JPH1070482A - 受信機 - Google Patents

受信機

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JPH1070482A
JPH1070482A JP9064507A JP6450797A JPH1070482A JP H1070482 A JPH1070482 A JP H1070482A JP 9064507 A JP9064507 A JP 9064507A JP 6450797 A JP6450797 A JP 6450797A JP H1070482 A JPH1070482 A JP H1070482A
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Abstract

(57)【要約】 【課題】 ステージ間を交流結合し、受信機の入力バン
ド内に存在する強力な直接検波された振幅変調妨害信号
の影響を除くこと。 【解決手段】 ステージ間を交流結合でき、受信機の入
力バンド内に存在する強力な直接検波された振幅変調妨
害信号の影響を除くことができるように、直接検波され
た妨害波（ＦAMP ）の周波数よりも高い中間周波数（Ｆ
if）を発生させる局部発振信号を使用して入力信号の周
波数をダウンコンバートするような集積受信機である。
周波数ダウンコンバータ（１４、１６、１８、２０）の
出力はフィルタ手段に結合される。このフィルタ手段の
出力はイコライザ（５２）に印加される。フィルタ手段
は周波数応答が交流結合用コンデンサ（５４、５６）に
よってひずまされるような多相フィルタ（５０）を含む
ことができる。フィルタ手段の出力をイコライザ（５
２）に印加することにより、フィルタ応答において交流
結合用コンデンサ（５４、５６）によって生じたほぼす
べてのひずみが除かれ、変調信号の検波および回復がで
きるような許容可能な信号を発生できる。

Description

【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、セルラー電話およ
びコードレス電話、ページングにおける特定の用途（こ
れらのみに限定されるものではない）および周波数アナ
ライザのような集積化受信機を必要とするその他の用途
を有する、集積化受信機に関する。
【０００２】
【従来技術】集積化受信機のための代表的なアーキテク
チャとしては、ゼロＩＦ（ＺＩＦ）アーキテクチャがあ
り、このアーキテクチャでは受信した信号を２つの信号
路に分割し、それぞれのミキサーに加え、ミキサーには
受信した信号をＺＩＦに周波数をダウンコンバートする
ような値の周波数を有する局部発振器の信号が印加され
ている。それぞれのミキサーに印加される局部発振器の
信号は約９０度だけ相対的に位相がずれている。ミキサ
ーのうちの一方からの信号路は合相すなわちＩチャンネ
ルと称され、他方のミキサーは直角すなわちＱチャンネ
ルと称される。ＩチャンネルとＱチャンネルの混合積は
ローパスフィルタを通過され、それらの差成分を発生
し、これら差成分はその後復調される。
【０００３】ＺＩＦ受信機における周知の問題は、種々
のステージが直結されていること、および必要とする混
合積の一部が直流であるかまたはそれに近くなっている
ことにも起因して直流オフセットが生じる問題がある。
種々のステージ内で直流オフセットが生じると、受信機
の回路の感度が極度に低下し、これによりこれらステー
ジの直結が禁止されることとなる。この直結オフセット
の作用を解消する技術として、連続するステージの間に
交流結合回路またはそれより複雑な直流ブロック回路を
設ける技術がある。これにより、必ず必要とする混合積
のいくつらかが損失することとなる。当技術分野では、
この技術はノッチと称され、ＺＩＦにおいて、またはそ
の周辺において、周波数応答にノッチを生じさせる技術
である。このノッチの幅は、一般に交流結合回路で使用
される容量値に応じて決まる。従って、ノッチの幅を最
小にするには高い値の容量が使用される。しかしなが
ら、容量の値が大きくなればなるほど、交流結合の時定
数が長くなり、これにより振幅変調された、またはパル
ス状の妨害信号によって生じる直流オフセットの変化か
ら受信機が回復できる速度が制限される。より小さい値
の容量を使用することにより交流結合の時定数を短くで
きるが、これによってノッチの幅が広くなり、所望する
