JP2023544445A - 受信機回路 - Google Patents

Abstract

受信機回路の一例が開示される。本受信機回路は、無線周波数信号を受信するための入力と、受信機回路の出力信号を提供するための出力と、受信経路であって、受信経路が、受信機回路の入力と出力との間に接続された、受信経路と、フィードバック経路であって、フィードバック経路の入力が、受信機回路の出力に接続された、フィードバック経路とを備える。本受信機回路は、変換器をも備え、フィードバック経路の出力信号が、第１の信号を形成するために受信経路中の受信された無線周波数信号と合成される。受信経路は、局部発振器周波数によって第１の信号をダウンコンバートするための第１のミキサと、ダウンコンバートされた第１の信号を増幅するための増幅器とを備える。フィードバック経路は、前記局部発振器周波数によってフィードバック経路中の信号をアップコンバートするための第２のミキサを備える。受信された無線周波数信号との、フィードバック経路の出力信号の合成が、変換器によって達成される。
【選択図】図３

Description

これは、受信機回路に関し、詳細には、無線周波数無線信号を受信するための受信機回路、およびその受信機回路を含む通信デバイスに関する。

無線通信では、６ＧＨｚを下回る周波数スペクトルがますますいっぱいになっている。周波数帯域の数が、多く、増加しており、それらの周波数帯域が頻繁に使用される。これは、強い干渉の存在下で高い性能を提供しなければならない、受信機線形性に関する問題を提起する。制御下の周波数帯域の数が一層多くなる複数帯域ソリューションのコストを保つために、セルラフォンのようなデバイスにおいて、フィルタ仕様を緩和する必要によって、高い受信機線形性の必要がさらに増加される。高い線形性を提供するのと同時に、受信機は、もちろん、依然として、低い雑音および電力消費に関する要件を満たすべきである。

受信機における高い線形性を取得するための異なる技法がある。重要な概念は、整合されたインピーダンスを、信号を受信することが望まれる周波数の狭帯域のみに提示し、低いインピーダンスを他の周波数に提示することである。理想的には０の、低いインピーダンスは、その場合、これらの他の周波数における信号を反射することになり、したがって、これらの周波数における信号は、受信機に入らない。したがって、低いインピーダンスの効果は、干渉信号が受信機入力における電圧を引き起こすのを防ぐことである。

図１は、１つの受信機アーキテクチャのための一般的な原理を示す、ブロック概略図である。

図１に示されている受信機１０は、直交受信機であり、したがって、それぞれ、同相（Ｉ）信号および直交（Ｑ）信号のための別個の経路１２、１４を有する。同相経路（Ｉ経路）１２のみが詳細に示されている。直交経路（Ｑ経路）１４の構造は、同相経路１２の構造と同じである。

受信機の無線周波数入力（ＲＦ ｉｎ）１６において受信された信号が、ミキサ１８に印加され、その信号は、ミキサ１８に印加される局部発振器信号によってベースバンドにダウンコンバートされる。

ミキサ１８の出力は、増幅器２０に印加され、次いで、低域フィルタ２２に印加される。低域フィルタ２２の出力は、受信機１０の同相経路１２の出力である。受信機１０の同相経路１２の出力と、受信機１０の直交経路１４の出力とは、一緒に、受信機の直交ベースバンド出力を形成する。

したがって、図１に示されている受信機１０は、無線周波数増幅器を必要とすることなしに、受信された信号がミキサ１８に直接渡される、「ミキサファースト（ｍｉｘｅｒ ｆｉｒｓｔ）」アーキテクチャ受信機である。これは、可能なＲＦダウンコンバージョン周波数スパンが、ミキサおよび局部発振器信号によって完全に決定されることを意味する。このアーキテクチャは、受信された信号を増幅するための無線周波数低雑音増幅器を含むアーキテクチャよりも高い線形性を有することができるが、このアーキテクチャは、一般に、雑音に関する高い性能を有しないことになる。受動ミキサのような、双方向ミキサを使用して、入力整合は、周波数アップコンバートされたベースバンドインピーダンスに依存する。

