KR100466471B1 - 집적수신기 - Google Patents

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폴 안소니 무어
마이클 에드윈 버나드
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코닌클리케 필립스 일렉트로닉스 엔.브이.
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Abstract

집적 수신기(integrated receiver)에 있어서, 스테이지(stage)들 간의 ac 연결을 가능하게 하고 수신기의 입력 대역 내에 있는 직접 검출된 강한 진폭 변조 간섭 신호들의 영향을 제거하기 위하여, 입력 신호는 직접 검출된 간섭자(interferer) (FAMP)의 주파수 위에 놓이는 중간 주파수(Fif)를 제공하는 국부 발진기 신호를 이용하여 주파수 다운 변환된다. 주파수 다운 변환 장치(14, 16, 18, 20)들로부터의 출력은 필터링 수단에 ac 연결되고 그 출력은 이퀄라이저(52)에 인가된다. 상기 필터링 수단은 다상(polyphase) 필터(50)를 포함하고, 그 주파수 응답은 ac 연결 캐패시터(54, 56)에 의해 왜곡된다. 필터링 수단의 출력을 이퀄라이저(52)에 인가시킴으로써 필터 응답에 대해 ac 연결 캐패시터(54, 56)에 의해 유도된 거의 모든 왜곡이 제거되어 변조 신호의 검출 및 회복을 위한 수용가능한 신호를 제공하는 집적 수신기이다.

Description

집적 수신기
본 발명은 집적 수신기에 관한 것으로, 특히, 셀룰러 폰 및 무선 전화에 응용되지만 이에 한정되지 않으며, 주파수 분석 장치와 같이 집적 수신기들을 필요로 하는 기타 다른 응용 분야들에서 응용된다.
집적 수신기에 대한 통상적인 아키텍쳐는 제로 IF(ZIF) 아키텍쳐로서, 이 ZIF 아키텍쳐에서는 수신된 신호는 두 경로로 분리되어 각각의 믹서에 인가되고, 수신된 신호를 ZIF 로의 주파수 다운 변환하도록 하는 그러한 값의 주파수를 갖는 국부 발진기 신호가 믹서에 인가된다. 대략 90°의 관련 위상 전이(shift)가 각각의 믹서에 인가된 국부 발진기 신호들 사이에 존재한다. 믹서들중 하나의 믹서로부터의 신호 경로는 동위상 또는 I 채널로서 나타내어지고, 다른 믹서로부터의 신호 경로는 직각 위상(quadrature) 또는 Q 채널로서 나타내어진다. I 및 Q 채널에서의 믹싱 결과물은 이후에 복조되는 차분 성분들을 얻어내도록 저역 필터링된다.
ZIF 수신기가 안고 있는 널리 공지된 문제점들은 직렬로 연결되는 다수의 스테이지들과 또한 믹싱의 원했던 결과물들 중 일부가 dc 또는 그 근방에 있는 것으로 인해 발생되는 dc 오프셋이다. 다양한 스테이지들 내의 dc 오프셋 발생은 이들 스테이지들 간의 직렬 연결을 금하는 수신기 회로의 감도를 극도로 감소시키게 한다. dc 오프셋의 영향을 막는 기술은 ac 연결 회로나 연속 스테이지들 간에 더 복잡한 dc 차단 회로를 제공하는 것을 포함한다. 필연적으로 이것은 믹싱의 원했던 결과물중 일부를 손상시킬 수 있다. 기술 분야에서, 노치(notch)라고 불리는 것이 ZIF 에 대한 주파수 응답 또는 ZIF 주위의 주파수 응답에서 만들어진다. 노치의 폭은 대개 ac 연결 회로에서 이용된 캐패시턴스 값의 함수이다. 따라서, 노치의 폭을 최소화하기 위하여, 높은 값의 캐패시턴스가 이용된다. 그러나, 캐패시턴스의 값이 높으면 높을수록, 진폭 변조 또는 진폭 펄스 간섭 신호들에 의해 야기된 dc 오프셋의 변화로부터 수신기가 회복되는 속도에 제약을 가하는 ac 연결 상수는 더 길어진다. ac 연결 시간 상수는 보다 낮은 값의 캐패시턴스를 이용함으로써 감소될 수 있는 반면에, 이것은 노치의 폭이 더 커지게 하며 이로 인해 원했던 신호들이 더 많이 소거되게 된다.