信号の多くが除去されることとなる。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】米国特許明細書第4,94
4,025 号は、交流結合および自動利得制御を行うダイレ
クトコンバージョンタイプのＦＭ受信機を開示してい
る。この受信機は無線周波数の信号を受信し、受信した
信号を周波数をダウンコンバートし、信号をフィルタに
通し、その後、この信号の周波数をアップコンバート
し、次に復調する。周波数ダウンコンバート、フィルタ
リングおよびアップコンバージョンは位相が直角関係に
あるミキサーを使用して行われ、これらミキサーのそれ
ぞれの出力は増幅器、ローパスフィルタおよびミキサー
に次々に交流結合される。直流結合に起因する周波数ス
ペクトル内のノッチの問題を解消するため、周波数ダウ
ンコンバートミキサーに直角位相で供給される局部発振
器の周波数は、ノッチの幅と変調された信号のベースバ
ンド幅との合計に等しい値だけ、受信された信号の公称
搬送波周波数からオフセットされている。数値の例を挙
げれば、このオフセット量はチャンネルの間隔の約４分
の１に対応する。ローパスフィルタのバンド幅は必要と
する信号のバンドを通過するが、隣接チャンネル上の信
号をブロックするような値となっている。米国特許第4,
944,025 号に開示された発明は、交流結合によって生じ
たノッチに起因する問題を緩和しようとするものである
が、交流結合用コンデンサの選択に制約がある。この理
由は、ノッチの大きさに応じて決まるオフセット周波数
が高くなるにつれ、隣接チャンネルの信号の周波数が所
望する信号の周波数に接近し、簡単なフィルタリングで
このような信号を分離することがより困難となるので、
交流結合を過度に疎に緩和すればイメージ信号の除去が
不適当となるからである。
【０００５】ダイレクトコンバージョンタイプの受信機
で発生し、米国特許第4,944,025 号では検討されていな
い別の問題として、無線信号バンド幅内で強力な振幅変
調信号が存在することが挙げられる。この信号は直接検
波され、ＺＩＦバンドに生じるので、フィルタリングで
は除去できない。
【０００６】従って、本発明の課題は、集積ダイレクト
コンバージョン受信機における交流結合の制限を緩和で
きるようにすることにある。
【０００７】
【課題を解決するための手段】本発明によれば、直流か
らオフセットされた周波数で位相が直角関係にあるＩＦ
信号を発生するために受信した信号の周波数をダウンコ
ンバートするための手段と、前記位相が直角関係あるＩ
Ｆ信号における直流オフセットをブロックするための手
段と、所望するＩＦ信号を回復するための手段と、前記
所望するＩＦ信号を等化させ前記ＩＦ信号内に存在する
変調信号を検出するための手段とを備えた受信機が提供
される。
【０００８】本発明は信号が送信機から離れた点からイ
コライザに入るまでの信号路内で生じるひずみのすべて
を信号イコライザで解消するとの認識に基づくものであ
る。従って、低い値のコンデンサを使用し、よって変調
信号をほぼひずんでいない状態で回復しながら振幅また
はパルス状の妨害波によって生じた直流オフセットの変
化からの受信機の回復に対する交流結合時定数の影響を
少なくすることにより、ノッチの幅を広くすることがで
きる。
【０００９】この受信機はフェージング受信機または多
相受信機のような種々のアーキテクチャを有することが
できる。周波数オフセット量は既知の妨害信号を所望信
号のバンド幅の一方のエッジまたはバンド幅からはずれ
た位置に位置させるように選択できる。
【００１０】本発明の一実施例では、所望するＩＦ信号
を回復するための手段は、多相フィルタ手段を含み、こ
の多相フィルタ手段はジャイレータフィルタ手段または
トランスコンダクタ積分フィルタ手段として構成でき、
複素入力信号に応答して複素出力信号を発生でき、所望
する信号のイメージ信号を有効にフィルタで除去でき
る。
【００１１】
【発明の実施の形態】次に、添付図面を参照して実施の
形態により本発明について説明する。
【００１２】説明の便宜上、ＧＳＭデジタルセルラー電
話システムを参照して、以下本発明について説明する。
図１に示されたゼロＩＦ（ゼロ中間周波数）受信機は、
当該周波数バンドを選択する無線周波数バンドパスフィ
ルタ１２に結合されたアンテナ１０を含む。このバンド
パスフィルタ１２からの出力信号は２つの信号路Ｉ、Ｑ
