JP2007258904A - 無線通信装置 - Google Patents

Abstract

【課題】周波数利用効率を考慮して、狭帯域信号を使用する従来の通信システムとの干渉を回避しながら、ＭＢ−ＯＦＤＭ通信を好適に行なう。
【解決手段】受信機側でＬｏｗ−ＩＦ方式を採用することで、自分自身のローカル周波数近傍に不感帯が生じることはなくなる。また、送信機側でＺｅｒｏ−ＩＦ方式を採用することで、直交変調時におけるＩＱ信号の振幅並びに位相の誤差に起因するイメージ・スプリアスが生成されなくなる。したがって、ＤＡＡのうちアボイダンスをサブバンド単位及びサブキャリア単位の双方において同時に行なう必要はなくなり、ベースバンド部でのＤＡＡ対策の負荷を軽減できる。
【選択図】 図１

Description

本発明は、ＯＦＤＭ変調方式を採用するとともに伝送信号を広帯域に拡散したＵＷＢ通信を行なう無線通信装置に係り、特に、ＯＦＤＭシンボル毎に周波数ホッピング（ＦＨ）しながらＵＷＢ通信を行なうＭＢ−ＯＦＤＭ方式の無線通信装置に関する。

さらに詳しくは、本発明は、周波数利用効率を考慮して、狭帯域信号を使用する従来の通信システムとの干渉を回避しながら、ＭＢ−ＯＦＤＭ通信を行なう無線通信装置に係り、特に、ベースバンド出力ではなく実際のアンテナ端でのノイズ・フロア・レベルを規定値以下にして干渉回避を行なうＭＢ−ＯＦＤＭ方式の無線通信装置に関する。

近年、「ウルトラワイドバンド（ＵＷＢ）通信」と呼ばれる、非常に広い周波数帯域を使用して１００Ｍｂｐｓ以上の高速伝送を可能にする無線通信方式が注目を集めている。例えば米国では、ＦＣＣ（ＦｅｄｅｒａｌＣｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ Ｃｏｍｍｉｓｓｉｏｎ：連邦通信委員会）によりＵＷＢ用のスペクトラム・マスクが規定されており、室内環境において３．１ＧＨｚから１０．６ＧＨｚの帯域でＵＷＢ伝送を行なうことができる。ＵＷＢ通信は、送信電力の関係から近距離向けの無線通信方式であるが高速な無線伝送が可能であることから、通信距離が１０ｍ程度のＰＡＮ（Ｐｅｒｓｏｎａｌ Ａｒｅａ Ｎｅｔｗｏｒｋ）が想定され、近距離超高速伝送を実現する無線通信システムとしてその実用化が期待されている。

また、無線信号のフェージングによる伝送品質の劣化を避け、無線伝送の高速化・高品質化を実現する技術として、ＯＦＤＭ（ＯｒｔｈｏｇｏｎａｌＦｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ：直交周波数分割多重）伝送方式が期待されている。ＩＥＥＥ８０２．１５．３ａにおける標準化会議では、ＵＷＢ伝送方式として、ＤＳ（ＤｉｒｅｃｔＳｐｒｅａｄ：直接拡散）の情報信号の拡散速度を極限まで高くしたＤＳＳＳ（Ｄｉｒｅｃｔ Ｓｅｑｕｅｎｃｅ Ｓｐｒｅａｄ Ｓｐｅｃｔｒｕｍ）−ＵＷＢ方式とともに、ＯＦＤＭ（ＯｒｔｈｏｇｏｎａｌＦｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ：直交周波数分割多重）変調方式を採用したＯＦＤＭ＿ＵＷＢ方式が定義され、それぞれの方式について試作が行なわれている。

また、使用する周波数帯を柔軟に変更する周波数ホッピング（ＦＨ）方式が知られている。ＦＨ方式によれば、周波数を毎回ランダムに変化させながらパケットの送受信を行ない、他のシステムからの影響により通信できなくなることもあるが、絶えず周波数を変化させることにより、通信が途絶することはほとんどない。すなわち、他のシステムとの共存が可能であり、フェージング耐性に優れるとともに、スケーラビリティが容易である。

ＩＥＥＥ８０２．１５．３における標準化会議では、ＤＳＳＳ−ＵＷＢ方式とＯＦＤＭ＿ＵＷＢ方式のいずれにおいても、ＦＣＣで定められた３．１ＧＨｚから１０．６ＧＨｚまでの帯域をそれぞれ５２８ＭＨｚ幅からなる複数のサブバンドに分割して、サブバンド間を周波数ホッピング（ＦＨ）するマルチバンド方式（以下、「ＭＢ−ＯＦＤＭ方式」とする）が検討されている。

図１１には、ＭＢ−ＯＦＤＭ通信方式において規定されている周波数割り当て例を示している（例えば、非特許文献１を参照のこと）。図示の例では、無線ＬＡＮが使用する５ＧＨｚ帯はヌル（Ｎｕｌｌ）バンドとし、それ以外の帯域を１３個のサブバンドに分割している。そして、各サブバンドをＡからＤの４つのグループに分け、グループ単位で周波数を管理し通信を行なうようになっている。このうちグループＡは標準仕様において義務化（ｍａｎｄａｔｏｒｙ）されているバンド・グループである。

また、図１２には、ＭＢ−ＯＦＤＭ方式において、時間軸のＯＦＤＭシンボルに対して周波数ホッピングしながらデータ伝送を行なう様子を示している。図示の例では、バンド＃１〜＃３からなるグループＡが用いられ、１ＯＦＤＭシンボル毎に中心周波数を変えながら周波数ホッピングし、１２８ポイントからなるＩＦＦＴ／ＦＦＴを用いたＯＦＤＭ変調が行なわれている。

ところで、複数の通信システムが共存する無線通信環境では、互いの伝送信号が他のシステムの妨害波となることが懸念されている。とりわけ、ＵＷＢ通信の場合には、伝送信号が広帯域の周波数に拡散されることから、ＵＷＢに割り当てられた周波数帯域上の既存の通信システム（例えば、固定マイクロ波、放送波、電波天文など）への干渉の影響が問題視されている。このため、既存の通信システムが存在する帯域においてＵＷＢ送信波を一定レベル以下（微弱なレベル）で出力する干渉回避技術、すなわちディテクト・アンド・アボイド（以下、「ＤＡＡ」とも呼ぶ）の導入が不可欠とされている。

現在、ＵＷＢ通信システムを用いたＰＡＮの導入に向けて、ＵＷＢ送信波が引き起こす他システムへの干渉レベルの緩和について、国際的に議論が活発化し、ＩＴＵ−Ｒ（Ｉｎｔｅｒｎａｔｉｏｎａｌ Ｔｅｌｅｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎ Ｕｎｉｏｎ−Ｒａｄｉｏｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｏｎ Ｓｅｃｔｏｒ）やＦＣＣ（Ｆｅｄｅｒａｌ Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎ Ｃｏｍｍｉｓｓｉｏｎ）、ＥＣＣ（Ｅｕｒｏｐｅａｎ Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎ Ｃｏｍｍｉｓｓｉｏｎ）などにおいて法制化が検討されている。例えば、ＦＣＣでは、ＵＷＢ通信システムに関する無線設備規則が既に取り決められている。

また、日本国内では、総務省内で、ＵＷＢ通信システムの早期導入に向けて法制化の準備が進められている。同省のＵＷＢ無線システム委員会の作業班は、２００５年８月２５日に開催した作業部会において、国内のＵＷＢの送信出力規定に関するスペクトラム・エミッションに関する暫定的なマスク案と干渉回避技術の導入に関するコメントを公開した。これによれば、３．４ＧＨｚ〜４．８ＧＨｚ帯、及び７．２５ＧＨｚ〜１０．２５ＧＨｚ帯で許容する送信出力値に関して、第４世代移動体通信及び放送（ＦＰＵ）に対する有効性が検証された干渉回避技術（ＤＡＡ）が確立した場合には、ＤＡＡ技術を備えた装置は−４１．３ｄＢｍ／ＭＨｚ（ＦＣＣの周波数出力規制値と同様）までレベルを緩和し、それ以外の装置は−７０ｄＢｍ／ＭＨｚ以下とすることを義務付けており、加えてＵＷＢの利用は屋内限定とする方向で議論することになっている。