図２は、図１に示されている受信機アーキテクチャの発展を示す、ブロック概略図である。このアーキテクチャでは、入力整合をベースバンドインピーダンスから分離し、入力インピーダンスの位相と大きさの両方を制御することにおけるフレキシビリティを提供するために、周波数変換する（ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ ｔｒａｎｓｌａｔｉｎｇ）正のフィードバック（ｐｏｓｉｔｉｖｅ ｆｅｅｄｂａｃｋ）が使用される。これの一例が、文献「Ａ ｐｏｓｉｔｉｖｅ ｆｅｅｄｂａｃｋ ｐａｓｓｉｖｅ ｍｉｘｅｒ－ｆｉｒｓｔ ｒｅｃｅｉｖｅｒ ｆｒｏｎｔ－ｅｎｄ」、Ａ．Ｎｅｊｄｅｌ、Ｍ．Ａｂｄｕｌａｚｉｚ、Ｍ．Ｔｏｒｍａｎｅｎ、Ｈ．Ｓｊｏｌａｎｄ、ＩＥＥＥ ＲＦＩＣ Ｓｙｍｐｏｓｉｕｍ、２０１５年、７９～８２ページにおいて開示される。

図２に示されている受信機３０は、直交受信機であり、したがって、それぞれ、同相（Ｉ）信号および直交（Ｑ）信号のための別個の経路３２、３４を有する。同相経路（Ｉ経路）３２のみが詳細に示されている。直交経路（Ｑ経路）３４の構造は、同相経路３２の構造と同じである。

受信機の無線周波数入力（ＲＦ ｉｎ）３６において受信された信号が、順方向受信経路４０中のミキサ３８に印加され、その信号は、ミキサ３８に印加される局部発振器信号によってベースバンドにダウンコンバートされる。

ミキサ３８の出力は、トランスインピーダンス増幅器４２に印加され、次いで、低域フィルタ４４に印加される。低域フィルタ４４の出力は、受信機３０の同相経路３２の順方向受信経路４０の出力である。受信機の同相経路３２の出力と、受信機３０の直交経路３４の出力とは、一緒に、受信機の直交ベースバンド出力を形成する。

順方向受信経路４０の出力はまた、直列接続された調節可能抵抗４８と第２のミキサ５０とを含む、フィードバック経路４６に印加される。調節可能抵抗４８は、フィードバック経路４６中の信号の大きさを調節するように働く。

第２のミキサ５０は、受信経路４０のベースバンド出力信号を、たとえば、上記で説明された、ミキサ３８に印加される同じ局部発振器信号を使用して、受信された信号の周波数にアップコンバートするように働く。

第２のミキサ５０によって生成されたアップコンバートされたフィードバック信号は、次いで、電流領域中で、入力された受信された信号に追加される。フィードバック信号が、入力信号に同相で追加されるので、これは、正のフィードバックである。

受動ミキサ３８と、後続のトランスインピーダンス増幅器４２とは、広帯域低入力インピーダンスを提示する。ミキサが受信機入力に直接接続される、ミキサファーストアーキテクチャは、低入力インピーダンスが入力において現れることを意味する。

フィードバックループの帯域幅は、主に、何らかのチャネル選択フィルタ処理を実施し、干渉を除去するための極を有する、トランスインピーダンス増幅器４２と低域フィルタ４４と（および、Ｑ経路中の対応する回路）の組合せによって限定される。（キャリア周波数と比較して狭帯域である）正の分流フィードバック（ｓｈｕｎｔ ｆｅｅｄｂａｃｋ）が、２つのミキサ３８、５０の局部発振器周波数の周りで、受信チャネル中の入力インピーダンスをブーストする。

フィードバック信号の振幅を調節して、チャネル帯域幅中のアンテナポートインピーダンスを整合させるために、通常ならば低い入力インピーダンスを周波数選択的にブーストすることが可能である。

フィードバックの追加は、有効分流フィードバック抵抗が、大きくなるように設計され得るので、雑音指数に対する無視できる影響を有することになる。

このアーキテクチャは良好な性能を有するが、正のフィードバックを使用することは、負のフィードバック（ｎｅｇａｔｉｖｅ ｆｅｅｄｂａｃｋ）が、線形性を改善する効果を有するが、正のフィードバックが、その逆を行うので、概して、負のフィードバックほど高い線形性を提供しないことになる。また、正のフィードバックアーキテクチャは、本質的に不安定性に敏感である。