に分割される。この信号路の各々はミキサー（混合器）
１４、１６を有する。これらミキサー１４、１６の第１
入力はバンドパスフィルタ１２の出力に結合されてお
り、これらミキサー１４、１６の第２入力には発振器１
８からの局部発振信号が加えられている。ミキサー１４
に供給された局部発振信号は、９０度位相シフター２０
によってミキサー１４へ加えられる信号に対して約９０
度だけ位相がずれされている。それぞれのローパスフィ
ルタ２２、２４には混合積信号が印加され、これらフィ
ルタの出力は復調器２６へ供給され、この復調器はター
ミナル２８上の出力として所望する信号を出力する。
【００１３】このタイプの受信機の作動は周知である。
局部発振器の周波数はアンテナ１０で受信された信号の
公称搬送波周波数にほぼ対応しており、これにより入力
信号の周波数はほぼＺＩＦまでダウンコンバートされ
る。
【００１４】本明細書の冒頭に記載のように、図１に示
された基本受信機の問題の１つとして直流オフセットの
問題がある。ミキサー１４、１６とそれぞれのローパス
フィルタ２２、２４との間で交流結合を行うと、ノッチ
が生じる。既に説明したように、コンデンサによってこ
の交流結合を行う場合において、高い値のコンデンサを
使用すると、ノッチの幅を狭くできるが、この場合、受
信機の回路の応答が低速となり、高い値のコンデンサを
集積化することが困難となるという欠点がある。低い値
のコンデンサを使用するという別の方法は、コンデンサ
を集積化でき、回路のスピードが高速となるという利点
が得られるが、ノッチが比較的広くなる。
【００１５】所望する信号のバンド幅が強力な振幅変調
信号を含む妨害源に比較的近い場合、このタイプの受信
機には別の問題が生じる。このことは図２Ａに示されて
おり、この図はバンドパスフィルタ１２の無線バンド幅
ＲＦＢＷを破線で示している。バンド幅ＲＦＢＷ内には
公称搬送波周波数ＦW を中心に対称的に配置された周波
数変調信号である所望する信号と、公称搬送波周波数Ｆ
H およびＦL をそれぞれ中心とする上下の隣接チャンネ
ルと、搬送波ＦU および側波帯ＦAMP を含む強力な振幅
変調された信号が存在する。図２ＢはＦW にて、または
この周辺の局部発振周波数を使用してミキサー１４、１
６内で行われた周波数のダウンコンバージョンの結果を
示し、ＦW 以下の信号成分はゼロ周波数を中心に折りた
たまれるので、所望する信号の高い方の周波数の半分と
低い周波数の半分が互いに重なり合い、高い方のチャン
ネルＦH と低いほうのチャンネルＦL とが互いに重な
り、ダイレクト検波の結果として所望する信号のバンド
幅内に不要信号の振幅変調成分ＦAMP が存在することと
なる。この不要信号ＦAMP は所望信号のバンド幅内に存
在するので、所望する信号に影響を与えることなくチャ
ンネルフィルタリングによって除去することはできな
い。
【００１６】この問題を解消する１つの方法として、Ｚ
ＩＦから所望するＩＦバンドを離間させ、このＩＦバン
ドをダイレクト検波された妨害波ＦAMP のＩＦバンドよ
りも高くすることが挙げられる。このようにすると、ハ
イパスフィルタを使用して不要信号から所望する信号を
分離できる。しかしながら、ハイパスフィルタは交流結
合を行うための低い値のコンデンサを使用することに等
しいので、これによりノッチの幅が広くなり、これによ
り不要なイメージ応答が生じ、これを抑制する必要が生
じることとなる。
【００１７】このイメージ抑制を行う２つの可能な方法
として、フェージング受信機または多相受信機を使用す
ることが挙げられる。図３は、不要妨害波ＦAMP よりも
高く、これと異なる中間周波数を生じさせるように局部
発振信号を選択したフェージング受信機を示す。この中
間周波数は、例えばチャンネル間隔の半分の値を有する
ので、受信機を集積受信機として製造できる。
【００１８】このフェージング受信機はバンドパスフィ
ルタ１２に接続されたアンテナ１０を含み、このフィル
タの出力は周波数ダウンコンバート用ミキサー１４、１
６の第１入力に接続されている。局部発振器１８の周波
数は所望する信号の公称搬送波の周波数からずれた周波
数（ＦW ＋Ｆif）となっており、この発振機の出力は直
接ミキサー１６の第２入力へ供給され、９０度位相シフ
ター２０によってミキサー１４の第２入力へ供給され
る。ミキサー１４、１６の出力にはそれぞれハイパスフ
ィルタ２３、２５が結合されている。これらハイパスフ