미국 특허 명세서 제 4,944,025 호에는 ac 연결 및 자동 이득 제어를 포함하는 직접 변환 FM 수신기가 기재되어 있다. 상기 수신기는 무선 주파수로 신호를 수신하고, 그 수신된 신호를 주파수 다운 변환하고, 주파수 업 변환된 후, 복조되는 신호를 필터링 한다. 주파수 다운 변환, 필터링, 및 업 변환은 직각 위상 관련 믹서를 이용하여 행해지고, 각각의 그 출력은 증폭기, 저역 필터, 및 믹서에 연속하여 ac 연결되어 있다. ac 연결로 인한 주파수 스펙트럼에서 노치 문제를 해소하기 위하여, 주파수 다운 변환 믹서에 직각 위상으로 공급된 국부 발진 주파수가 변조된 신호의 베이스 대역폭과 노치의 폭과의 합계에 의해 수신된 신호의 공칭의 캐리어 주파수로부터 오프셋된다. 수로 나타낸 예에서 오프셋은 채널 간격의 대략 1/4에 해당된다. 저역 필터의 대역폭은 이를테면 원하는 신호의 대력은 통과시키지만 인접 채널의 차단 신호는 차단한다. 미국 특허 명세서 제 4,944,025 호에 기재되어 있는 발명은 ac 연결에 의해 생긴 노치로 인한 문제를 완화시켜 주는 몇몇 방법이 되지만, 그럼에도 불구하고, ac 연결 캐패시터의 값 선택에 제약이 있는데 그 이유는 상기 문제점이 너무 지나치게 완화되는 경우 부적절한 영상 거부가 일어나기 때문인데, 영상 거부가 일어난 이유는 오프셋 주파수가 노치 크기의 함수이고 인접 채널 신호들을 증가시킬 때 이 인접 채널 신호들은 주파수에 있어 원하는 신호들에 보다 가까워질 것이고 간단한 필터링에 의해 분리하기가 더 어려워질 것이기 때문이다.
직접 변환 수신기에서 발생되고 미국 특허 명세서 제 4944025 호에 의해 고려되지 않는 또다른 문제점은, rf 신호 대역폭에 존재하는 강한 진폭 변조 신호 시인데, 이 신호는 직접 검출되고 ZIF 대역에서 나타나며 필터링에 의해 제거될 수 없다.
본 발명의 목적은 집적된 직접 변환 수신기에서 ac 연결의 제약성을 완화시킬 수 있는데 있다.
본 발명에 따라, 수신된 신호를 주파수 다운 변환하여 dc 로부터 오프셋된 주파수에서 I와 Q 신호를 만들어 내는 수단과, 상기 I와 Q 신호를 필터링 하는 수단을 포함하는 무선 수신기에 있어서, 상기 필터링 수단은 상기 필터된 I와 Q 신호스펙트럼의 낮은 주파수 상에 상기 I와 Q 신호의 원하는 스펙트럼 부분을 포함하는 스탑밴드를 가지며, 상기 무선 수신기는 상기 I와 Q 신호를 이퀄라이징 하여 상기 필터링 수단에 의해 생기는, 원하는 스펙트럼 내의 어떠한 왜곡도 보상하는 이퀄라이징 수단을 포함하는 것을 특징으로 하는 수신기가 제공된다.
