SE460086B - Anordning foer korrigering av frekvensen i en koherent mottagare - Google Patents

Description

1D 15 2G 25 460 086 dimensioner och därvid ta hänsyn till såväl fas som amplitud hos den mottagna signalen.

REDOGÖRELSE FÖR UPPFINNINGEN Ett syfte med föreliggande uppfinning är att föreslå en anordning av inlednings- vis angivet slag men med vilken en noggrann frekvenskorrigering kan utföras även om frekvenserna hos de av lokaloscillatorn alstrade nedblandningssigna- lerna inte kan ändras i tillräckligt sma steg. Detta astadkoms i korthet genom att den del av en erforderlig frekvenskorrigering som inte kan utföras genom ändring av blandningssignalernas frekvenser utförs genom en frekvensändring direkt i basbandet. Detta atstadkoms i sin tur genom regelbundet återkomman- de fasvridningar av en i mottagaren bildad basbandssignal.

Uppfinningens kännetecken framgår av patentkraven.

FIGURBESKRIVNING Uppfinningen kommer att beskrivas närmare under hänvisning till ritningarna, på vilka figur l visar en förut känd mottagare, figur 2 symboliskt visar tva mottagna signaler i en koherent mottagare, figur 3 visar en mottagare enligt föreliggande uppfinning och figur 4 visar delar av mottagaren enligt figur 3 men förbättrad för att möjliggöra en snabbare och korrektare frekvenskorrigering.

F ÖREDRAGNA UTFÖRINGSFORMER I figur l visas en förut känd mottagare avsedd för tidsmultiplex överföring av information i digital form och av samma slag som även beskrivs i ovan nämnda artikel. En mottagen signal blandas ned i ett högfrekvenssteg l och i ett mellanfrekvenssteg 2, vilka erhåller blandningssignaler från en styrbar lokal oscillator 7, t ex en s k frekvenssyntetisator. Blandningssignalernas frekvenser är cirka 900 respektive 1:5 MHz, vilket dock endast skall ses som ett exempel.

Mottagaren är avsedd för koherent demodulation, och frân mellanfrekvens- steget 2 avges därför tvâ kvadratursignaler i basbandet. Dessa brukar benämnas I och G (inphase och quadraturephase). I praktiken innehåller mellanfrekvens- steget tva blandare. Dessa erhåller pà känt sätt var sin blandningssignal, vilka har samma frekvens men en inbördes fasskillnad av 90 grader. 10 15 20 25 50 .Is CN CD CD CO CJ\ Kvadratursignalerna analog-digitalomvandlas i var sin analog-digitalomvand- lare, vilka i figuren sammanförts till ett enda block med beteckningen 3.

Kvadratursignalerna tillförs därefter i digital form ett block 4. l detta ingar en utjämnare, exempelvis i form av ett digitalt filter. Dessutom ingar ett organ för beräkning av ett frekvensfel. Detta organ kan besta av en berâkningsenhet i vilken frekvensfelet beräknas med ledning av den mottagna signalens successivt förändrade faslägen i förhållande till signalens förväntade faslägen. Som förklaring kan nämnas att den överförda signalen vid koherent demodulation kan betraktas som en visare vars spets rör sig utmed en cirkel. Detta gäller vid s k konstant enveloppmodulatíon. Vid beslutstidspunkterna skall visarens spets därvid befinna sig pa en av ett antal punkter utmed denna cirkel.

I sammanhanget hänvisas till figur 2 som symboliskt visar tva mottagna signaler i en koherent mottagare för konstant enveloppmodulatíon. Mottagaren är tänkt för kvadraturdemodulering, och den ovan nämnda visarens spets skall vid beslutstidpunkterna vid en viss typ av modulation exempelvis befinna sig vid nagot av vinkellägena D, 90, 180 eller 270 grader relativt I-axeln. Vinkellägena är markerade med sma cirklar i figuren. En förutsättning är dock att mottaga- rens frekvens är korrekt inställd. I annat fall uppträder ett fasfel, varvid spetsen exemplvis kommer att befinna sig i punkten A, där visaren bildar en vinkel v mot i detta exempel I-axelns positiva del. Mottagaren kommer dock i detta fall att tolka den mottagna signalen som om spetsen hade befunnit sig i cirkeln pa I-axelns positiva del, d v s i vinkelläget 0 grader. Vid ett frekvensfel ändras fasfelet v fran en beslutstidpunkt och till nästa. Detta innebär att visarens spets vid nästa beslutstidpunkt kan befinna sig i punkten B, som är vriden 90 grader plus en fasfelsförändring dv fran det föregående fasläget. Vid denna typ av modulation vrids fasen nämligen alltid 90 grader under en bittid, varvid dock ett frekvensfel i mottagaren även orsakar en fasfelsförändring, t ex dv. Vid ett frekvensfel ändras salunda fasfelet mer och mer, d v s den mottagna signalens fasavvikelse fran den vid beslutstidpunkten närmaste punkten av de ovan nämnda punkterna. Att spetsarna ej befinner sig utmed cirkelns periferi beror pa amplitudstörningar pa radiokanalen.