ィルタ２３、２５の出力には位相シフトデバイス３０、
３２が接続されている。位相シフター３０、３２の間の
相対的な位相のずれは約９０度であるが、導入される実
際の位相のずれは任意とすることができる。これら位相
シフタ３０、３２の出力は加算（または差分）ステージ
３４のそれぞれの入力へ印加され、所望する信号を回復
し、所望する信号はバンドパスフィルタ３６へ印加され
る。
【００１９】上記のように、ハイパスフィルタ２３、２
５を使用することにより比較的広いノッチＮＯが生じ、
このノッチは図７Ｂに示されるように所望する周波数バ
ンドの低いほうの周波数端をひずませる。このような送
信機とアンテナ１０との間の信号チャンネルにおける他
のひずみとともに、ハイパスフィルタによって生じたひ
ずみを解消するために、ステージ３４の出力にはイコラ
イザ５２が結合されている。このイコライザ５２はビタ
ビタイプのイコライザまたは判別フィードバックイコラ
イザのような適当なイコライザとすることができる。こ
のイコライザ５２のフィルタ係数はトレーニング信号と
して使用するのに適した信号を使用してトレーニングす
る。ＧＳＭの場合、この信号は受信機トレーニングシー
ケンスを含む。
【００２０】フェージング受信機を効果的にするには充
分なイメージ抑制を行う必要がある。これによりミキサ
ー１４、１６を同一とし、位相シフター２０によって生
じる位相のずれおよび位相シフター３０と３２との間の
相対的な位相のずれを９０度とし、最後にステージ３４
で完全な加算または減算を行う必要がある。集積回路を
用いてもこのことは保証できない。現実には信号は数学
的な複素数の性質を有するが、図３に示された回路は信
号があたかも２つの別個の実数信号であるかのように、
これら信号の実数部および虚数部を処理する。複素信号
をより効果的に処理できるようにするために、フィルタ
２３、２５、位相シフター３０、３２および加算ステー
ジ３４を多相フィルタと置換することができる。
【００２１】多相フィルタはそれ自体公知であり、図４
は、例えば英国特許第1,174,710 号の図３に開示されて
いる公知の対称的多相フィルタを示す。図示された多相
フィルタは４位相ネットワークセクションを含み、各位
相ネットワークは入力ターミナルと、これに関連する位
相の出力ターミナルとの間に接続された抵抗器Ｒを含
む。コンデンサＣは各位相ネットワークの入力を、隣接
する前方位相ネットワークの出力に結合するようになっ
ている。図示されるように、入力電圧Ｖ1 、ｊＶ1 、−
Ｖ1 、−ｊＶ1 および電流Ｉ1 、ｊＩ1 、−Ｉ1 、−ｊ
Ｉ1 は出力電圧Ｖ2 、ｊＶ2 、−Ｖ2 、−ｊＶ2 および
電流Ｉ2 、ｊＩ2 、−Ｉ2 、−ｊＩ2 と同じように、複
素数の性質を有する。
【００２２】図５は、ジャイレータを使用して製造され
た別の公知の対称的多相フィルタ５０を示す。このタイ
プの多相フィルタはＪ・Ｏ・フォアマンによる博士論文
「電子システムにおけるモノリシック回路としてのジャ
イレータ」（オランダ、ニーメゲンのカソリックユニバ
ーシティ、１９７７年６月１６日、９１〜１０３ペー
ジ）に開示されている。ここに示された多相フィルタは
ジャイレータを使用して実現された３次のＬＣチャンネ
ルフィルタ４０、４２を含み、このフィルタのステージ
の各々はジャイレータ４４、４６および４８によってク
ロスリンクされている。フィルタ４０はＩ信号路に設
け、フィルタ４２はＱ信号路に設けることができる。Ｌ
ＣフィルタはコンデンサＣ１０、Ｃ１２とキャパシタン
スＣ１１およびジャイレータＧ１０およびＧ１２によっ
てシミュレートされたインダクタンスを含む。フィルタ
４２は同じ構造であるので説明しない。
【００２３】図６は、図３に示された受信機と同じフロ
ントエンドを有する集積化多相受信機を示すが、簡潔に
するためにこれについては再度説明しない。ミキサー１
４、１６の出力はそれぞれのコンデンサ５４、５６によ
って多相フィルタ５０の入力結合されており、発生した
ひずみを軽減または解消し、所望する信号を回復させる
よう、多相フィルタ５０からの出力はイコライザおよび
検波器５２に結合されている。
【００２４】図６ではＦifは多相フィルタ５０を通過す
るが、−Ｆifはフェージング受信機の場合よりもより効
果的にブロックされる。Ｆifの値はチャンネル間隔の半
分に選択されているので、チャンネル間隔は２００ｋＨ