본 발명은 신호 이퀄라이저에 의해 신호가 이퀄라이저에 들어갈 때까지 신호가 송신기를 떠날 때의 지점으로부터 신호의 경로에서 발생하는 모든 왜곡이 해소되게 될 현실화에 기초를 두고 있다. 그러므로 낮은 값의 캐패시터를 이용하여, 거의 왜곡되지 않은 변조 신호를 회복하는 동안 진폭이나 펄스 간섭 신호들에 의해 야기된 dc 오프셋에서의 변화로부터 수신기의 회복에 대한 ac 연결 시간 상수의 효과를 감소시킴으로써 노치의 폭을 증가시키는 것이 가능하다.
상기 수신기는 위상 조정 수신기나 다상 수신기 등의 다양한 아키텍쳐를 가길 수도 있다.
주파수 오프셋 양은 원하는 신호들의 대역폭의 한 단부에 또는 상기 대역폭을 넘어 모든 공지된 간섭 신호들이 있게 되도록 선택될 수도 있다.
본 발명의 한 실시예에서 I와 Q 신호를 필터링 하는 수단은 다상 필터링 수단을 포함하고, 이 다상 필터링 수단은 자이레이터 필터링 수단이나 트랜스컨덕터적분기 필터링 수단으로서 실행될 수도 있고, 복소 입력 신호에 응답하여 복소 출력 신호를 제공할 수 있으며, 원하는 신호의 영상을 효과적으로 필터링하여 출력할 수 있다.
본 발명은 이제 첨부된 도면을 함조하여 예에 의해 걸명될 겄이다.
첨부된 도면에서 동일한 참조 번호들은 유사한 특징들을 나타내는데 이용되었다.
설명의 편의상 본 발명은 GSM 디지탈 셀룰러 텔레폰 시스템과 관련하여 기술될 것 이 다.
도 1에 도시된 제로 i.f 수신기는 원하는 주파수 대역을 선택하는 rf 대역 필터(12)에 연결되어 있는 안테나(10)를 포함한다. 대역 필터(12)의 출력은 두 개의 경로 I, Q로 분리되고, 믹서(mixer)(14, 16)가 이들 각각의 경로에 있다. 믹서(14, 16)의 제 1 입력은 대역 필터(12)의 출력과 연결된다. 믹서(14, 16)의 제 2 입력은 발진기(18)로부터의 국부 발진기 신호에 의해 제공된다. 믹서(14)에 인가된 국부 발진기 신호는 90°위상 전이 장치(20)에 의해서 믹서(16)에 인가된 국부발진기 신호와 비교하여 대략 90°만큼 위상이 전이된다. 믹싱된 신호들은 각각의 저역 필터(22, 24)에 인가되고, 이들의 출력들은 단자(28)의 출력으로서 원했던 신호를 제공하는 복조기(26)에 인가된다.
이런 종류의 수신기의 작동은 널리 공지되어 있다. 국부 발진 주파수는 안테나(10)에 수신된 신호의 공칭 캐리어 주파수와 거의 일치하고 이 때문에 상기 입력 신호는 거의 ZIF로 낮게 변환된 주파수가 된다.
서두에서 언급한 바와 같이, 도 1에 도시된 기본 수신기가 안고 있는 한가지 문제점은 바로 dc 오프셋이다. 믹서(14, 16)들 및 이들 각각의 저역 필터(22, 24)들 사이에 ac 연결이 제공되는 경우, 노치(notch)가 만들어질 것이다. 설명된 바와 같이, ac 연결이 캐패시터들에 의해 이루어지는 경우에 노치의 폭은 높은 값의 캐패시터들을 이용함으로써 감소될 수 있지만 이것은 수신기 회로의 응답이 느려지는 단점이 있으며 높은 값의 캐패시터들을 집적하는데도 어려움이 있다. 낮은 값의 캐패시터들을 이용하는 대안은 캐패시터들을 집적 가능하게 하고 상기 수신기 회로의 속도를 높일 수 있지만 비교적 폭이 넓은 노치가 만들어진다.