ＤＡＡの基本的な手法は、ＵＷＢ送信帯域内に他のシステムの送信信号が存在しないかを検査し、存在する場合はＵＷＢ送信波を一定レベル以下（微弱なレベル）で出力することである。ところが、既存の通信システムの信号は狭帯域信号であり、影響を及ぼすのはＵＷＢ通信システムの使用帯域の一部に過ぎないから、他システムの信号の検出によりすべての帯域にわたってＵＷＢ出力レベルを規定レベル以下に一律に下げてしまうでは、周波数使用効率がよくない。そこで、他システムの信号が検出された周波数帯についてのみ、選択的にＵＷＢ出力レベルを規定レベル以下に下げることが、周波数利用効率の観点から好ましく、ひいては高速な通信方式として望ましいと思料される。

例えば、ＵＷＢ帯域内の狭帯域キャリアを検出すると、他システムの送信信号が検出された周波数帯域にのみ切り欠き（ノッチ）を入れて（図１３を参照のこと）、他システムとの干渉を回避しながら、それ以外の周波数帯域を利用してＵＷＢ通信を行なうことができる。

しかしながら、従来のＦＣＣの無線設備規則に対応したＵＷＢ通信ステムを適用した送受信機において、ＤＡＡの機能を実装するには問題がある。

ＤＳＳＳ方式のＵＷＢ送受信機では、使用周波数帯域内に他の狭帯域無線システムの存在を検出したときに、その帯域のみにノッチを入れて干渉を回避することを行なうと、送信波形自体が歪んでしまい、システムとして通信することが不可能となる。

一方、ＭＢ−ＯＦＤＭ方式のＵＷＢ送受信機の場合、ＦＦＴには周波数検出作用があることから、受信信号をＡ／Ｄ変換しさらにＦＦＴを行なうことで、サブキャリア単位で妨害波のある周波数帯域を検査することができる（例えば、特許文献１を参照のこと）。そして、送信信号に対してスペクトラム整形を行ない、他システムの送信信号が検出された周波数帯域のサブキャリアにのみノッチを入れることで、干渉回避しながらそれ以外の周波数帯域を利用してＵＷＢ通信を行なうことは原理的に可能であると考えられる（例えば、非特許文献２を参照のこと）。例えば、ＡＩＣ技術を用いることにより、ＯＦＤＭ信号の各サブキャリア干渉によるノッチ・レベルの飽和問題を解決して、３０ｄＢ以上のノッチ・レベルを実現できる（例えば、非特許文献３を参照のこと）。

しかしながら、上述した方法はあくまでもベースバンド出力では実現可能であるものの、実際にアンテナ端でのノイズ・フロア・レベルを−７０ｄＢｍ／ＭＨｚ以下まで下げるにはＲＦ回路モジュールにおける問題点の方がよりインパクトが大きい。以下では、この問題について、受信機と送信機に分けて考察してみる。

図１４には、ＭＢ−ＯＦＤＭシステムに用いられる受信機の構成例を示している（例えば、非特許文献４を参照のこと）。図示の受信機は、Ｚｅｒｏ−ＩＦ構成が採用されている。Ｚｅｒｏ−ＩＦ方式では、中間周波数（ＩＦ）段を削除し、アンテナで受信した信号を増幅した後、ローカル周波数ｆ_LOと乗算することによりベースバンド信号に直接周波数変換を行なう。図示の例では、ＲＦ信号の中心周波数と同一周波数のローカル（ＬＯ）信号ｃｏｓ（２πｆ_LO）及びｓｉｎ（２πｆ_LO）がＩ軸及びＱ軸の各受信信号の周波数変換に用いられている。周波数変換した後は、ローパス・フィルタ（ＬＰＦ）により低域を取り出し、可変利得増幅器（ＶＧＡ：Ｖａｒｉａｂｌｅ Ｇａｉｎ Ａｍｐ）により増幅し、ＡＤ変換してさらにＦＦＴにより時間軸の信号を周波数軸の信号に変換して各キャリアについて復調を行ない、元のシリアル信号で送られた情報を再生する。Ｚｅｒｏ−ＩＦ受信機では、例えば図１１に示したグループＡの帯域を使用する場合には、ＲＦ信号の中心周波数と同一周波数である３４３２ＭＨｚ、３９６０ＭＨｚ、４４８８ＭＨｚの３つの周波数がローカル信号ＬＯとして必要になる。

Ｚｅｒｏ−ＩＦ方式では、ＩＦフィルタを用いないため受信機の広帯域化が容易となり、受信機の構成の柔軟性が増す。その反面、受信周波数とローカル周波数が等しくなるため、ローカル信号の自己によって、ダウンコンバータ出力に直流成分すなわちＤＣオフセットが発生するという問題が指摘されている（例えば、非特許文献５を参照のこと）。なお、用語の定義として、ＯＦＤＭ変調方式におけるベースバンド信号の０Ｈｚの位置をＤＣという。

ローカル信号の自己ミキシングは、図１５に示すように、受信機本体からアンテナに向かって漏れ出したローカル信号の一部がアンテナで反射して再び受信機に戻り、ミキサにおいてローカル信号自身と乗算されることによって生じる。あるいは、ローカル信号の一部がアンテナを通じて外部に放出された後、その反射波がアンテナで受信されてローカル信号とミキシングされることもある。例えば、ローカル信号の振幅が０．５Ｖ、低雑音アンプ（ＬＮＡ）とミキサの合計利得が３０ｄＢ、ローカル信号の漏れがアンテナで反射して同図中のＡ点に戻るまでに−７０ｄＢ減衰していると仮定して、ミキサの出力のＤＣオフセットを求めると、２．５ｍＶになる。一方、希望波の信号レベルは最小で−７４ｄＢｍ程度であるから、ミキサの出力では−４４ｄＢｍ＝１．４ｍＶｒｍｓである。このようにＤＣオフセットは希望波の信号レベルよりも大きくなる。

ＭＢ−ＯＦＤＭ方式のＵＷＢシステムは、ＯＦＤＭシンボル毎に周波数ホッピング（ＦＨ）を行なうので（前述並びに図１２を参照のこと）、ローカル信号の周波数はＦＨの度に変化している。また、これだけの広帯域になると、アンテナの反射係数はローカル信号の周波数によって異なるので、自己ミキシングによって生じるダウンコンバータ出力でのＤＣオフセットもＦＨに伴って変化してしまう。

ＦＨの頻度はＯＦＤＭシンボル・レートと同じ３．２ＭＨｚなので、ＤＣオフセットは図１６に示すように１／３．２ＭＨｚ＝３１２．５ナノ秒の周期でステップ状に変化することになる。このステップ的に発生するＤＣオフセット成分をＦＦＴした後の周波数領域でみると、図１７に示すように、ベースバンド希望波信号に対して干渉を起こすことが分かる。

通常の受信機構成では、ダウンコンバータ出力の後に可変利得増幅器（ＶＧＡ）が配設され、次段に続くＡ／Ｄ変換器において、受信信号が常に最適なダイナミック・レンジを持つ（すなわちターゲット・レベルを保つ）ようにベースバンド信号処理部側からＶＧＡの利得が制御される。ＶＧＡでの利得はかなり大きくなるので、仮にダウンコンバータ出力で発生したＤＣオフセット成分が僅かであったとしたとしても、ＶＧＡ出力ではかなり大きなＤＣオフセット成分となってしまう。例えば、ＲＦ回路モジュールを０．１３マイクロ・メートルの配線ルールからなるＲＦＣＭＯＳ回路で設計・製作した場合、電源電圧は１．２Ｖとなる。このため、ＭＯＳトランジスタが縦積みとなる回路構成においては、大きなＤＣオフセット成分があるとドレイン−ソース間電圧Ｖ_dsが潰れ、所望の特性を得られなくなってしまう。