ｚとなっているＧＳＭの場合では、Ｆifは１００ｋＨｚ
である。
【００２５】図７Ａは、ミキサー１４、１６の各々の出
力を略図で示す。直接検波されたＡＭ妨害波ＦAMP はＦ
ifを中心としてほぼ対称的な所望する信号のバンドの低
いほうの周波数端にあるか、またはこれに隣接する。チ
ャンネル間隔の半分にこのＦifを選択する場合、公称搬
送波周波数ＦH およびＦL を中心とする高低隣接チャン
ネルも示されている。Ｓは多相フィルタによるイメージ
抑制度を示す。
【００２６】図７Ｂは所望する信号のバンドの半分だけ
低い周波数をひずませ、ほぼＦAMPを除去するような充
分な幅のノッチＮＯを生じさせる小さい値のキャパシタ
ンスを使用した交流結合の効果（曲線ＡＣ）を示す。コ
ンデンサ５４、５６の値が低くなればなるほど、生じる
ノッチＮＯが広くなり、これにより所望する信号バンド
のひずみがより大きくなる。イコライザ５２を多相フィ
ルタ５０の出力に結合すると、交流結合用コンデンサ５
４、５６によって生じるひずみの効果を実質的に解消で
きる。この理由は、イコライザ５２がひずみ源のすべて
のみならず送信アンテナと受信アンテナとの間の信号チ
ャンネルに起因して生じるひずみに関して受信した信号
を等化させようとするからである。従って、イコライザ
５２からの出力は実質的にひずんでいない妨害波のない
信号を含む。ＧＳＭの場合、基地局から送信された信号
はトレーニングシーケンスを含み、このトレーニングシ
ーケンスは交流結合用コンデンサ５４、５６によって生
じたひずみと共に、送信アンテナと受信アンテナとの間
のマルチパス効果に応答してイコライザの係数をトレー
ニングするのに使用できる。イコライザ５２はビタビタ
イプのイコライザまたは判別フィードバックイコライザ
のような適当なイコライザを含むことができる。
【００２７】図８は、３次のトランスコンダクタ積分フ
ィルタ手段として構成した多相フィルタ手段を示す。合
相Ｉセクションおよび位相直角Ｑセクションはトランス
コンダクタの一部への入力信号の極性を別にすれば、ほ
ぼ同一である。
【００２８】説明の便宜上、合相Ｉセクションについて
詳細に説明し、位相直角Ｑセクションの対応する部品を
示すのに「’」を付けた参照番号を使用する。トランス
コンダクタ６２（６２’）の非反転入力６０（６０’）
には入力信号ＩIN（ＱIN）が印加される。このトランス
コンダクタ６２の反転入力６４には積分器６８の出力６
６からフィードバックされた信号が加えられる。トラン
スコンダクタ６２の出力７０はトランスコンダクタ７
４、７８のそれぞれの出力７２、７６と共にノード８０
で加算され、加算信号は積分器６８の入力８２に印加さ
れる。図８では、積分器の各々はシャントコンデンサＳ
Ｃを備えたオペアンプＡを含む。
【００２９】積分器６８の出力６６はトランスコンダク
タ７８’および８４の非反転入力およびトランスコンダ
クタ６２の反転入力６４に結合されている。トランスコ
ンダクタ７８’の反転入力はアースに接続されている。
積分器６８’の出力６６’はトランスコンダクタ６４’
および７８の反転入力およびトランスコンダクタ８４’
の非反転入力に結合されている。トランスコンダクタ７
８の非反転入力はアースに接続されている。
【００３０】トランスコンダクタ８４の出力は別のトラ
ンスコンダクタ８８の出力が接続された加算ノード８６
に結合されている。加算ノード８６は積分器９０に結合
され、積分器の出力はトランスコンダクタ７４の反転入
力およびトランスコンダクタ８８’および９２の非反転
入力に結合されている。積分器９０’の出力はトランス
コンダクタ７４’および８８の反転入力およびトランス
コンダクタ９２’の非反転入力に結合されている。トラ
ンスコンダクタ７４、７４’の非反転入力はトランスコ
ンダクタ８８の非反転入力およびトランスコンダクタ８
８’の反転入力と同じようにアースに接続されている。
【００３１】トランスコンダクタ９２、９４の出力はノ
ード９６に結合され、このノード９６は積分器９８の入
力に結合されている。積分器９８の出力はトランスコン
ダクタ８４および９２の非反転入力およびトランスコン
ダクタ９４’の非反転入力に結合されている。積分器９
８’の出力はトランスコンダクタ８４’、９２’および
９４の反転入力に結合されている。トランスコンダクタ
９４の非反転入力およびトランスコンダクタ９４’の反
転入力はアースに接続されている。出力ＩOUTおよびＯ