원하는 신호 대역폭이 강한 진폭 변조 신호를 포함하는 간섭원(interfering source)에 비교적 가까운 경우 이런 종류의 수신기에 또 다른 문제점이 발생된다. 이것은 대역 필터(12)의 rf 대역폭 RFBW을 파선으로 나타내고 있는 도 2A에 설명되어 있다. 대역폭 RFBW 내에, 공칭 캐리어 주파수 FW에 대해 대칭적으로 배치된, 주파수 변조 신호인 원하는 신호와, 각각의 공칭 캐리어 주파수 FH 및 FL을 중심으로 상한 및 하한 인접 채널들과, 캐리어 FU 및 측파대(side band) FAMP 를 포함하는 강한 변조 신호가 놓여있다. 도 2B는 FW 로 또는 FW 주변의 국부 발진 주파수를 이용하는 믹서(14, 16)에서의 주파수 다운 변환의 결과를 도시하고 있는데, FW 아래의 신호성분들은 제로 주파수 주위에서 중첩되므로 원하는 신호의 상한 및 하한 주파수 반은 서로 겹치게 되고, 상·하한 인접 채널들 FH 및 FL 은 서로 중첩되며, 직접 검출의 결과로서 원하지 않는 신호의 진폭 변조 성분 FAMP 은 원하는 신호의 대역폭 내에 있게 된다. 원하지 않는 신호 FAMP 는 원하는 신호의 대역폭 내에 있게 되기 때문에 원하는 신호에는 영향을 미치지 않으면서 원하지 않는 신호 FAMP를 채널 필터링에 의해 제거할 수 없다.
상기 문제를 완화시키는 한가지 방법은 ZIF로부터 떨어진 주파수들의 원하는 i.f. 대역을 움직여서 직접 검출된 간섭자 FAMP 의 주파수 대역보다 높게 하는 것이다. 이렇게 한 후, 원하지 않는 신호로부터 원하는 신호를 분리해 내는데 고역 필터가 이용될 수 있다. 그러나 고역 필터는, 억제될 필요가 있는 원하지 않는 영상 응답을 이끌어 낼 수 있는 넓은 노치를 만들어 내게 되는 ac 연결을 제공하기 위해 낮은 값의 캐패시터를 이용하는 것과 효과가 동등하다.
이 영상 억제를 제공하는 두 가지 가능한 방법은 위상 조정(phasing) 수신기와 다상(polyphase) 수신기를 이용하는 것이다.
도 3은, 국부 발진기 신호가 원하지 않는 간섭자 FAMP 보다 높고 이 FAMP 로부터 분리되는 중간 주파수를 제공하기 위해 선택되는 위상 조정 수신기를 도시하고 있다. i.f. 가 예를 들어 채널 간격의 1/2인 값을 가지므로 수신기는 집적 수신기로서 조립될 수 있다.
위상 조정 수신기는 대역 필터(12)에 접속되는 안테나(10)를 포함하고, 대역 필터(12)의 출력은 주파수 다운 변환 믹서(14, 16)의 제 1 입력에 접속된다. 원하는 신호(FW + Fif)의 공칭 캐리어로부터 오프셋 되는 주파수를 갖는 국부 발진기(18)는 믹서의 제 2 입력(16)에 직접 공급되고 90°위상 전이 장치(20)에 의해 믹서의 제 1 입력(14)에 공급된다. 고역 필터(23, 25)는 각기 믹서(14, 16)의 출력에 연결된다. 위상 전이 장치(30, 32)는 고역 필터(23, 25)의 출력과 접속된다. 위상 전이 장치(30, 32)들 간의 관련 위상 전이는 대략 90°이지만, 그렇지 않은 경우 도입된 실제 위상 전이는 임의적이다. 위상 전이 장치(30, 32)의 출력은 합계(또는 차감) 스테이지(34)의 각각의 입력에 인가되어 대역 필터(36)에 인가되는 원하는 신호를 원상태로 회복한다.