ＤＣオフセットを除去して上述した問題を回避するには、一般に、ミキサ出力の各段の間にキャパシタを直列に挿入する方法が行なわれる（図１８を参照のこと）。この場合、キャパシタＣと回路インピーダンスＲによって１次のハイパス・フィルタ（ＨＰＦ）を構成し、周波数応答の遮断周波数は１／（２πＣＲ）、ステップ応答の収束時間は２πＣＲになる。

ところが、このようにＨＰＦを挿入することで、受信機のベースバンド部は自分自身のローカル周波数近傍の周波数の情報を得ることができなくなる。この結果、当該帯域近傍では他信システムからの信号を検出できない、すなわちＤＡＡは実現不可能となる。

また、通常のＵＷＢ送信機では、直交変調器（ＭＯＤ）にはダブルバランスド・ミキサが用いられる。このタイプのミキサは、理想的な動作が行なわれれば、ＲＦとベースバンド、ＬＯ−ＲＦ間において各差動信号が打ち消されて、フィードスルーが存在しない。しかし、実際のＩＣ内部では各素子の相対バラツキによる非対称性やローカル信号が理想的な方形波スイッチングされないことにより、ＲＦとベースバンド、ＬＯ−ＲＦ間においてフィードスルーが存在してしまい、この結果、ＭＯＤ出力に漏洩キャリア（Ｃａｒｒｉｅｒ Ｌｅａｋａｇｅ）が発生するという問題がある。

図１９及び図２０を参照しながら、ＭＯＤ出力において漏洩キャリアが発生することについて説明する。直交変調は９０度の位相差を持つローカル信号を必要とし、この９０度の位相差を持つローカル信号を同相チャンネルのＩ軸信号とこれに直交するＱ軸信号に乗算する。この乗算処理回路は、理想的にはローカル信号を抑圧するように作用するが、実際には回路素子の不均衡などに起因してフィードスルーにより漏洩キャリアが発生する。また、Ｉ軸及びＱ軸のＤＣバイアスのずれが存在する場合も、乗算処理回路はローカル信号を抑圧できないので、同様にキャリアが漏れる。

ローカル信号は、数学的には下式（１）に示すようなフーリエ級数として置き換えられる。但し、ＭＯＤ＿ＭＩＸの変換利得が０ｄＢであると仮定する。また、ダブルバランスド型ＭＯＤ＿ＭＩＸの動作を理想的な方形波スイッチングとみなす。

ここで、ＩＱ差動信号のＩ又はその反転信号ＩＸ（勿論Ｑ又はその反転信号ＱＸでもよい）のバイアス成分をそれぞれＡ₁、Ａ₂とおく。また、ローカル信号の反転信号ＬＯＸは１−ＬＯ（ｔ）となるので、ダブルバランスド型ＭＯＤ＿ＭＩＸ出力での信号成分は下式（２）に示すようになる。

つまり、ＩＱ差動信号のＩとその反転信号ＩＸのバイアス成分Ａ₁、Ａ₂が異なる場合には、そのままローカル信号のフィードスルーが発生してしまう。ＭＯＤ＿ＭＩＸの変換利得が０ｄＢであるとする仮定（前述）に従って計算すると、Ｉ、ＩＸ信号のバイアス成分の差が０．１ｍＶでも、ＭＯＤ＿ＭＩＸ出力で−６７ｄＢｍ出力の漏洩キャリアが発生することになる。

ＵＷＢ無線システムの利用用途として、ＷｉＭｅｄｉａでＷｉｒｅｌｅｓｓＵＳＢの物理層に使うことが既に決定している。その場合、ＵＷＢデバイスのコストから考えても１台毎に製造ラインでＩ、ＩＸ信号のバイアス成分を０．１ｍＶ以下に調整することは不可能に近い。

以上をまとめると、受信機側では自分自身のローカル周波数近傍の周波数帯域で信号検出できない不感帯が生じるためにＤＡＡは実現不能となることから、総務省の暫定マスク案（前述）に従って、送信信号の出力レベルを−７０ｄＢｍ／ＭＨｚ以下としなければならなくなる。ところが、送信機側では、ＩＱ差動信号の振幅と位相の誤差に起因するローカル信号のフィードスルーにより漏洩キャリアが発生することから、この要件を満足することは極めて困難である。

また、Ｚｅｒｏ−ＩＦ構成の受信機におけるＤＣオフセット問題を解決する手段として、ＩＦ周波数を低く抑えるＬｏｗ−ＩＦ構成の受信機が知られている。通信機設計の一般論として、送受信機において同じアーキテクチャに統一することが基本である。ところが、Ｌｏｗ−ＩＦ構成の送信機においては、直交変調の際のＩＱの不均衡により発生するイメージ・スプリアスの問題がある（直交変調器でのイメージ・スプリアス発生はＬｏｗ−ＩＦ構成の場合のみ発生し、Ｚｅｒｏ−ＩＦでは発生しない。）。図２１に示すように、ローカル周波数の上側に検出信号がある場合には、その下側にイメージ周波数が生成されるため、上側のサブバンドを回避するだけでなく、イメージ周波数をサブキャリアで回避しなければならなくなる。

例えばＩ軸信号とＱ軸信号間で５％の利得誤差がある場合、下式に示すように、イメージ・リジェクションは−３２ｄＢｃとなる。

また、Ｉ軸信号とＱ軸信号間で５度の位相誤差がある場合、下式に示すように、イメージ・リジェクションは−２７．２ｄＢｃとなる。

そして、Ｉ軸信号とＱ軸信号間で５％の利得誤差と５度の位相誤差がある場合、下式に示すように、イメージ・リジェクションは−２１．７ｄＢｃとなる。

このように、直交変調時におけるＩＱ不均衡によるイメージ・スプリアスのために、サブバンド・アボイダンスとサブキャリア・アボイダンスの２つの干渉回避技術が同時に必要となるので、ベースバンド部でのＤＡＡ対策の負荷が大きくなる。

特開２００４−１８８０３５号公報、段落番号００１８〜００１９ "ＭＢＯＦＤＭ ＰＨＹ Ｓｐｅｃｉｆｉｃａｔｉｏｎ Ｆｉｎａｌ Ｒｅｌｅａｓｅ １．０"， Ｗｉｍｅｄｉａ ａｌｌｉａｎｃｅ，Ａｐｒｉｌ２７，２００５ ｈｔｔｐ：／／ｗｉｍｅｄｉａ．ｏｒｇ／ｅｎ／ｉｎｄｅｘ．ａｓｐ Ｈｉｒｏｈｉｓａ Ｙａｍａｇｕｃｈｉ著"Ａｃｔｉｖｅ Ｉｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅ Ｃａｎｃｅｌｌａｔｉｏｎ Ｔｅｃｈｎｉｑｕｅ ｆｏｒ ＭＢ−ＯＦＤＭＣｏｇｎｉｔｉｖｅ Ｒａｄｉｏ" Ａｎｕｊ Ｂａｔｒａ，"０３２６７ｒ１Ｐ８０２−１５＿ＴＧ３ａ−Ｍｕｌｔｉ−ｂａｎｄ−ＯＦＤＭ−ＣＦＰ−Ｐｒｅｓｅｎｔａｔｉｏｎ．ｐｐｔ"，ｐｐ．１７，Ｊｕｌｙ２００３． Ａｓａｄ Ａ．Ａｂｉｄｉ著"Ｄｉｒｅｃｔ−Ｃｏｎｖｅｒｓｉｏｎ Ｒａｄｉｏ Ｔｒａｎｓｃｅｉｖｅｒｓ ｆｏｒ Ｄｉｇｉｔａｌ Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ"（ＩＥＥＥＪ．Ｓｏｌｉｄ−Ｓｔａｔｅ Ｃｉｒｃｕｉｔｓ，ｖｏｌ．３０，ｎｏ．１２，ｐｐ．１３９９−１４１０，１９９５

本発明の目的は、ＯＦＤＭシンボル毎に周波数ホッピング（ＦＨ）しながら好適にＵＷＢ通信を行なうことができる、ＭＢ−ＯＦＤＭ方式の優れた無線通信装置を提供することにある。