OUT もそれぞれ積分器９８、９８’の出力から得られ
る。
【００３２】所望する場合、トランスコンダクタ積分器
形フィルタは、スイッチ式コンデンサ内に均等物として
電流スイッチ式の関連するデジタル装置を有することが
できる。
【００３３】当業者が本明細書を読めば、上記以外の変
形例が明らかとなろう。かかる変形例は集積受信機およ
びその部品の設計、製造および用途において既に公知と
なっており、本明細書に記載した特徴事項の替わりに、
またその特徴事項に加えて使用できる別の特徴事項を実
行できる。本願では特徴事項の特定の組み合わせにに関
する特許請求の範囲を記載したが、本願の開示範囲は特
許請求の範囲に現時点で請求したものと同じ発明に関連
するか否かとは無関係に、また本発明が解決するものと
同じ技術的課題のうちのいくつかまたはすべてを緩和す
る否かとは無関係に、新規な特徴事項、または明示的ま
たは暗示的に本明細書に開示した特徴事項の新規な組み
合わせ、またはそれらの一般化された特徴事項を含むも
のである。よって、本願出願人は本願の手続きにおい
て、または本願から派生する別の出願の手続きにおい
て、かかる特徴事項および／またはかかる特徴事項の組
み合わせに関しても特許請求の範囲をあらたに記載でき
ることについて警告するものである。
【図面の簡単な説明】
【図１】基本的ダイレクトコンバージョンタイプのＺＩ
Ｆ受信機のブロック略図。
【図２】アンテナで受信された信号及びミキサーの出力
における信号を示す図。
【図３】本発明に従って製造された集積受信機の一実施
例のブロック略図。
【図４】公知の対称的多相フィルタを示す構成図。
【図５】ジャイレータを使用して製造された別の公知の
対称的多相フィルタを示す構成図。
【図６】本発明に従って製造された集積受信機の別の実
施例のブロック略図。
【図７】図６に示された回路の動作を説明する波形図。
【図８】トランスコンダクタ積分器フィルタのブロック
略図。
【符号の説明】
１０ アンテナ １２ バンドパスフィルタ １４、１６ ミキサー １８ 発振器 ２０ フェーズシフター ２３、２５ ハイパスフィルタ ３０、３２ フェーズシフター ３４ 加算ステージ ３６ バンドパスフィルタ

Claims (8)

    【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】直流からオフセットされた周波数で位相が
    直角関係にあるＩＦ信号を発生するために受信した信号
    の周波数をダウンコンバートするための手段と、前記位
    相が直角関係あるＩＦ信号における直流オフセットをブ
    ロックするための手段と、所望するＩＦ信号を回復する
    ための手段と、前記所望するＩＦ信号を等化させ前記Ｉ
    Ｆ信号内に存在する変調信号を検出するための手段とを
    備えた受信機。
  2. 【請求項２】前記受信機がフェージング受信機であるこ
    とを特徴とする請求項１記載の受信機。
  3. 【請求項３】前記受信機が多相受信機であることを特徴
    とする請求項１記載の受信機。
  4. 【請求項４】前記所望するＩＦ信号を回復するための手
    段が多相フィルタ手段を含み、前記直流ブロック手段が
    周波数ダウンコンバート手段の出力を多相フィルタ手段
    に結合する交流結合手段を含むことを特徴とする請求項
    ３記載の受信機。
  5. 【請求項５】前記多相フィルタ手段がジャイレータフィ
    ルタ手段を含むことを特徴とする請求項４記載の受信
    機。
  6. 【請求項６】前記多相フィルタ手段がトランスコンダク
    タ積分フィルタ手段を含むことを特徴とする請求項４記
    載の受信機。
  7. 【請求項７】前記等化手段がビタビ等化手段を含むこと
    を特徴とする請求項１乃至６のいずかに記載の受信機。
  8. 【請求項８】局部発振周波数源が前記受信した信号の周
    波数をダウンコンバートするための手段に結合され、前
    記局部周波数源が所望する受信信号をチャンネル分離周
    波数のほぼ半分のＩＦ信号へダウンコンバートする値を
    有する局部発振周波数を発生するようにチューニング可
    能であることを特徴とする請求項１乃至７のいずかに記
    載の受信機。
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