언급한 바와 같이, 고역 필터(23, 25)의 이용으로 주파수들의 원하는 대역의 하한 주파수 단부를 도 7B에 도시된 대로 왜곡하는 비교적 큰 노치 NO 가 생긴다. 송신기 및 안테나(10) 사이의 신호 채널에서 기타 다른 왜곡과 함께 고역 필터에 의해 도입되는 왜곡을 해소하기 위하여, 이퀄라이저(52)가 스테이지(34)의 출력에 연결된다. 이퀄라이저(52)는 비터비(Viterbi) 이퀄라이저 또는 결정 피드백 이퀄라이저 등의 임의의 적절한 형태의 이퀄라이저일 수도 있다. 이퀄라이저(52)의 필터 계수는 트레이닝 신호로서 사용하기에 적합한 신호를 사용하여 트레이닝된다. GSM의 경우에, 신호는 수신 트레이닝 시퀀스를 포함한다.
위상 조정 수신기가 효과적이기 위해서는 충분한 영상 억제가 이루어질 필요가 있다. 이것은 믹서(14, 16)가 동일해야 하고, 위상 전이 장치(20)에 의해 도입된 위상 전이 및 위상 전이 장치(30, 32)들 간의 관련 위상 전이는 각기 90°가 되어야 하고 마지막으로 스테이지(34)는 완전한 가산이나 감산을 제공해야 할 것을 요구한다. 집적 회로로도 이것은 보증될 수 없다. 실제로 신호들은 복소 수학적 특성을 지니지만 도 3에 도시된 회로는 신호들이 마치 두 개로 분리된 실수 신호인 것처럼 그 신호들의 실수 및 허수 부분을 처리한다. 복소 신호들을 보다 효과적으로 처리할 수 있도록 하기 위하여 필터(23, 25), 위상 전이 장치(30, 32), 및 합계 스테이지(34)를 다상 필터로 대체하는 것이 가능하다.
다상 필터들은 그 자체로 공지되어 있고 도 4는 예를 들어 영국 특허 명세서 제 1174710 호의 제 3 도에 기술되어 있는 공지된 대칭 다상 필터를 설명하고 있다. 상기 예시한 다상 필터는 4 개의 위상 네트워크부를 포함하고 각각의 위상은 연관되어 있는 위상의 입·출력 단자 사이에 접속된 저항기 R 을 포함한다. 캐패시터 C 는 인접한 선행 위상의 출력에 각 위상의 입력을 연결한다. 도시된 바와 같이 입력 전압 V1, jV1, -V1, -jV1 및 입력 전류 I1, jI1, -I1, -jI1 는 복소 특성을 갖고 있고 출력 전압 V2, jV2, -V2, -jV2 및 출력 전류 I2, jI2, -I2, -jI2 도 그러하다.
도 5는 자이레이터를 이용하여 조립된 공지되어 있는 또 다른 대칭 다상 필터(50)를 도시하고 있다. 이런 종류의 다상 필터는 1977년 6월 16일자의 네덜란드 Catholic University of Nijmegen 의 J.O. Voorman 이 쓴, "The Gyrator as a Monolithic Circuit in Electronic Systems"이란 제목의 PhD 학위논문 91 쪽 내지 103 쪽에 기재되어 있다. 설명된 다상 필터는 자이레이터를 이용하여 실행된 3차 LC 채널 필터(40, 42)를 포함하고 이 필터의 각각의 스테이지는 자이레이터(44, 46, 48)에 의해 교차 연결되어 있다. 상기 필터(40)는 I 경로에 있을 수 있을 것이고 필터(42)는 Q 경로에 있을 수 있을 것이다. LC 필터는 캐패시터 C10, C12 및 캐패시턴스 C11과 자이레이터 G10, G12 에 의해 유도되는 인덕턴스를 포함한다. 필터(42)는 동일한 구조를 가지며 기술하지 않기로 한다.
