乗演算部９０５に出力する。受信信号をＲＦ（Ｒａｄｉｏ　Ｆｒｅｑｅｎｃｙ）帯（高周波帯）ではなくＩＦ帯において増幅することにより、低消費電力により信号を増幅できる。
　二乗演算部９０５は、ＩＦ－ＬＮＡ９０４からの増幅ＩＦ信号を入力し、増幅ＩＦ信号の二乗を導出し、二乗信号をフィルタ９０６に出力する。
　フィルタ９０６は、二乗演算部９０５からの二乗信号を入力し、二乗信号の相互変調成分が発生する周波数帯域を通過させるよう二乗信号をフィルタリングし、帯域制限信号を復調部９０７に出力する。相互変調成分が発生する周波数帯域とは、中心周波数ｆＣＢ－ｆＣＡ、帯域幅２＊ｄｆ以上の周波数帯域である。
　復調部９０７は、フィルタ９０６からの帯域制限信号を入力する。復調部９０７は、中心周波数ｆＣＢ－ｆＣＡ、周波数偏差２＊ｄｆの帯域制限信号に対する復調動作をすることにより、データ信号を復調する。つまり、復調部９０７の復調対象は、送信装置１０Ｂの変調パラメータとしての中心周波数ｆＣＡ又はｆＣＢ、周波数偏差ｄｆの周波数変調信号とは異なる。
　次に、一般的な受信装置による復調について説明する。
　ＬＯ信号発振器が発生するＬＯ信号は周波数精度が低いので、中心周波数は安定しない不確定な状態となる。例えば、図１０（Ａ）では、ＬＯ信号の周波数ｆＬＯは、時間経過に伴ってｆＬＯ→ｆ’ＬＯ→ｆ’’ＬＯと変化する可能性があり、周波数偏差ｄｆを超えて変化する可能性がある。従って、ＬＯ信号により周波数変換された受信信号は、図１０（Ｂ）に示すように、中心周波数ｆＩＦが時間経過に伴って変動する可能性がある。
　図１０（Ｃ）は、ＩＦ帯の中心周波数が２つの周波数ｆＩＦ，ｆ’’ＩＦとなり、２つの周波数差がｆＩＦ－ｆ’’ＩＦ＝２＊ｄｆとなる場合の、受信ＩＦ信号の周波数スペクトラムの一例を示す模式図である。
　図１０（Ｃ）では、データ０を表す周波数偏差が－ｄｆとなる信号が、ＩＦ帯の中心周波数が周波数ｆＩＦに変換された場合の周波数成分ｆＩＦ－ｄｆが示されている。また、図１０（Ｃ）では、データ１を表す周波数偏差が＋ｄｆとなる信号が、ＩＦ帯の中心周波数が周波数ｆ’’ＩＦに変換された場合の周波数成分ｆ’’ＩＦ－ｄｆが示されている。図１０（Ｃ）では、周波数成分ｆＩＦ－ｄｆ，ｆ’’ＩＦ－ｄｆは、一致する。この場合、復調部は、データ信号を正しく復調できない。
　このように、ＬＯ信号発振器は、周波数精度が低く、２つのチャネルの周波数成分が重複して復調精度が劣化することがあるので、高い周波数精度のＬＯ信号を用いることが多い。この場合、受信装置は消費電力が増加する。
　次に、受信装置２０Ｂによる復調について説明する。
　受信装置２０Ｂは、中心周波数が周波数ｆＣＡ，ｆＣＢである２つの無線チャネルにおいて、周波数偏差がｄｆである２つの周波数変調信号を含む無線信号を受信する。また、受信装置２０Ｂは、周波数精度が低いＬＯ信号により受信信号を受信ＩＦ信号に周波数変換する。
　図１１（Ａ）は、ＬＯ信号ｆＬＯを用いて周波数変換された受信ＩＦ信号の周波数スペクトラムの一例を示す模式図である。図１１（Ａ）では、便宜上４つの周波数スペクトラムが描かれているが、実際には、周波数ｆＣＡ＋ｆＩＦ－ｄｆ及び周波数ｆＣＢ＋ｆＩＦ＋ｄｆ、又は、周波数ｆＣＡ＋ｆＩＦ＋ｄｆ及び周波数ｆＣＢ＋ｆＩＦ－ｄｆ、の２つの周波数成分が存在する。
　また、図１１（Ｂ）は、ＬＯ信号ｆ’’ＬＯを用いて周波数変換された受信ＩＦ信号の周波数スペクトラムの一例を示す模式図である。
　図１１（Ａ），（Ｂ）に示すように、絶対的な受信ＩＦ信号の周波数はＬＯ信号によって決まるが、２つのチャネルの中心周波数の周波数差は、ＩＦ帯に周波数変換する前の周波数差（ｆｃＢ－ｆｃＡ）と同じである。従って、二乗演算部９０５が受信ＩＦ信号を二乗することにより発生する相互変調成分は、中心周波数ｆＣＢ－ｆＣＡ、周波数偏差２＊ｄｆにより周波数変調された受信ＩＦ信号と捉えられる。更に、ＬＯ信号の時間変化によらず、常に同じ周波数に相互変調成分が発生する。