本発明のさらなる目的は、周波数利用効率を考慮して、狭帯域信号を使用する従来の通信システムとの干渉を回避しながら、ＭＢ−ＯＦＤＭ通信を好適に行なうことができる、優れた無線通信装置を提供することにある。

本発明のさらなる目的は、ベースバンド出力ではなく実際のアンテナ端でのノイズ・フロア・レベルを規定値以下にして干渉回避を行なうことができる、優れた無線通信装置を提供することにある。

本発明は、上記課題を参酌してなされたものであり、ＯＦＤＭ（Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ：直交周波数分割多重）通信方式の無線通信装置であって、
ＲＦ信号を送受信するアンテナと、
ＲＦ信号の中心周波数に低中間周波数を加算したローカル信号を用いるＬｏｗ−ＩＦ方式により受信ＲＦ信号をベースバンド信号に周波数変換する受信側周波数変換部と、
受信ベースバンド信号をデジタル信号に変換するＡＤ変換部と、
デジタル変換後の受信信号をＯＦＤＭ復調して周波数領域の複数のサブキャリアを取得するＯＦＤＭ復調部と、
ＯＦＤＭ復調後の各サブキャリアからデータを再現するデータ再現部と、
上位レイヤから送信要求されているデータを複数のサブキャリアに割り当てて送信データを生成する送信データ生成部と、
周波数領域のサブキャリアをＯＦＤＭ変調するＯＦＤＭ変調部と、
デジタルＯＦＤＭ信号を、信号対雑音比が所定値以下となる分解能にてアナログ信号に変換するＤＡ変換部と、
ＲＦ信号と同一周波数からなるローカル信号を用いるＺｅｒｏ−ＩＦ方式によりアナログ送信ベースバンド信号を送信ＲＦ信号に変換する送信側周波数変換部と、
を具備することを特徴とする無線通信装置である。

非常に広い周波数帯域を使用したＵＷＢ通信が近距離超高速伝送を実現する無線通信システムとして期待され、標準化作業が行なわれている。ここで、ＵＷＢ送信波が引き起こす他システムへの干渉レベルを緩和するため、ＵＷＢ送信帯域内に他のシステムの送信信号が存在しないかを検査し、存在する場合はＵＷＢ送信波を一定レベル以下で出力するというディテクト・アンド・アボイド（ＤＡＡ）の仕組みが不可欠である。

周波数ホッピングを行なうＭＢ−ＯＦＤＭ方式のＵＷＢ送受信機の場合、ＦＦＴが持つ周波数検出作用を利用してサブキャリア単位で妨害波のある周波数帯域を検査し、さらにＡＩＣ技術を用いて他システムを干渉するおそれのある周波数帯域のサブキャリアにノッチを入れて、それ以外の周波数帯域を利用してＵＷＢ通信を行なうことは原理的に可能であると考えられる。しかしながら、このような方法はベースバンド出力では実現可能であるものの、ＲＦ回路モジュールにおける問題点の方がよりインパクトが大きい。

受信機側では、ダウンコンバータ出力で発生するＤＣオフセット成分を除去するために挿入されるＨＰＦのために、周波数情報を取得できない帯域が形成される。通信機がＺｅｒｏ−ＩＦ方式を採用する場合には、このような不感帯は自分自身のローカル周波数近傍となり、ＤＡＡのうちディテクションが困難になる。この結果、総務省の暫定マスク案（前述）に従って、送信信号の出力レベルを−７０ｄＢｍ／ＭＨｚ以下としなければならなくなるが、漏洩キャリアの問題からこの要件を満足することは極めて困難である。

これに対し、本発明に係る無線通信装置は、ＭＢ−ＯＦＤＭ方式のＵＷＢ送受信機構成を基本としながら、送信機の構成としてＺｅｒｏ−ＩＦ方式を採用するとともに、受信機の構成としてはＬｏｗ−ＩＦ方式を採用している。

受信機をＬｏｗ−ＩＦ構成とし、ＩＦ周波数としてサブバンド幅の半分の値である２６４ＭＨｚとすることで、希望波信号に対する干渉成分は、ローカル周波数にＩＦ周波数２６４ＭＨｚを加算した帯域、すなわちサブバンドの端縁付近となり、サブバンド内に不感帯が生じることはなくなる。

なお、ここで言うＬｏｗ−ＩＦとは、Ｎｅａｒ Ｚｅｒｏ ＩＦすなわちＩＦ周波数を低く抑えることを意味し、そのＩＦ周波数はバンド間隔の半分である２６４ＭＨｚに特に限定される訳ではない。例えば、周波数ホッピングを行なわない単バンドのみを使用する通信システムにおいては、バンド間隔の半分以上のＩＦ周波数を設定することで、不感帯を使用帯域以外に配置して、ＤＡＡのうちディテクションを実現することができる。

また、送信機が受信機とは異なりＺｅｒｏ−ＩＦ構成を採用する利点として、受信機側で各サブバンドの帯域では他システムの存在を検出可能であるから、不感帯となる各サブバンド間の境界近傍の各帯域において信号対雑音比のレベルを抑制することにより、総務省が提案するＤＡＡの使用を満足することになる。具体的には、送信機のアナログ・フロント・エンド部におけるＤＡ変換器に６ビットの分解能を持たせることで、アンテナ端でのノイズ・フロア・レベルを−７０ｄＢｍ／ＭＨｚ以下まで下げる。

ここで、送信機側でＺｅｒｏ−ＩＦ方式を採用する場合には、マルチバンド・ジェネレータにおいてサブバンド幅の半分に相当する２６４ＭＨｚを使用する必要があることから、３次高調波や５次高調波が発生したときには当該バンド・グループの帯域内にスプリアスが発生してしまうという問題がある。これに対しては、送信時のローカル信号の生成時に、２６４ＭＨｚの信号に対してデジタル正弦波を用いることによって、３次高調波並びに５次高調波を打ち消して、基本波成分のみを抽出することができる。これによって、ＭＢ−ＯＦＤＭ方式のＵＷＢ送受信機の標準化仕様で義務化されているバンド・グループＡの帯域内にスプリアスが生成されなくなり、アンテナ端でのノイズ・フロア・レベルを−７０ｄＢｍ／ＭＨｚ以下まで下げることが可能となる。

また、送信機側におけるアップコンバータとしてＺｅｒｏ−ＩＦ方式を採用することにより、Ｌｏｗ−ＩＦでは問題となる、直交変調時におけるＩＱ信号の振幅並びに位相の誤差に起因するイメージ・スプリアスが生成されなくなる。したがって、ＤＡＡのうちアボイダンスをサブバンド単位及びサブキャリア単位の双方において同時に行なう必要はなくなり、ベースバンド部でのＤＡＡ対策の負荷を軽減することができる。

本発明に係る無線通信装置によれば、ＵＷＢ受信機側において自分自身のローカル信号の近傍以外で通信を行なっている他のシステムを検出したときには、ＵＷＢ送信機側においてサブバンド・アボイダンス若しくはサブキャリア・アボイダンスのいずれかを適用することによって、アンテナ端でのノイズ・フロア・レベルを−７０ｄＢｍ／Ｍｈｚ以下まで抑制することができる。

また、本発明に係る無線通信装置によれば、ＵＷＢ受信機側において自分自身のローカル信号近傍で通信を行なっている他のシステムを検出したときには、ＵＷＢ送信機側においてサブバンド・アボイダンスを適用することによって、アンテナ端でのノイズ・フロア・レベルを−７０ｄＢｍ／Ｍｈｚ以下まで抑制することができる。

また、本発明に係る無線通信装置によれば、ＭＢ−ＯＦＤＭ方式のＵＷＢ送信機において標準化仕様で義務化されているバンド・グループの帯域外にスプリアスが生成されないようにアンテナ端の前段に帯域制限を行なうバンドパス・フィルタを備えることで、アンテナ端でのノイズ・フロア・レベルを−７０ｄＢｍ／ＭＨｚ以下まで下げることができる。

本発明によれば、周波数利用効率を考慮して、狭帯域信号を使用する従来の通信システムとの干渉を回避しながら、ＭＢ−ＯＦＤＭ通信を好適に行なうことができる、優れた無線通信装置を提供することができる。