도 6은 도 3에 도시되어 있는 수신기와 동일한 전면 단부를 갖는 집적 다상 수신기를 도시하고 있고 간결한 설명을 위해 그에 대한 재설명은 생략한다. 믹서(14, 16)의 출력은 각각의 캐패시터(54, 56)에 의해 다상 필터(50)의 입력에 연결된다. 다상 필터(50)의 출력은 이퀄라이저 및 검출기(52)에 연결되어 발생되었던 왜곡을 감소시키거나 제거하고 원하는 신호를 원래 상태로 회복한다.
도 6에서 Fif 는 다상 필터(50)에 의해 통과되지만 -Fif 는 위상 조정 수신기의 경우보다 더 효과적으로 차단된다. Fif 의 값은 채널 간격의 반이 되도록 선택된다. 따라서, 채널 간격이 200KHz 인 GSM 의 경우에 Fif 는 100KHz 가 된다.
도 7A는 각각의 믹서(14, 16)들의 출력을 개략적으로 도시하고 있다. 직접 검출된 AM 간섭자 FAMP 는 대개 Fif 에 대해 대칭인 원하는 신호의 대역의 하한 주파수 단부에 있거나 하한 주파수 단부의 주변에 있다. 또한 채널 간격의 반으로 Fif를 선택하는 경우에, 공칭 캐리어 주파수 FH 및 FL를 중심으로 했을 때, 상·하한 인접 채널들이 도시되어 있다. S는 다상 필터에 의한 영상 억제의 정도를 나타낸다.
도 7B는 낮은 값의 캐패시턴스를 이용하는 ac 연결(곡선 AC)의 효과를 도시하고 있는데, 이 효과로 인해 충분한 폭의 노치 NO를 만들어 내어 원하는 신호들 대역의 하한 주파수 절반을 왜곡시키고 FAMP 를 거의 제거한다. 캐패시터(54, 56)의 값이 낮을 수록 더 넓은 폭의 노치 NO 가 만들어지고 원하는 신호 대역의 왜곡을 더 크게 한다. 다상 필터(50)의 출력에 이퀄라이저(52)를 연결함으로써 ac 연결 캐패시터(54, 56)에 이해 도입된 왜곡의 효과는 거의 완화될 수 있는데 그 이유는 이퀄라이저(52)가 모든 왜곡원들에 대해 수신된 신호를 이퀄라이즈하고자 하기 때문이고 그 효과는 송·수신 안테나 간의 신호 채널로 인해 일어나는 것만은 아니다. 따라서, 이퀄라이저(52)의 출력은 거의 왜곡되지 않은, 무간섭 신호를 포함한다. GSM의 경우에, 기지국에 의해 송신된 신호는 ac 연결 캐패시터(54, 56)에 의해 도입된 왜곡과 함께 송·수신 안테나들 간의 다경로 효과에 응답하여 이퀄라이저 계수를 트레이닝하는데 이용될 수 있는 트레이닝 시퀀스를 포함한다. 이퀄라이저(52)는 비터비 이퀄라이저 또는 결정 피드백 이퀄라이저 등의 모든 적절한 이퀄라이저를 포함할 수도 있다.
도 8은 3차 트랜스컨덕터 적분기 필터링 수단으로서 실행되는 다상 필터링 수단을 도시하고 있다. 동위상 I 부 및 직각 위상 Q 부는 몇몇 트랜스컨덕터에 대한 입력 신호의 극성은 별문제로 하고 거의 동일하다.