Frekvensfelet beräknas under varje mottagen tidslucka och utnyttjas pa ett sätt som beskrivs nedan för korrigering av frekvensen under nästa tidslucka. Uppgift om frekvensfelet tillförs därvid en i mottagaren enligt figur 1 ingående 10 15 20 25 5D 460 086 styrprocessor 9, som i sin tur beräknar en styrsignal f' för korrigering av lokaloscillatorns 7 frekvens. Styrsignalen f' omvandlas dock först till analog form i en digital-analogomvandlare 8, vars utgångsvärde är betecknat f". Vid beräkningen av varje nytt värde hos styrsignalen f' från styrprocessorn tas hänsyn till det föregående värdet och det frekvensfel som beräknats i organet 4.

Detta frekvensfel utgör nämligen ett frekvensfel som kvarstår efter det att nedblandningssígnalernas frekvenser korrigerats av det föregående värdet. Vid beräkningen av ett nytt värde hos styrsignalen f' beräknas närmare bestämt först en erforderlig frekvenskorrigering, som i fortsättningen kallas f. Denna utgör summan av det föregående värdet hos styrsignalen f' och frekvensfelet från organet 4. Därefter bestäms det nya värdet hos styrsignalen f', varvid denna är kvantiserad till vissa nivåer som överensstämmer med någon av digital-analogomvandlarens 7 olika insignalnivåer.

Styrprocessorn 9 alstrar bl a även styrsignaler avseende kanalval till lokal- oscillatorn 7, vilket är markerat med ledaren mellan dessa enheter. Detta utgör dock ingen del av föreliggande uppfinning.

Utgångssignalerna från blocket 4 avges till en kanalavkodare 5 och därefter till en talavkodare 6, vilka på känt sätt korrigerar bitfel i den digitala bitströmmen och därefter omvandlar denna till en analog talsignal.

Som framgått ovan kan emellertid problem uppstå till följd av att frekvensen hos den blandningssignal som alstras av lokaloscillatorn 7 inte ändras i tillräck- ligt små steg beroende på att digital-analogomvandlaren 8 inte kan omvandla tillräckligt många digitalbitar. Detta resulterar i ett kvarstående frekvensfel som kan orsaka bitfel i den mottagna signalen. Som även nämnts ovan är det speciellt viktigt att frekvensfel korrigeras i koherenta mottagare. l figur 3 visas ett utföringsexempel på en mottagare enligt föreliggande uppfinning. Flera av enheterna i mottagaren återfinns även i mottagaren enligt figur 1, varför dessa betecknats på samma sätt som tidigare. Det kan påpekas att det visade utförandet med separata högfrekvens- och mellanfrekvenssteg 1 och 2 med var sin nedblandningssignal endast är avsett som ett exempel. 10 15 ZU 25 30 Blocket 4 visas mer detaljerat än tidigare. Även detta utförande är dock endast avsett som ett exempel. Utjämnat-en ingående i detta block är betecknad 41. I blocket ingar även en beslutskrets 42 och en multiplexor 43, vilka på känt sätt avkodar mottagna signaler. Organet för beräkning av ett frekvensfel symbo- liseras av blocket 44. Detta kan i sin tur i huvudsak bestå av en faskomparator, en krets för beräkning av kvoten dv/dt, där dv, liksom i figur 2, är fasfelets förändring mellan tvâ beslutstidpunkter och dt är tiden mellan tva sådana, samt av ett lagpassfilter. Det exakta utförandet är dock beroende av vald modula- tionsform. Utgangssignalen fran blocket 44, d v s det beräknade frekvensfelet, betecknas fi och uppdateras för varje mottagen databit.