また、本発明によれば、ベースバンド出力ではなく実際のアンテナ端でのノイズ・フロア・レベルを規定値以下にして干渉回避を行なうことができる、優れた無線通信装置を提供することができる。

本発明に係るＭＢ−ＯＦＤＭ方式の無線通信装置は、受信機側におけるアップコンバータとしてＬｏｗ−ＩＦ方式を採用することにより、自分自身のローカル周波数近傍に不感帯が生じることはなくなり、ＤＡＡのうちのディテクションを好適に実現することができる。

また、本発明に係るＭＢ−ＯＦＤＭ方式の無線通信装置は、送信機側におけるアップコンバータとしてＺｅｒｏ−ＩＦ方式を採用することにより、Ｌｏｗ−ＩＦでは問題となる、直交変調時におけるＩＱ信号の振幅並びに位相の誤差に起因するイメージ・スプリアスが生成されなくなる。したがって、ＤＡＡのうちアボイダンスをサブバンド単位及びサブキャリア単位の双方において同時に行なう必要はなくなり、ベースバンド部でのＤＡＡ対策の負荷を軽減することができる。

本発明のさらに他の目的、特徴や利点は、後述する本発明の実施形態や添付する図面に基づくより詳細な説明によって明らかになるであろう。

本発明は、ＯＦＤＭ変調方式を採用したＵＷＢ通信を行なう無線通信装置に関するものであり、具体的には、ＦＣＣで定められた３．１ＧＨｚから１０．６ＧＨｚまでの帯域をそれぞれ５２８ＭＨｚ幅からなる複数のサブバンドに分割して、サブバンド間を周波数ホッピング（ＦＨ）するＭＢ−ＯＦＤＭ通信を行なう。また、本発明に係る無線通信装置は、ＵＷＢ送信波が引き起こす他システムへの干渉レベルを緩和するため、ＤＡＡの仕組みを導入しており、ＵＷＢ送信帯域内に他のシステムの送信信号が存在しないかを検査し、干渉を回避しながらデータ送信を開始するようになっている。以下、図面を参照しながら本発明の実施形態について詳解する。

図１には、本発明の一実施形態に係るＭＢ−ＯＦＤＭ送受信機の構成を示している。図中の上側が受信機に相当するとともに、下側が送信機に相当し、アンテナ・スイッチ（ＡＮＴ ＳＷ）を介して単一のアンテナを共用する構成となっている。また、受信機アーキテクチャがＬｏｗ−ＩＦ構成であるのに対し、送信機アーキテクチャはＺｅｒｏ−ＩＦ構成となっている。

Ｌｏｗ−ＩＦ構成の受信機は、Ｚｅｒｏ−ＩＦ構成の受信機におけるＤＣオフセット問題を解決する手段としても知られている。Ｌｏｗ−ＩＦ方式に関しては、例えばＪ．Ｃｒｏｌｓ及びＭ．Ｓｔｅｙａｅｒｔ共著“Ｌｏｗ−ＩＦＴｏｐｏｌｏｇｉｅｓ ｆｏｒ Ｈｉｇｈ−Ｐｅｒｆｏｒｍａｎｃｅ Ａｎａｌｏｇ Ｆｒｏｎｔ Ｅｎｄｓ ｏｆ Ｆｕｌｌｙ Ｉｎｔｅｇｒａｔｅｄ Ｒｅｃｅｉｖｅｒｓ”（ＩＥＥＥＴｒａｎｓ．Ｃｉｒｃｕｉｔｓ Ｓｙｓｔ．ＩＩ，ｖｏｌ．４５，ｐｐ．２６９−２８２，Ｍａｒ．１９９８）に記載されている。

Ｌｏｗ−ＩＦ方式の受信系統では、図示しない周波数生成部から供給される、周波数ホッピングにおけるバンド間隔の半分に相当する低い中間周波数（ＩＦ）２６４ＭＨｚを受信周波数に加算した複素ローカル信号周波数ｃｏｓ（２ｆ_LO+256MHzｔ）及びｓｉｎ（２ｆ_LO+256ＭＨｚｔ）を用いてダウンコンバートを行ない、受信信号を中間周波数（ＩＦ）信号に周波数変換する。

周波数変換の際にローカル周波数ｆ_LO+256ＭＨｚの両側で希望信号とイメージ信号がＩＦに現れるが、ＩＦフィルタとしてヒルベルト（Ｈｉｌｂｅｒｔ）バンドパス・フィルタ（ＢＰＦ）を用いることでイメージ信号を除去している。

その後、ＩＦ信号を可変利得増幅器（ＶＧＡ）で増幅し、さらにＡＤ変換する。周波数重畳（Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ ｆｏｌｄｉｎｇ）（若しくはＡＤコンバータのエリアシング）が生じないようにするためには、ＡＤ変換のサンプリング周波数は信号周波数の２倍が必要であり、ＩＦ周波数を−２６４ＭＨｚとしたＬｏｗ−ＩＦ受信機では、−５２８ＭＨｚから０ＭＨｚが信号周波数範囲なのでサンプリング周波数は１０５６ＭＨｚが必要になるが、ここでは敢えてその半分の５２８ＭＨｚ（すなわち周波数ホッピングにおける中心周波数のバンド間隔）でＡＤ変換して、周波数重畳を積極的に利用することにした（例えば、本出願人に既に譲渡されている特願２００４−３０９１４８号明細書を参照のこと）。

Ｐｈｙベースバンド処理部では、ＡＤ変換後のデジタル信号をＦＦＴにより周波数領域の信号に変換し、さらに受信データ再現部において各サブキャリアについて位相及び振幅を変調するとともに、位相空間上の信号点から元の信号系列に復号してから、上位レイヤ（図示しない）に渡す。

データ送信時においては、Ｐｈｙベースバンド処理部内では、上位レイヤ（図示しない）から要求された送信データを送信データ生成部において符号化するとともに、続いて複数のサブキャリアに割り当ててサブキャリア毎に位相及び振幅変調を施す。そして、ＩＦＦＴにおいて、これら複数サブキャリアについて逆フーリエ変換して、各サブキャリアの直交性を保持したまま時間軸の信号に変換する。

続いて、ＯＦＤＭ変調信号を１０５６Ｍｓｐｓのサンプリング・レートによりＤＡ変換し、さらにローパス・フィルタ（ＬＰＦ）により所望帯域の信号成分のみを取り出した後、Ｚｅｒｏ−ＩＦ方式により中間周波数（ＩＦ）段を削除したローカル周波数ｆ_LOと乗算することにより、アナログ・ベースバンド信号を無線信号にアップコンバートする。無線信号は、さらに電力増幅器（ＰＡ）により所望の送信電力レベルに増幅され、アンテナ・スイッチ及びＲＦバンドバス・フィルタ経由でアンテナから伝送路に放出される。アンテナ端の前段に帯域制限を行なうＲＦバンドパス・フィルタを備えることで、ＭＢ−ＯＦＤＭ方式のＵＷＢ送信機において標準化仕様で義務化されているバンド・グループの帯域外にスプリアスが生成されないようにすることができる。

通信動作制御部は、ＦＦＴが持つ周波数検出作用を利用してＤＡＡの判定動作を行なう。すなわち、ＯＦＤＭ復調後の信号から、妨害波となる狭帯域信号の存在をサブキャリア単位で検出する。この検出結果に基づいて、サブキャリア若しくはサブバンド単位での干渉回避動作（アボイダンス）を実施するよう送信系統に指示する。サブキャリア・アボイダンスは、例えば、ＡＩＣ技術を用いて不要サブキャリアの周波数帯域にノッチを入れることで実現可能である。また、サブバンド・アボイダンスは周波数ホッピング時に干渉のおそれのあるサブバンドにホッピングしないようにすることで実現可能である。

ここで、サブバンド・アボイダンス、並びにサブキャリア・アボイダンスの仕組みについて簡単に説明しておく。

図９には、サブバンド・アボイダンス時の通信動作を模式的に示している。ここでは、通信機は、バンド・グループＡ中のサブバンド＃２を用いてデータ伝送を行なっているとする。このとき、サブバンド＃２の帯域内で他の通信システムが使用する狭帯域信号の存在が検出されたとする。これに応答して、伝送路として別のサブバンド＃３が新たに選択され、伝送路を移動させることによって、狭帯域通信システムとの干渉を回避することができる。