설명의 편의를 위해 동위상 I 부가 상세히 설명될 것이고 프라임( ' )을 한 참조 부호가 이용되어 직각 위상 Q 부에서의 대응 요소들을 나타낼 것이다. 입력 신호 IIN(QIN) 는 트랜스컨덕터 62(62')의 비반전 입력 60(60')에 인가된다. 트랜스컨덕터(62)의 반전 입력(64)은 적분기(68)의 출력(66)으로부터 피드백된 신호를 갖는다. 트랜스컨덕터(74, 78)의 각각의 출력(72, 76)과 함께 트랜스컨덕터(62)의 출력(70)은 노드(80)에서 합계 되어지고 합계 신호는 적분기(68)의 입력(82)에 인가된다. 도 8에서 각각의 적분기는 션트(shunt) 캐패시터 SC 가 있는 연산 증폭기(op-amp) A 를 포함한다.
적분기(68)의 출력(66)은 트랜스컨덕터의 비반전 입력(78', 84)에 연결되고 또한 트랜스컨덕터(64)의 반전 입력(64)에 연결된다. 트랜스컨덕터(78')의 반전 입력은 접지와 접속된다. 적분기(68')의 출력(66')은 트랜스컨덕터(64', 78)의 반전 입력 및 트랜스컨덕터(84')의 비반전 입력에 연결된다. 트랜스컨덕터(78)의 비반전 입력은 접지에 접속된다.
트랜스컨덕터(84)의 출력은 다른 트랜스컨덕터(88)의 출력이 접속되는 합계 노드(86)에 연결된다. 합계 노드(86)는 적분기(90)에 연결되고, 이 적분기(90)의 출력은 트랜스컨덕터(74)의 반전 입력 및 트랜스컨덕터(88', 92)의 비반전 입력에 연결된다. 적분기(90')의 출력은 트랜스컨덕터(74')의 반전 입력 및 트랜스컨덕터(92')의 비반전 입력에 연결된다. 트랜스컨덕터(74, 74')의 비반전 입력은 접지와 접속되고, 트랜스컨덕터(88, 88')의 비반전 및 반전 입력도 각기 마찬가지로 접지와 접속된다.
트랜스컨덕터(92, 94)의 출력은 적분기(98)의 입력에 연결되는 노드(98)에 연결된다. 적분기(98)의 출력은 트랜스컨덕터(84, 92)의 비반전 입력 및 트랜스컨덕터(94')의 비반전 입력에 연결된다. 적분기(98')의 출력은 트랜스컨덕터(84', 92', 94)의 반전 입력과 연결된다. 트랜스컨덕터(94, 94')의 비반전 및 반전 입력은 각각 접지와 접속된다. 출력 IOUT 및 OOUT 은 또한 각기 적분기(98, 98')의 출력에서 얻어진다.
필요하면, 트랜스컨덕터 적분기 필터들은 스위치된 캐패시터, 스위치된 전류 및 관련 디지탈 실행에서 대응 요소들을 가질 수도 있다.
본 명세서에 기재된 설명으로부터, 다른 변형 실시예들이 기술분야 당업자들에게 가능함이 명백할 것이다. 그와 같은 변형예들은 집적 수신기와 그 구성 부품들의 설계, 제조 및 이용에 있어 널리 공지되어 있고, 이미 본 명세서에서 기술된 특징들에 부가적으로 또는 그 대신 이용될 수도 있는 기타 다른 특징들을 포함할 수도 있다. 특허청구범위가 특징들의 특정 조합들로 본 특허출원에서 명확히 나타나 있지만, 본 출원의 기재 범위 역시 모든 소정의 특허청구의 범위에서 현재 청구된 바와 같이 동일 발명에 관한 것이든, 본 발명과 같이 동일한 기술적 문제들을 모두 또는 일부를 완화시켜 주든지, 명시적 또는 묵시적으로 본 명세서에 기술된 특징들의 모든 새로운 조합이나 모든 신규 특징, 또는 상기 특징들의 모든 일반화를 포함하고 있다는 것을 유념해야 한다. 이로써 본 출원인은 새로운 특허청구의 범위가 본 출원 또는 본 출원에서 파생된 모든 또다른 출원의 절차 진행 동안에 상기와 같은 특징들 및/또는 상기와 같은 특징들의 조합으로 창안될 수도 있음을 유의한다.