Kanalavkodaren S och talavkodaren 6 i mottagaren enligt figur l utgör ingen del av uppfinningen och har därför inte markerats i figur 3.

Styrprocessorn 9 tillförs signalen fi som anger storleken av det i organet 44 beräknade frekvensfelet. Liksom i den kända mottagaren alstrar styrprocessorn en styrsignal f', vars värde är beroende av det föregaende värdet och av det beräknade frekvensfelet. Styrsignalen tillförs lokaloscillatorn 7 efter omvand- ling till ett analogvärde f" i digital-analogomvandlaren 8. Enligt uppfinningen alstrar styrprocessorn 9 även en styrsignal till ett ackumulerande organ 10.

Denna styrsignal representerar den del av den i styrprocessorn beräknade erforderliga frekvenskorrigeringen f som inte kan utföras genom ändring av frekvensen hos den ena eller hos bada tva av de nedblandningssignaler som alstras av lokaloscillatorn 7 pa grund av att dess insignal från digital- analogomvandlaren 8 inte kan ändras i tillräckligt smä steg. Styrsignalen till organet lÛ motsvarar sålunda värdet av den rest, fr, som uppstår da den i styrprocessorn beräknade erforderliga frekvenskorrigeringen f kvantiseras för att bilda styrsignalen f' till lokaloscillatorn.

Vid beräkningen av den erforderliga frekvenskorrigeringen f och styrsignalen f' utnyttjas det värde hos frekvensfelet fi som erhålls efter den sista databiten i varje tidslucka. Frekvensfelet fi behöver därför egentligen inte uppdateras för varje databit utan endast i slutet av varje tidslucka, som är avsedd för mottagaren. 10 15 20 25 30 460 086 Styr-signalen från styr-processorn 9 till organet 1D är i praktiken omvandlad i styrprocessorn så att den inte utgör ett direkt mått på ett frekvensfel utan på ett fasfel, vilket betecknas vr. Omvandlingen från ett frekvensfel till ett fasfel kan utföras genom integrering av frekvensfelet och kan givetvis alternativt utföras i ett separat organ i stället för i styrprocessorn 9. Den i styrprocessorn 9 beräknade erforderliga frekvenskorrigeringen f uppdelas således i delarna f' och dvr/dt.

Det ackumulerande organet 10 är anordnat att i takt med varje av mottagaren mottagen databit bilda ett ackumulerat värde av värdet hos signalen vid dess ingång. Eftersom insignalen från styrprocessorn 9 är konstant och lika med vr bildas vid organets 10 utgång således värdena vr, Zvr, 3vr... o s v takt med de mottagna databitarna i varje tidslucka. Organet nollställs efter varje tidslucka.

Ackumuleríngen sker dock på ett sådant sätt att utgångsvärdet från organet 10 är vr redan innan den första databiten i tidsluckan mottagits. Utgångsvärdet efter en godtycklig databit är betecknat Vr.

Det ackumulerade värdet Vr från organet 10 tillförs ett organ 11. Detta är anordnat att utföra en fasvridning av basbandssignalen från analog-digital- omvandlaren 3 med värdet Vr från organet 10 för varje mottagen databit.

Betraktat över flera bittider motsvarar detta en frekvensändríng av den kvadraturrepresenterade basbandssignalen med ovan nämnda rest fr av den erforderliga frekvenskorrigeringen f.

Vid kartesisk representation av basbandssignalen kan organet ll exempelvis bestå av ett organ 12 och en digital multiplikator 13, som visas i figuren.

Organet 12 har två utgångar och är anordnat att bilda cosinus respektive sinus av signalen vid dess ingång. Sålunda alstras cos Vr och sin Vr på dess utgångar.