また、図１０には、サブキャリア・アボイダンス時の通信動作を模式的に示している。ここでは、通信機は、バンド・グループＡ中のサブバンド＃２を用いてデータ伝送を行なっているとする。このとき、サブバンド＃２の帯域内で他の通信システムが使用する狭帯域信号の存在が検出されたとする。これに応答して、検出された狭帯域信号の中心周波数とバンド幅に合わせてノッチ・フィルタを設定する。これによって、送信機は狭帯域通信システムとの干渉を避けるためのノッチが挿入されたサブバンドからなるＵＷＢ信号を送信することができる。

例えば、ＵＷＢ受信機側において自分自身のローカル信号の近傍以外で通信を行なっている他のシステムを検出したときには、ＵＷＢ送信機側においてサブバンド・アボイダンス若しくはサブキャリア・アボイダンスのいずれかを適用する。また、ＵＷＢ受信機側において自分自身のローカル信号近傍で通信を行なっている他のシステムを検出したときには、ＵＷＢ送信機側においてサブバンド・アボイダンスを適用する。

通信機設計の一般論として、送受信機において同じアーキテクチャに統一することが基本である。例えば、送受信機において、Ｚｅｒｏ−ＩＦ方式又はＬｏｗ−ＩＦ方式のいずれか一方にアーキテクチャを統一することによって回路構成が簡素化される。これに対し、本実施形態に係る無線通信装置においては、図１に示したように、受信機がＬｏｗ−ＩＦ構成であるのに対し、送信機がＺｅｒｏ−ＩＦ構成となっており、送受信機間でアーキテクチャが統一されていない点に大きな特徴がある。このような装置構成が持つ利点について以下に詳解する。

受信機側では、ダウンコンバータ出力で発生するＤＣオフセット成分を除去するために挿入されるＨＰＦのために、周波数情報を取得できない帯域が形成される。通信機がＺｅｒｏ−ＩＦ方式を採用する場合には、このような不感帯は自分自身のローカル周波数近傍となり、ＤＡＡのうちディテクションが困難になる。これに対し、受信機側でＬｏｗ−ＩＦ方式を採用する場合には、希望波信号に対する干渉成分は、ローカル周波数にＩＦ周波数２６４ＭＨｚを加算した帯域、すなわちサブバンドの端縁付近となり、サブバンド内に不感帯が生じることはない。

図２には、図１１に示したグループＡについて、受信機側でＬｏｗ−ＩＦ方式を採用したときの他システムの信号を検出可能な帯域を左斜線で示している。また、ＨＰＦにより信号検出が不可能となる帯域を右斜線で示している。

なお、本実施形態のようにＭＢ−ＯＦＤＭ通信システムに適用する場合には、ＩＦ周波数としてホッピング周波数の半分である２６４ＭＨｚを用いることで、図２に示すように不感帯を各サブバンド間の境界近傍に配置させることができる。但し、Ｌｏｗ−ＩＦの一般的な定義は、Ｎｅａｒ Ｚｅｒｏ ＩＦすなわちＩＦ周波数を低く抑えることであるから、ＩＦ周波数はバンド間隔の半分に限定される訳ではない。例えば、周波数ホッピングを行なわない単バンドのみを使用する通信システムにおいては、バンド間隔の半分以上のＩＦ周波数を設定することで、不感帯を使用帯域以外に配置して、ＤＡＡのうちディテクションを実現することができる。

一方、送信機アーキテクチャは、受信機とは異なりＺｅｒｏ−ＩＦ構成を採用する。この場合の利点として、受信機側で各サブバンドの帯域では他システムの存在を検出可能となることから（図２を参照のこと）、不感帯となる各サブバンド間の境界近傍の各帯域において出力信号レベルを−７０ｄＢｍ／ＭＨｚ以下に抑制することができれば（図３を参照のこと）、総務省が提案するＤＡＡの使用を満足できることになる。また、Ｌｏｗ−ＩＦ方式の送信機アーキテクチャの場合には、直交変調の際のＩＱの不均衡により発生するイメージ・スプリアスの問題があるが（前述）、Ｚｅｒｏ−ＩＦ構成とすることでイメージ・スプリアスが生成されないので、サブバンド・アボイダンスとサブキャリア・アボイダンスという２つの干渉回避技術が同時に必要ではなくなり、ベースバンド部でのＤＡＡ対策の負荷を低減することができる。

前述したように、ＭＯＤＭＩＸでは漏洩キャリアを−７０ｄＢｍ／Ｍｈｚ以下まで下げることはほとんど不可能である。このため、３４３２ＭＨｚ、３９６０ＭＨｚ、４４８８ＭＨｚの送信機のローカル信号近傍において、受信機が他システムからの信号を検出したときには、サブバンド・アボイダンスを用いて別のバンドへ回避することが適当である。一般的には、３４３２ＭＨｚ、３９６０ＭＨｚ、４４８８ＭＨｚの３つの周波数近傍すべてにおいて他のシステムが存在する確率は極めて低いので、通信自体を停止する必要はほとんどない。

続いて、Ｚｅｒｏ−ＩＦ構成の送信機において、図３に示したように各サブバンド間の境界近傍の各帯域において出力信号レベルを−７０ｄＢｍ／ＭＨｚ以下に抑制することができるかどうかについて考察する。

送信器におけるＤＡ変換器の分解能を６ビットとすると、信号対量子化雑音との比Ｓ／Ｎｑは下式（６）の通りとなる。

ここで、６．０２×Ｎビット＋１．７６の部分は、分解能がＮビットのＤＡ変換器において正弦波信号をフルスケール電圧でサンプリングした場合に導出される式である。しかし、実際にはオーバー・サンプリングを行なうことで、量子化雑音のスペクトル密度は低減され、ＯＳＲの部分がこれに相当する。ＭＢ−ＯＦＤＭ信号のピーク・ファクタは約７ｄＢなので、ＤＡ変換器のフルスケール電圧はこの７ｄＢのときを基準に考慮する必要がある。

以上より、上式（６）に示すような信号対量子化雑音との比Ｓ／Ｎｑが計算される。最大送信レベルを−４１．３［ｄＢｍ／ＭＨｚ］と仮定すると、計算式上では、アンテナ端でのノイズ・フロア・レベルを−７５．１８ｄＢｍ／ＭＨｚ（＝−４１．３［ｄＢｍ／ＭＨｚ］−３３．８８［ｄＢ］）まで抑えることができる。実際にＤＡ変換器をＩＣチップに実装すると理想的に６ビットになることはなく、現実的な有効ビットとしては５．５ｄＢ程度なることが予想される。その場合でも、アンテナ端でのノイズ・フロア・レベルは−７２．１７ｄＢｍ／ＭＨｚとなり、総務省のＤＡＡの仕様を満足することができる。

また、バンド・グループの帯域内に発生してしまうスプリアス問題を考慮する必要がある。

例えば、図１２に示したグループＡの帯域を使用する場合には、ＲＦ信号の中心周波数と同一周波数である３４３２ＭＨｚ、３９６０ＭＨｚ、４４８８ＭＨｚの３つの周波数がローカル信号として必要になる。周波数切り替えには一般にＰＬＬ（Ｐｈａｓｅ Ｌｏｃｋ Ｌｏｏｐ）により同一の発振周波数を逓倍することが考えられるが、ＵＷＢシステム通信の場合はチャネルの切り替え幅が大きいため、単一のＰＬＬではこのような広帯域での周波数切り替えを行なうことができない。また、複数の発振器を用いて高精度のマルチバンド・ジェネレータを構成することができるが、回路の面積や消費電力、発振器毎の周波数の位相差などの点で問題となる。このため、発振器から出力される単一周波数に分周を繰り返し、各分周出力をミキシングしてマルチバンド・ジェネレーションを行なう方法がとられる。