　従って、受信装置２０Ｂは、周波数精度が低いＬＯ信号発振器９０３を備えるが、常に同じ周波数に相互変調成分が発生するので、相互変調成分を復調することにより、復調精度の低下を防止できる。
　このように、送信装置１０Ｂは、送信Ｉ信号及び送信Ｑ信号のいずれか一方を用いることにより、特別に２つ目のチャネルを設けることなく、送信Ｉ信号の正側の周波数成分に対応する負側の周波数成分を生成する。この２つの周波数成分を周波数変換することにより、中心周波数が周波数ｆＣＡ，ｆＣＢの２つの無線チャネルにおいて、周波数偏差がｄｆである２つの周波数変調信号を発生させる。
　送信装置１０Ｂによれば、データ信号１つに対して２つのデータ信号を作成し、２つ目のチャネルを設けるための機能ブロックが不要であるので、送信装置１０Ｂの処理負荷を低減できる。また、２つのチャネルの周波数成分を用いて周波数変調信号を生成するので、受信装置２０Ｂにおいて相互変調成分を用いて高精度に復調できる。
　また、受信装置２０Ｂは、ＬＯ信号発振器９０３とミキサ９０２とを用いて、受信信号（ＲＦ帯信号）をＩＦ帯信号に周波数変換する。これにより、ＩＦ帯において低消費電力により信号を増幅し、受信信号のＳＮ比を改善できる。
　また、受信装置２０Ｂは、増幅ＩＦ信号を二乗することにより発生する相互変調成分を復調する。この場合、包絡線検波方式に代表される低電力により実現可能な二乗演算部９０５により発生する相互変調成分を復調する。これにより、周波数精度の低いＬＯ信号発振器９０３の影響を排除して周波数変換でき、周波数変調信号を復調するための受信装置２０Ｂの消費電力を削減できる。
　なお、本実施形態の受信装置は、受信装置２０Ｂではなく、第１の実施形態において説明した受信装置２０でもよい。
　なお、受信装置２０Ｂを、第１の実施形態における受信装置に適用してもよい。
（第３の実施形態）
　第３の実施形態では、例えば、ＯＦＤＭ変調方式（Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ　Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ　Ｄｉｖｉｓｉｏｎ　Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ：直交周波数分割多重方式）を採用する。
　図１２は、第３の実施形態における送信装置１０Ｃの構成例を示すブロック図である。送信装置１０Ｃは、データマップ部１２０１及びＩＦＦＴ（Ｉｎｖｅｒｓｅ　Ｆａｓｔ　Ｆｏｕｒｉｅｒ　Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ：高速フーリエ逆変換）部１２０２を備える。また、送信装置１０Ｃは、ミキサ１２０３Ａ，１２０３Ｂ、周波数シンセサイザ１２０４、９０度移相器１２０５、混合器１２０６、パワーアンプ１２０７、及びアンテナ１２０８を備える。
　データマップ部１２０１は、データ信号を入力し、データ信号に応じて２つのサブキャリアへ信号を配置し、サブキャリア情報をＩＦＦＴ部へ出力する。例えば、データ信号が「０」の場合、周波数ｆＣＡ－ｄｆ，ｆＣＢ＋ｄｆのサブキャリアの振幅を「１」とし、他のサブキャリアの振幅を「０」とする。また、例えば、データ信号が「１」の場合、周波数ｆＣＡ＋ｄｆ，ｆＣＢ－ｄｆのサブキャリアの振幅を「１」とし、他のサブキャリアの振幅を「０」とする。