Signalerna fran organet 12 tillförs multiplikatorn 13 som är anordnad att utföra en komplexvärd multiplikation av två komplexa tal. Det ena av dessa tal erhålls från analog-digitalomvandlaren 3 och betecknas Zl =I+ IXQ. Det andra talet erhålles från organet 12 och betecknas Z2 = cos Vr + jx sin Vr. Produkten av' talen blir ZlxZ2=(I+jx@)X(cosVr+jxsinVr)=IxcosVI_-@x sinVr +jx (I x sin Vr + O x cos Vr), varvid realdelen avges på multíplikatorns ena utgång och imaginärdelen på dess andra utgång. 10 15 20 25 30 460 086 Om den visare som representeras av det komplexa talet ZZ fran organet 12 har längden ett motsvarar multiplikationen av de komplexa talen Zl och ZZ, enligt kända teorier, den ovan beskrivna fas- och frekvensändringen av basbands- signalen. Fas- och frekvensändringar som följd av komplexa multiplikationer i samband med kvadraturrepresentation är beskrivna i artikeln "Time-domain simulation of a telecommunication distress system" av Marsan, Castellani och Pent, publicerad som: Proceedings of an International Symposium sponsored by European Space Agency and University of Bologna: "SPACECAD 79 Computer- Aided Design of Electronics for Space Applications" Bologna Italy 19-21 September 1979 (ESA SP-llté. November 1979).

Vid polär representation av basbandssignalen kan denna betecknas Zl=r1 x exp(j x ul). I detta fall kan den ovan beskrivna fas- och frekvensänd- ringen enkelt utföras genom en fasvridning av basbandssignalen med det ackumulerade värdet Vr fran organet 10. Basbandssignalen Zl övergar därvid till värdet rl x exp(j(ul+Vr). Drganet ll kan i detta fall i princip bestå av en adderare, som adderar värdet Vr till fasvinkeln ul.

Som i den kända mottagaren enligt figur 1 kommer den största delen av en erforderlig frekvenskorrigering att utföras genom ändring av frekvensen hos den ena eller hos bada tva av de nedblandningssignaler som alstras av lokal- oscillatorn 7. Medelst styrsignalen vr fran styrprocessorn 9 samt organen 10 och ll astadkoms emellertid även en kompletterande korrigering av frekvensen med den rest fr som uppstar vid ovan nämnda kvantisering av den erforderliga frekvenskorrigeringen f. Denna korrigering utförs salunda genom en frekvens- ändring direkt i basbandet pa ovan beskrivet sätt. I likhet med i den kända mottagaren sker dock frekvenskorrigeringen med ett konstant belopp under en hel tidslucka.

Med anordningen enligt uppfinningen är den i styrprocessorn 9 beräknade erforderliga frekvenskorrigeringen f för varje ny tidslucka, och därmed även styrsignalen f', inte bara beroende av styrsignaiens f' värde under den före gaende tidsluckan och 'av frekvensfelets fi värde vid slutet av den föregående tidsluckan, utan även av det frekvensfel som korrigerats medelst styrsignalen vr till organet 10 under den föregaende tidsiuckan. 10 15 20 25 3D 460 086 I figur 4 visas delar av mottagaren enligt figur 3 men förbättrad för att möjliggöra en snabbare och korrektare frekvenskorrigering. Mottagaren om- fattar i detta utförande även ett organ 14 för omvandling av ett frekvensfel till ett fasfel samt en adderare 15. Eftersom frekvensfelet fi fran frekvensberäk- ningsorganet 44 uppdateras för varje mottagen databit motsvarar det i organet 14 beräknade fasfelet storheten dv enligt figur 2, dvs fasfelsförändringen under en bittid. Därvid förutsätts att felen v och dv enligt figur 2 är de kvarvarande fel som återstår efter den frekvenskorrigering som utförts genom korrigering av nedblandningssignalens frekvens. För att markera att fasfelet uppdateras för varje mottagen databit är detta dock betecknat dvi i figur li.

Utgångssignalen från adderaren 15 kan därför tecknas vr+dvi.

Om det ackumulerade värdet av de under en tidslucka uppträdande fasfelen dvi efter en godtycklig databit betecknas Vi kan utgångssignalen från det acku- mulerande organet 10 i detta fall tecknas Vr+Vi, där Vr, liksom i figur 3, betecknar det ackumulerade värdet av värdena vr från styrprocessorn 9. Det ackumulerade värdet Vi motsvarar således den sammanlagda fasfelsföränd- ringen från organet 14 efter databit nummer i under en tidslucka. Innan den första databiten i varje tidslucka mottagits är organets 10 utgångsvärde, liksom i mottagaren enligt figur 3, lika med vr. Efter den första databiten är utgangsvärdet 2vr+dvl, därefter 3vr+dvl+dv2, o s v.