Ｌｏｗ−ＩＦ方式を採用する受信機側では、図１２に示したグループＡのローカル信号は各サブバンドの中心周波数の２６４ＭＨｚだけ上となる。図４には、このような周波数構成で適用される、ＦＨのための周波数合成ブロックの構成例を示している。図示の通り、単一の発振器（例えば、ＴＣＸＯ（温度補償方水晶発振器））から得られる基準周波数を分周並びにミキサを用いて各中心周波数を合成することができる。この場合、５２８ＭＨｚの高調波に起因するスプリアスは、２６４０ＭＨｚ及び５８０８ＭＨｚに立つが（図５を参照のこと）、グループＡで使用する帯域外であるから、ＲＦバンドパス・フィルタを用いてスプリアス成分を容易に除去することができる。

一方、送信機が受信機と同じＬｏｗ−ＩＦ構成（Ｕｐｐｅｒ ＬＯ）であるならば、上述したよう５２８ＭＨｚの高調波に起因するスプリアスはバンド・グループの帯域内には発生しないのでＲＦバンドパス・フィルタで容易に除去することができる。しかしながら、送信機側でＺｅｒｏ−ＩＦ方式を採用する場合には、ＦＨのための周波数合成ブロックは例えば図６に示すような構成となる（例えば、非特許文献４を参照のこと）。同図に示す例では、単一の発振器から出力される発振周波数をＰＬＬにより逓倍して得られる周波数４２２４ＭＨｚを基準周波数とする。まず、４分周により１０５６ＭＨｚの周波数が取り出され、続いて２分周により５２８ＭＨｚの周波数が取り出され、これからサンプル・クロックに使用される。さらに２分周することにより、５２８ＭＨｚから、周波数ホッピングする中心周波数のバンド間隔である２６４ＭＨｚが取り出される。

次いで、ＳＳＢ（Ｓｉｎｇｌｅ Ｓｉｄｅ Ｂａｎｄ）と記載されている各ミキサでは、上述のようにして得られた各周波数信号についての周波数加減算すなわちミキシングを行なう。この場合、５２８ＭＨｚと２６４ＭＨｚの周波数加算を行なうことにより、さらに７９４ＭＨｚの周波数を得る。そして、選択器（Ｓｅｌｅｃｔ）により２６４ＭＨｚ又は７９４ＭＨｚの一方が選択される。後段のＳＳＢでは、その選択出力された２６４ＭＨｚ又は７９４ＭＨｚいずれかの周波数信号と元の４２２４ＭＨｚの周波数信号との周波数加減算を行なうことにより、４通りの周波数を得ることができる。但し、グループＡとしては、このうち３４３２ＭＨｚ、３９６０ＭＨｚ、４４８８ＭＨｚの３通りのみを使用する。

この場合、２６４ＭＨｚを用いる必要があることから、３次高調波や５次高調波が発生したときに、当該バンド・グループの帯域内にスプリアスが発生してしまう。例えば、７９２ＭＨｚを生成するための前段のＳＳＢには、５２８ＭＨｚと２６４ＭＨｚの他に、２６４ＭＨｚの３次高調波である−７９２ＨＭｚが入力され、出力として所望周波数である７９２ＭＨｚの他に、−２６４ＭＨｚが生成され、グループＡで使用する帯域内でのスプリアスの原因になり、３次高調波によって最大で−１０ｄＢｃ程度のスプリアスがグループＡ内に生じてしまう。

このスプリアスの問題を解決するために、２６４ＭＨｚ信号にデジタル正弦波を用いることにする。この基本原理については、例えば、Ｊｅｆｆｒｅｙ Ａ．Ｗｅｌｄｏｎ,Ｒ Ｓｅｋｈａｒ Ｎａｒａｙａｎａｓｗａｍｉ外著“Ａ １．７５−ＧＨ Ｈｉｇｈｌｙ Ｉｎｔｅｇｒａｔｅｄ Ｎａｒｒｏｗ−Ｂａｎｄ ＣＭＯＳ Ｔｒａｎｓｍｉｔｔｅｒ Ｗｉｔｈ Ｈａｒｍｏｎｉｃ−Ｒｅｊｅｃｔｉｏｎ Ｍｉｘｅｒｓを参照されたい。

図７には、実際に基本波、３次高調波、５次高調波の３波を合成した波形を４５度ずつずらして１：√２：１の重み付けで足し合わせた結果を示しているが、上記文献に記述されているように、３次高調波並びに５次高調波が打ち消され、基本波成分のみが抽出されることが分かる。また、図８には、このデジタル正弦波を用いたＺｅｒｏ−ＩＦ構成送信機の出力スペクトルのイメージを示している。以上より、２６４ＭＨｚ信号にデジタル正弦波を用いることで、バンド・グループの帯域内に生成されるスプリアスを抑圧することができる。

ここで、受信時と送信時とでローカル信号を生成する周波数合成ブロックの構成が異なるので、ローカル信号生成方法の切り替え時間の要求がどの程度であるかを考慮する必要がある。ＭＢＯＡ（ＭｕｌｔｉＢａｎｄ ＯＦＤＭ Ａｌｌｉａｎｃｅ）のＰｈｙ仕様によれば、受信と送信との切り替え時間は、ＳＩＦＳ（Ｓｈｏｒｔ Ｉｎｔｅｒｆｒａｍｅ ｓｐａｃｉｎｇ）のときで１０マイクロ秒（すなわち３２シンボル）、ＭＩＦＳ（Ｍｉｎｉｍｕｍ Ｉｎｔｅｒｆｒａｍｅ ｓｐａｃｉｎｇ）のときで１．８７５マイクロ秒（６シンボル）と規定されている。一方、ＭＢ−ＯＦＤＭではシンボル毎にＦＨするのでＢＳＴ（Ｂａｎｄ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｓｗｉｔｃｈ Ｔｉｍｅ）というものが規定されている。この値は９．４７ナノ秒と非常に短い時間を要求されているため、ＭＩＦＳの１．８７５マイクロ秒でローカル信号生成方法を切り替えることは十分可能である。（なお、各通信局に送信権を獲得する優劣を付ける１つの方法として、パケット送信を開始するまでのフレーム間隔（ＩＦＳ）をＳＩＦＳ（Ｓｈｏｒｔ ＩＦＳ）やＭＩＦＳ（Ｍｉｎｉｍｕｍ ＩＦＳ）など複数通り設けているが、この点自体は本発明の要旨に直接関連しないので、ここではこれ以上説明しない。）

以上説明してきたように、本発明に係るＵＷＢ無線システムを用いた送受信機の構成を備えることにより、総務省が必須の機能としているＤＡＡを実現することが可能となる。

以上、特定の実施形態を参照しながら、本発明について詳解してきた。しかしながら、本発明の要旨を逸脱しない範囲で当業者が該実施形態の修正や代用を成し得ることは自明である。

本明細書では、周波数ホッピングを行ないながらＯＦＤＭ＿ＵＷＢ通信を行なうＭＢ−ＯＦＤＭ通信方式に本発明を適用した実施形態を中心に説明してきたが、本発明の要旨はこれに限定されるものではない。例えば、周波数ホッピングを行なわない単バンドのみを使用する通信システムや、ＵＷＢ以外のＯＦＤＭ通信システムに本発明を適用することができる。また、受信機側ではバンド間隔の半分以上のＩＦ周波数を設定することで、不感帯を使用帯域以外に配置して、ＤＡＡのうちディテクションを実現することができる。

要するに、例示という形態で本発明を開示してきたのであり、本明細書の記載内容を限定的に解釈するべきではない。本発明の要旨を判断するためには、特許請求の範囲を参酌すべきである。