　つまり、データマップ部１２０１は、第１の実施形態の周波数変調に用いる周波数と同じ周波数位置のサブキャリアに、データ信号をマッピングする。また、周波数ｆｍｏｄＢ＝ｆＣＢ＋ｄｆと周波数ｆｍｏｄＡ＝ｆＣＡ－ｄｆとの差分に、データ０が付加されるとも言える。周波数ｆｍｏｄＢ＝ｆＣＢ－ｄｆと周波数ｆｍｏｄＡ＝ｆＣＡ＋ｄｆとの差分に、データ１が付加されるとも言える。
　ＩＦＦＴ部１２０２は、データマップ部１２０１からのサブキャリア情報を入力する。ＩＦＦＴ部１２０２は、サブキャリア情報に対してＩＦＦＴすることより、周波数軸信号であるサブキャリア情報を、時間軸信号であるベースバンド複素信号に変換する。ＩＦＦＴ部１２０２は、ベースバンド複素信号における実数軸信号を送信Ｉ信号として、ミキサ１２０３Ａに出力する。ＩＦＦＴ部１２０２は、ベースバンド複素信号における虚数軸信号を送信Ｑ信号として、ミキサ１２０３Ｂへ出力する。送信Ｉ信号は、第１の変調信号の一例であり、送信Ｑ信号は、第２の変調信号の一例である。
　周波数シンセサイザ１２０４は、所定の周波数の情報を入力し、所定の周波数のトーン信号であるＬＯ信号を発生させ、ＬＯ信号をミキサ１２０３Ａ及び９０度移相器１２０５に出力する。
　９０度移相器１２０５は、周波数シンセサイザ１２０４からのＬＯ信号を入力する。９０度移相器１２０５は、ＬＯ信号に対して９０度位相差の信号である９０度位相差ＬＯ信号を発生させ、９０度位相差ＬＯ信号をミキサ１２０３Ｂに出力する。
　ミキサ１２０３Ａは、ＩＦＦＴ部１２０２からの送信Ｉ信号と周波数シンセサイザ１２０４からのＬＯ信号とを入力し、送信Ｉ信号とＬＯ信号とを乗算することにより、高周波Ｉ信号を混合器１２０６に出力する。
　ミキサ１２０３Ｂは、ＩＦＦＴ部１２０２からの送信Ｑ信号と９０度移相器１２０５からの９０度位相差ＬＯ信号とを入力し、送信Ｑ信号と９０度位相差ＬＯ信号とを乗算することにより、高周波Ｑ信号を混合器１２０６に出力する。
　混合器１２０６は、ミキサ１２０３Ａからの高周波Ｉ信号とミキサ１２０３Ｂからの高周波Ｑ信号とを入力し、高周波Ｉ信号と高周波Ｑ信号との合成信号をパワーアンプ１２０７へ出力する。
　パワーアンプ１２０７は、混合器１２０６からの合成信号を入力し、所定の利得に応じて増幅し、増幅された高周波信号をアンテナ１２０８に出力する。
　アンテナ１２０８は、パワーアンプ１２０７からの増幅された高周波信号を入力し、高周波信号を無線信号として送信する。
　本実施形態の受信装置は、先に説明した受信装置２０又は受信装置２０Ｂと同様であるので、説明を省略する。
　このように、送信装置１０Ｃは、２つの無線チャネルにおいて反転されていないデータ信号が乗せられるサブキャリア及び反転されたデータ信号が乗せられるサブキャリアに信号を乗せ、周波数変換して、高周波信号を送信する。この場合、ＩＦＦＴを用いることにより、中心周波数が周波数ｆＣＡ、ｆＣＢの２つの無線チャネルにおいて、周波数偏差がｄｆである２つの周波数変調信号を発生させる。
　送信装置１０Ｃによれば、受信装置２０において、二乗演算による相互変調成分を用いて復調できる。従って、受信装置２０において、低消費電力化が困難なＬＯ信号発振器を備える必要がなく、高周波信号を復調する受信装置２０の消費電力を削減できる。また、受信装置２０において、相互変調成分を用いて復調することにより、送信装置１０及び受信装置２０間の周波数オフセットが発生しないので、周波数オフセット推定が不要となり、更に消費電力を削減できる。
　なお、受信装置２０Ｂの場合には、第２の実施形態において説明した効果が得られる。
　各実施形態における送信装置又は受信装置によれば、周波数変調信号を復調する受信装置の消費電力を低減できる。また、送信装置又は受信装置を含むセンサ無線ネットワークシステムを省電力化できる。