Enligt denna utföringsform utförs, liksom i mottagaren enligt figur 3, således en fasvridning av basbandssignalen motsvarande en frekvensândríng som i början av varje tidslucka är lika med nämnda kvantiseringsrest fr. Under återstoden av varje tidslucka korrigeras dock denna frekvensändring för varje mottagen databit i beroende av det därvid beräknade frekvensfelet fi. Med detta arrangemang fås sålunda en snabbare och korrektare frekvenskorrigering än med mottagaren enligt figur 3.

Uppfinningen är givetvis inte begränsad till de visade utföringsexemplen. I beskrivningen har exempelvis förutsätts att binär modulation tillämpas, vilket innebär att varje modulationssymbol endast innehåller information fran en enda binär databit (etta eller nolla). Uppfinningen är dock även tillämpbar för icke binär modulation. l ett allmännare fall kan därför sägas att den ackumulerade summan från organet 10 uppdateras för varje mottagen modulationssymbol i stället för "för varje mottagen databit". 'll /lr 10 Uppfinningen är likaså även tillämpbar för icke tidsmultiplexa system. Styr- signalerna f' och vr kan därvid ända uppdateras regelbundet, exempelvis efter ett visst antal mottagna modulationssymboler eller med vissa bestämda tids- mellanrum.

Det är vidare exempelvis tänkbart att eliminera organet lä för omvandling frän ett frekvensfel till ett fasfel om ett fasfel i stället beräknas direkt i organet 44. Blocket 4 och även blocket ll skulle över huvud taget kunna realiseras på helt andra sätt än enligt de visade utföringsexemplen, exempelvis genom att pa olika sätt bilda ett gemensamt organ. Mer utpräglade mjukvarulösningar än de visade utföringsexemplen är givetvis också tänkbara.

Claims (3)

10 15 20 460 086 10 PATENTKRAV

1. Anordning för korrigering av frekvensen i en koherent mottagare hörande till en radiokommunikationsanläggning för överföring av digital information, varvid mottagaren omfattar en styrbar lokaloscillator (7) för alstring av en nedblandningssignal, organ (4) för beräkning av ett frekvensfel samt organ (8,9) för alstring av en styrsignal (f“) till lokaloscillatorn (7), varvid varje nytt värde hos styrsignalen (f") är beroende av ett föregående värde och av det beräknade frekvensfelet, varigenom ett frekvensfel, åtminstone till stor del, elimineras genom korrigering av nedblandningsslgnalens frekvens, k ä n n e t e c k n a d därav att anordningen även omfattar organ (4,9) för alstrlng av en andra styrsignal (vr) vars storlek representerar ett fasfel som motsvarar en eventuellt återstående del (fr) av en i nämnda organ (8,9) för alstrlng av en styrsignal (f“) till lokaloscillatorn (7) beräknad erforderlig frekvenskorrigering (f) och som inte utförs genom korrigering av nedblandningssignalens frekvens, organ (lglli) för att vid regelbundet återkommande tidpunkter beräkna en fasfelsförändring (dvi) hos en mottagen signal, organ (1210) för att vid regelbundet återkommande tidpunkter bilda en ackumulerad summa (Vfr+Vi) av värdet hos nämnda andra styrsignal (vr) och värdena hos de beräknade fasfelsförändringarna (dvi), samt organ (ll) för att för varje nytt värde hos den ackumulerade summan (Vx_+Vi) åstadkomma en fasvridning av en I mottagaren bildad signal (LG) i basbandet med det aktuella värdet av denna summa (Vr+Vi), varigenom nämnda eventuellt återstående del (fr) av en erforderlig frekvenskorrigering (f) utförs genom en frekvensändring i basbandet.

2. Anordning enligt patentkrav 1, k ä n n e t e c k n a d därav att radio- kommunikationsanläggningen är avsedd för tidsmultiplex överföring, och att nämnda styrsignal (f") till lokaloscillatoern (7) och nämnda andra styrsignal (vr) uppdateras för varje ny tidslucka som är avsedd för mottagaren.

3. Anordning enligt nagot av patentkraven 1 och 2, k ä n n e t e c k n a d därav att nämnda tidpunkter återkommer en gäng för varje mottagen modu- lationssymbol. m. z,- fr?