도 1은 기본적인 직접 변환 ZIF 수신기에 대한 개략적인 블럭도.
도 2A는 안테나에서 수신된 신호를 나타내는 도면.
도 2B는 믹서(mixer)의 출력에서의 신호를 나타내는 도면.
도 3은 본 발명을 따라 만들어진 집적 수신기의 한 실시예에 대한 개략적인 블럭도.
도 4는 공지된 대칭 다상(polyphase) 필터를 도시하는 도면.
도 5는 자이레이터(gyrator)를 이용하여 조립된 또다른 공지된 대칭 다상 필터를 도시하고 있는 도면.
도 6은 본 발명을 따라 만들어진 집적 수신기의 또다른 실시예에 대한 개략적인 블럭도.
도 7A 및 7B는 도 6에서 도시된 회로의 동작을 설명하는 파형도.
도 8은 트랜스컨덕터 적분기 필터에 대한 개략적인 블럭도.
〈도면의 주요 부분에 대한 부호 설명〉
10 : 안테나 12, 36 : 대역 필터
14, 16 : 믹서 18 : 발진기
22, 24 : 저역 필터 23, 25 : 고역 필터
26 : 복조기 20 : 90° 위상 전이(shift) 장치
30, 32 : 위상 전이 장치 34 : 스테이지
44, 46, 48 : 자이레이터 50 : 다상 필터
52 : 이퀄라이저 54, 56 : 캐패시터
68, 90, 98 : 적분기
62, 74, 78, 84, 88, 92, 94 : 트랜스컨덕터

Claims (8)

  1. 수신된 신호를 주파수 다운 변환하여 dc 로부터 오프셋된 주파수에서 I와 Q 신호를 만들어 내는 수단과, 상기 I와 Q 신호를 필터링 하는 수단을 포함하는 무선 수신기에 있어서,
    상기 필터링 수단은 상기 필터된 I와 Q 신호 스펙트럼의 낮은 주파수 상에 상기 I와 Q 신호의 원하는 스펙트럼 일부를 포함하는 스탑밴드를 가지며,
    상기 무선 수신기는 상기 I와 Q 신호를 이퀄라이징 하여 상기 필터링 수단에 의해 생기는, 원하는 스펙트럼 내의 어떠한 왜곡도 보상하는 이퀄라이징 수단을 포함하는 것을 특징으로 하는, 무선 수신기
  2. 제 1 항에 있어서,
    상기 무선 수신기는 위상 조정(phasing) 수신기인 것을 특징으로 하는, 무선 수신기.
  3. 제 1 항에 있어서,
    상기 무선 수신기는 다상(polyphase) 수신기인 것을 특징으로 하는, 무선 수신기.
  4. 제 3 항에 있어서,
    상기 I와 Q 신호를 필터링 하는 수단은 다상 대역 필터링 수단과.
    상기 주파수 다운 변환 수단의 출력을 상기 다상 대역 필터링 수단과 연결하는 ac 연결 수단을 포함하는 것을 특징으로 하는, 무선 수신기.
  5. 제 4 항에 있어서,
    상기 다상 필터링 수단은 자이레이터 필터링 수단을 포함하는 것을 특징으로 하는, 수신기.
  6. 제 4 항에 있어서,
    상기 다상 필터링 수단은 트랜스컨덕터 적분기 필터링 수단을 포함하는 것을 특징으로 하는, 무선 수신기.
  7. 제 1 항 내지 제 6 항 중 어느 한 항에 있어서,
    상기 이퀄라이징 수단은 비터비 이퀄라이징 수단을 포함하는 것을 특징으로 하는, 무선 수신기.
  8. 제 1 항 내지 제 6 항 중 어느 한 항에 있어서,
    상기 주파수 오프셋은 실질적으로 채널 간격 주파수의 반인 것을 특징으로 하는, 무선 수신기.
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