　本開示は、上記実施形態の構成に限られるものではなく、特許請求の範囲で示した機能、または本実施形態の構成が持つ機能が達成できる構成であれば、どのようなものであっても適用可能である。
　上記実施形態では、本開示をハードウェアで構成する場合を例にとって説明したが、本開示はハードウェアとの連携においてソフトウェアでも実現することも可能である。
　また、上記実施形態の説明に用いた各機能ブロックは、典型的には集積回路であるＬＳＩとして実現される。これらは個別に１チップ化されてもよいし、一部または全てを含むように１チップ化されてもよい。ここでは、ＬＳＩとしてもよいし、集積度の違いにより、ＩＣ、システムＬＳＩ、スーパーＬＳＩ、ウルトラＬＳＩと呼称してもよい。
　また、集積回路化の手法はＬＳＩに限るものではなく、専用回路または汎用プロセッサで実現してもよい。例えば、ＬＳＩ製造後にプログラムすることが可能なＦＰＧＡ（Ｆｉｅｌｄ　Ｐｒｏｇｒａｍｍａｂｌｅ　Ｇａｔｅ　Ａｒｒａｙ）、ＬＳＩ内部の回路セルの接続、又は、設定を再構成可能なリコンフィギュラブル・プロセッサを利用してもよい。
　さらには、半導体技術の進歩又は派生する別技術によりＬＳＩに置き換わる集積回路化の技術が登場すれば、当然、その技術を用いて機能ブロックの集積化を行ってもよい。バイオ技術の適用等が可能性としてありえる。
（本開示の一形態の概要）
　本開示の第１の送信装置は、
　データ信号を変調して送信信号を生成する変調部を備え、
　前記変調部は、搬送波における第１の周波数と第２の周波数との周波数差に、前記データ信号を割り当てて変調する。
　本開示の第２の送信装置は、第１の送信装置であって、
　前記変調部は、
　前記データ信号に基づいて、前記第１の周波数に応じた第１の変調信号を生成し、前記第２の周波数に応じた第２の変調信号を生成する変調信号生成部と、
　前記変調信号生成部により生成された前記第１の変調信号と前記第２の変調信号とに応じて、前記送信信号を生成する送信信号生成部と、
　を備え、
　前記第１の周波数は第１の無線通信チャネルの中心周波数よりも所定周波数高く、かつ、前記第２の周波数は第２の無線通信チャネルの中心周波数よりも前記所定周波数低い、又は、前記第１の周波数は前記第１の無線通信チャネルの中心周波数よりも前記所定周波数低く、かつ、前記第２の周波数は前記第２の無線通信チャネルの中心周波数よりも前記所定周波数高い。
　本開示の第３の送信装置は、第２の送信装置であって、
　前記変調信号生成部は、
　前記データ信号に応じて、前記第１の周波数を用いて周波数変調し、前記第１の変調信号を生成する第１変調信号生成部と、
　前記データ信号が反転された反転データ信号に応じて、前記第２の周波数を用いて周波数変調し、前記第２の変調信号を生成する第２変調信号生成部と、
　を備える。
　本開示の第４の送信装置は、第２の送信装置であって、
　前記変調信号生成部は、前記データ信号が周波数変調された信号に対応する複素信号におけるＩ信号及びＱ信号のいずれか一方の正の周波数成分を用いて周波数変調し、前記第１の変調信号を生成し、前記Ｉ信号及びＱ信号のいずれか一方の負の周波数成分を用いて周波数変調し、前記第２の変調信号を生成する送信装置。
　本開示の第５の送信装置は、第２の送信装置であって、
　前記変調信号生成部は、前記第１の周波数に位置する第１のサブキャリアを用いて、前記第１の変調信号を生成し、前記第２の周波数に位置する第２のサブキャリアを用いて、前記第２の変調信号を生成する送信装置。
　本開示の第１の受信装置は、受信信号を復調してデータ信号を取得する復調部を備え、
　前記復調部は、搬送波における第１の周波数と第２の周波数との周波数差に前記データ信号が割り当てられた前記受信信号を復調する。