図１は、本発明の一実施形態に係るＭＢ−ＯＦＤＭ送受信機の構成を示した図である。 図２は、図１１に示したグループＡについて、受信機側でＬｏｗ−ＩＦ方式を採用したときの他システムの信号を検出可能な帯域並びに信号検出が不可能となる帯域を示した図である。 図３は、ＵＷＢ送信機側においてノイズ・フロア・レベルを抑制すべき帯域を示した図である。 図４は、Ｌｏｗ−ＩＦ方式を採用する受信機側における周波数ホッピングのための周波数合成ブロックを示した図である。 図５は、図４に示した周波数合成ブロックにおける５２８ＭＨｚの高調波に起因するスプリアスを示した図である。 図６は、Ｚｅｒｏ−ＩＦ方式で用いられる周波数ホッピングのための周波数合成ブロック（但し、グループＡの３バンド・モードとする）の構成例を示した図である。 図７は、Ｌｏｗ−ＩＦ信号にデジタル正弦波を用いた場合に、基本波、３次高調波、５次高調波の３波を合成した波形を４５度ずつずらして１：√２：１の重み付けで足し合わせた結果を示した図である。 図８は、デジタル正弦波を用いたＺｅｒｏ−ＩＦ構成送信機の出力スペクトルのイメージを示した図である。 図９は、サブバンド・アボイダンス時の通信動作を模式的に示した図である。 図１０は、サブキャリア・アボイダンス時の通信動作を模式的に示した図である。 図１１は、ＭＢ−ＯＦＤＭ通信システムにおいて規定されている周波数割り当て例を示した図である 図１２は、ＭＢ−ＯＦＤＭ方式において、時間軸のＯＦＤＭシンボルに対して周波数ホッピングしながらデータ伝送を行なう様子を示した図である。 図１３は、ＯＦＤＭシンボル中の狭帯域信号が検出された周波数帯域にノッチを入れた様子を示した図である。 図１４は、ＭＢ−ＯＦＤＭシステムに用いられる受信機の構成例を示した図である。 図１５は、Ｚｅｒｏ−ＩＦ方式の受信機においてローカル信号の自己ミキシングが生じる様子を示した図である。 図１６は、自己ミキシングによって生じるＤＣオフセットを説明するための図である。 図１７は、自己ミキシングによりベースバンド希望は信号に対して干渉を起こす様子を示した図である。 図１８は、ＤＣオフセット除去のためにミキサ出力の各段の間にキャパシタを直列に挿入した回路構成例を示した図である。 図１９は、ＭＯＤ出力において漏洩キャリアが発生する作用を説明するための図である。 図２０は、ＭＯＤ出力において漏洩キャリアが発生する作用を説明するための図である。 図２１は、Ｌｏｗ−ＩＦ構成の送信機においては、直交変調の際のＩＱの不均衡によりイメージ・スプリアスが発生する様子を示した図である。

Claims (17)

1. ＯＦＤＭ（Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ：直交周波数分割多重）通信方式の無線通信装置であって、
   ＲＦ信号を送受信するアンテナと、
   ＲＦ信号の中心周波数に所定の低中間周波数を加算したローカル信号を用いるＬｏｗ−ＩＦ方式により受信ＲＦ信号をベースバンド信号に周波数変換する受信側周波数変換部と、
   受信ベースバンド信号をデジタル信号に変換するＡＤ変換部と、
   デジタル変換後の受信信号をＯＦＤＭ復調して周波数領域の複数のサブキャリアを取得するＯＦＤＭ復調部と、
   各サブキャリアからデータを再現するデータ再現部と、
   上位レイヤから送信要求されているデータを複数のサブキャリアに割り当てて送信データを生成する送信データ生成部と、
   周波数領域のサブキャリアをＯＦＤＭ変調するＯＦＤＭ変調部と、
   デジタルＯＦＤＭ信号を、信号対雑音比が所定値以下となる分解能にてアナログ信号に変換するＤＡ変換部と、
   ＲＦ信号と同一周波数からなるローカル信号を用いるＺｅｒｏ−ＩＦ方式によりアナログ送信ベースバンド信号を送信ＲＦ信号に変換する送信側周波数変換部と、
   を具備することを特徴とする無線通信装置。
2. 広帯域を使用するＵＷＢ通信を行なう、
   ことを特徴とする請求項１に記載の無線通信装置。
3. 使用周波数帯域を分割した複数のサブバンド間でＯＦＤＭシンボル毎に周波数ホッピングするマルチバンド通信を行なう、
   ことを特徴とする請求項１に記載の無線通信装置。
4. 前記受信側周波数変換部は、各サブバンドのバンド幅の半分に相当する値を前記低中間周波数に用いる、
   ことを特徴とする請求項３に記載の無線通信装置。
5. 前記ＯＦＤＭ復調部によるＯＦＤＭ復調後の信号検出に基づいて他の通信システムとの干渉を検出する干渉検出部と、
   他の通信システムの信号が検出された周波数帯域における干渉を回避する干渉回避部と、
   をさらに備えることを特徴とする請求項３に記載の無線通信装置。
6. 前記干渉回避部は、受信側のローカル信号近傍以外で他のシステムとの干渉を検出したときには、該当するサブキャリア又はサブバンドの使用を回避する、
   をさらに備えることを特徴とする請求項５に記載の無線通信装置。
7. 前記干渉回避部は、受信側のローカル信号近傍で他のシステムとの干渉を検出したときには、該当するサブバンドの使用を回避する、
   をさらに備えることを特徴とする請求項５に記載の無線通信装置。
8. 発振器から出力される単一周波数に分周を繰り返し、各分周出力をミキシングしてサブバンド毎のローカル信号を生成するマルチバンド生成部をさらに備え、
   前記マルチバンド生成部は、送信時のローカル信号の生成時において、サブバンドのバンド幅の半分の値からなる周波数信号としてデジタル正弦波を用いる、
   ことを特徴とする請求項３に記載の無線通信装置。
9. 使用周波数帯域を分割した複数のサブバンドを用いてＯＦＤＭシンボル毎に周波数ホッピングするマルチバンド通信を行なうマルチバンドＯＦＤＭ方式の無線通信装置であって、
   サブバンド間の境界近傍に不感帯を設定して受信動作を行なう受信部と、
   前記不感帯におけるノイズフロアを所定レベル以下に抑制して送信動作を行なう送信部と、
   を具備することを特徴とする無線通信装置。
10. 前記受信部は、ＲＦ信号の中心周波数に対し各サブバンドのバンド幅の半分の値からなる低中間周波数を加算したローカル信号を用いて周波数変換するＬｏｗ−ＩＦ方式により構成される、
    ことを特徴とする請求項９に記載の無線通信装置。
11. 前記送信部は、ＲＦ信号と同一周波数からなるローカル信号を用いて周波数変換するＺｅｒｏ−ＩＦ方式により構成され、且つ、信号対雑音比が所定値以下となる分解能にてデジタル送信信号をアナログ信号に変換する、
    ことを特徴とする請求項９に記載の無線通信装置。
12. 広帯域を使用するＵＷＢ通信を行なう、
    ことを特徴とする請求項９に記載の無線通信装置。
13. 前記受信部において、ＯＦＤＭ復調後の信号検出に基づいて他の通信システムとの干渉を検出する干渉検出部と、
    前記送信部において、他の通信システムの信号が検出された周波数帯域における干渉を回避しながら送信動作を行なわせる干渉回避部と、
    をさらに備えることを特徴とする請求項９に記載の無線通信装置。
14. 前記干渉回避部は、受信側のローカル信号近傍以外で他のシステムとの干渉を検出したときには、該当するサブキャリア又はサブバンドの使用を回避する、
    をさらに備えることを特徴とする請求項９に記載の無線通信装置。
15. 前記干渉回避部は、受信側のローカル信号近傍で他のシステムとの干渉を検出したときには、該当するサブバンドの使用を回避する、
    をさらに備えることを特徴とする請求項９に記載の無線通信装置。
16. 発振器から出力される単一周波数に分周を繰り返し、各分周出力をミキシングしてサブバンド毎のローカル信号を生成するマルチバンド生成部をさらに備え、
    前記マルチバンド生成部は、送信時のローカル信号の生成時において、サブバンドのバンド幅の半分の値からなる周波数信号としてデジタル正弦波を用いる、
    ことを特徴とする請求項９に記載の無線通信装置。
17. アンテナ端の前段において、サブバンドの周波数帯域以外を制限するバンドパス・フィルタを備える、
    ことを特徴とする請求項１又は９のいずれかに記載の無線通信装置。