　本開示の第２の受信装置は、第１の受信装置であって、
　前記復調部は、
　前記受信信号が二乗された二乗信号の相互変調成分を導出する相互変調成分導出部と、
　前記二乗信号の相互変調成分を復調する相互変調成分復調部と、
　を備える。
　本開示の第３の受信装置は、第２の受信装置であって、
　前記相互変調成分導出部は、前記受信信号を二乗する二乗演算部を含む。
　本開示の第４の受信装置は、第２又は第３の受信装置であって、
　局部発振信号を生成する局部発振部と、
　前記受信信号と前記局部発振信号とに基づいて、所定周波数帯域の信号に周波数変換する周波数変換部と、
　前記周波数変換部により周波数変換された前記所定周波数帯域の信号を増幅する増幅部と
　を備え、
　前記相互変調成分導出部は、前記増幅部により増幅された前記所定周波数帯域の信号が二乗された前記二乗信号の相互変調成分を導出する。
　本開示の通信システムは、
　搬送波における第１の周波数と第２の周波数との周波数差にデータ信号を割り当てて変調することにより、送信信号を生成し、前記送信信号を送信する送信装置と、
　前記送信信号を受信して復調し、前記データ信号を取得する受信装置と、
　を備える。
　本開示の送信方法は、
　送信装置における送信方法であって、
　データ信号を変調して送信信号を生成する変調ステップを有し、
　前記変調ステップでは、搬送波における第１の周波数と第２の周波数との周波数差に、前記データ信号を割り当てて変調する。
　本開示の受信方法は、
　受信装置における受信方法であって、
　受信信号を復調してデータ信号を取得する復調ステップを有し、
　前記復調ステップでは、搬送波における第１の周波数と第２の周波数との周波数差に前記データ信号が割り当てられた前記受信信号を復調する。
　本開示を詳細にまた特定の実施態様を参照して説明したが、本開示の精神と範囲を逸脱することなく様々な変更や修正を加えることができることは当業者にとって明らかである。
　本開示は、2013年3月11日出願の日本特許出願No.2013-048351に基づくものであり、その内容はここに参照として取り込まれる。
　本開示は、受信装置の消費電力を削減できる送信装置、受信装置、送信方法、及び受信方法等に有用である。
１０，１０Ｂ，１０Ｃ　送信装置
２０，２０Ｂ　受信装置
１０１　ビット反転部
１０２Ａ，１０２Ｂ　周波数制御部
１０３Ａ，１０３Ｂ　周波数シンセサイザ
１０４　混合器
１０５　パワーアンプ
１０６　アンテナ
３０１　アンテナ
３０２　ＬＮＡ
３０３　二乗演算部
３０４　フィルタ
３０５　復調部
６０１　周波数変調部
６０２　ミキサ
６０３　周波数シンセサイザ
６０４　パワーアンプ
６０５　アンテナ
９０１　アンテナ
９０２　ミキサ
９０３　ＬＯ信号発振器
９０４　ＩＦ－ＬＮＡ
９０５　二乗演算部
９０６　フィルタ
９０７　復調部
１２０１　データマップ部
１２０２　ＩＦＦＴ部
１２０３Ａ，１２０３Ｂ　ミキサ
１２０４　周波数シンセサイザ
１２０５　９０度移相器
１２０６　混合器
１２０７　パワーアンプ
１２０８　アンテナ

Claims (12)

  1. 　データ信号を変調して送信信号を生成する変調部を備え、
    　前記変調部は、搬送波における第１の周波数と第２の周波数との周波数差に、前記データ信号を割り当てて変調する送信装置。
  2. 　前記変調部は、
    　前記データ信号に基づいて、前記第１の周波数に応じた第１の変調信号を生成し、前記第２の周波数に応じた第２の変調信号を生成する変調信号生成部と、
    　前記変調信号生成部により生成された前記第１の変調信号と前記第２の変調信号とに応じて、前記送信信号を生成する送信信号生成部と、
    　を備え、
    　前記第１の周波数は第１の無線通信チャネルの中心周波数よりも所定周波数高く、かつ、前記第２の周波数は第２の無線通信チャネルの中心周波数よりも前記所定周波数低い、又は、前記第１の周波数は前記第１の無線通信チャネルの中心周波数よりも前記所定周波数低く、かつ、前記第２の周波数は前記第２の無線通信チャネルの中心周波数よりも前記所定周波数高い、
    　請求項１に記載の送信装置。
  3. 　前記変調信号生成部は、
    　前記データ信号に応じて、前記第１の周波数を用いて周波数変調し、前記第１の変調信号を生成する第１変調信号生成部と、
    　前記データ信号が反転された反転データ信号に応じて、前記第２の周波数を用いて周波数変調し、前記第２の変調信号を生成する第２変調信号生成部と、
    　を備える、
    　請求項２に記載の送信装置。
  4. 　前記変調信号生成部は、前記データ信号が周波数変調された信号に対応する複素信号におけるＩ信号及びＱ信号のいずれか一方の正の周波数成分を用いて周波数変調し、前記第１の変調信号を生成し、前記Ｉ信号及びＱ信号のいずれか一方の負の周波数成分を用いて周波数変調し、前記第２の変調信号を生成する、
    　請求項２に記載の送信装置。
  5. 　前記変調信号生成部は、前記第１の周波数に位置する第１のサブキャリアを用いて、前記第１の変調信号を生成し、前記第２の周波数に位置する第２のサブキャリアを用いて、前記第２の変調信号を生成する、
    　請求項２に記載の送信装置。
  6. 　受信信号を復調してデータ信号を取得する復調部を備え、
    　前記復調部は、搬送波における第１の周波数と第２の周波数との周波数差に前記データ信号が割り当てられた前記受信信号を復調する受信装置。
  7. 　前記復調部は、
    　前記受信信号が二乗された二乗信号の相互変調成分を導出する相互変調成分導出部と、
    　前記二乗信号の相互変調成分を復調する相互変調成分復調部と、
    　を備える、
    　請求項６に記載された受信装置。
  8. 　前記相互変調成分導出部は、前記受信信号を二乗する二乗演算部を含む、
    　請求項７に記載された受信装置。
  9. 　更に、局部発振信号を生成する局部発振部と、
    　前記受信信号と前記局部発振信号とに基づいて、所定周波数帯域の信号に周波数変換する周波数変換部と、
    　前記周波数変換部により周波数変換された前記所定周波数帯域の信号を増幅する増幅部と
    　を備え、
    　前記相互変調成分導出部は、前記増幅部により増幅された前記所定周波数帯域の信号が二乗された前記二乗信号の相互変調成分を導出する、
    　請求項７または８に記載された受信装置。
  10. 　搬送波における第１の周波数と第２の周波数との周波数差にデータ信号を割り当てて変調することにより、送信信号を生成し、前記送信信号を送信する送信装置と、
    　前記送信信号を受信して復調し、前記データ信号を取得する受信装置と、
    　を備える通信システム。
  11. 　送信装置における送信方法であって、
    　データ信号を変調して送信信号を生成する変調ステップを有し、
    　前記変調ステップでは、搬送波における第１の周波数と第２の周波数との周波数差に、前記データ信号を割り当てて変調する送信方法。
  12. 　受信装置における受信方法であって、
    　受信信号を復調してデータ信号を取得する復調ステップを有し、
    　前記復調ステップでは、搬送波における第１の周波数と第２の周波数との周波数差に前記データ信号が割り当てられた前記受信信号を復調する受信方法。
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