本開示の第１の態様が、受信機回路を提供する。本受信機回路は、無線周波数信号を受信するための入力と、受信機回路の出力信号を提供するための出力と、受信経路であって、受信経路が、受信機回路の入力と出力との間に接続された、受信回路と、フィードバック経路であって、フィードバック経路の入力が、受信機回路の出力に接続された、フィードバック経路とを備える。本受信機回路は、変換器をも備え、フィードバック経路の出力信号が、第１の信号を形成するために受信経路中の受信された無線周波数信号と合成される。受信経路は、局部発振器周波数によって第１の信号をダウンコンバートするための第１のミキサと、ダウンコンバートされた第１の信号を増幅するための増幅器とを備える。フィードバック経路は、前記局部発振器周波数によってフィードバック経路中の信号をアップコンバートするための第２のミキサを備える。受信された無線周波数信号との、フィードバック経路の出力信号の合成が、変換器によって達成される。

本開示の別の態様が、上記の態様による、受信機回路を備える通信デバイスを提供する。

本開示の例は、受信機回路が、比較的単純な構造を使用して、優れた帯域内および帯域外線形性を達成するという利点を有し得る。

本発明をより良く理解するために、および本発明がどのように実現され得るかを示すために、次に、単に例として、添付の図面への参照がなされる。

第１の受信機アーキテクチャを示す、ブロック概略図である。 第２の受信機アーキテクチャを示す、ブロック概略図である。 本開示による、受信機アーキテクチャを示す、ブロック概略図である。 図３の受信機アーキテクチャによる、受信機をより詳細に示す、概略図である。 図４の受信機の一部をより詳細に示す、概略図である。 図３または図４の受信機を組み込んだ通信装置を示す、ブロック概略図である。

次に、添付の図面を参照しながら実施形態が説明される。これらの実施形態は単に例として提供され、特許請求の範囲によって規定される本発明の範囲内で変形および修正が行われ得ることが諒解されよう。

上記で説明されたように、非線形性を増加させること、および不安定性に対する本質的な敏感性など、正のフィードバックの使用に対する欠点がある。

したがって、図３は、負のフィードバックが使用される受信機アーキテクチャを示す。以下でより詳細に説明されるように、フィードバック経路は、減衰されたベースバンド信号をＲＦ周波数にアップコンバートする。変換器によって、この信号は、電圧領域中でＲＦ入力信号と効果的に合成される（たとえば、ＲＦ入力信号から減算される）ことになる。フィードバック信号レベル（および位相）を調節することによって、入力をポートインピーダンスに整合させることが可能であり、フィードバックの追加は、雑音指数に対する無視できる影響を有することになる。

図３に示されている受信機６０は、直交受信機であり、したがって、それぞれ、同相（Ｉ）信号および直交（Ｑ）信号のための別個の経路６２、６４を有する。同相経路（Ｉ経路）６２のみが詳細に示されている。直交経路（Ｑ経路）６４の構造は、同相経路６２の構造と同じである。

図３は、各信号についての線のペアを示し、したがって、差動信号の使用を示す。ただし、シングルエンド信号を使用するアーキテクチャも可能であることが諒解されよう。

受信機の無線周波数入力（ＲＦ ｉｎ）６６において受信された信号が、順方向受信経路７０中のミキサ６８に印加され、その信号は、ミキサ６８に印加される局部発振器信号によってベースバンドにダウンコンバートされる。他の実施形態では、その信号は、代わりに、中間周波数にダウンコンバートされ得る。これらの実施形態のいくつかの例では、別個のＩおよびＱ低域フィルタ７４が、複雑なバンドパスフィルタと置き換えられ得る。

同相経路（Ｉ経路）６２の順方向受信経路７０中のミキサ６８と、直交経路（Ｑ経路）６４の順方向受信経路中のミキサとは、受動ミキサであり、それらのミキサは、直交信号を用いて動作する。すなわち、同じ局部発振器周波数が、同相経路（Ｉ経路）６２の順方向受信経路７０中のミキサ６８と、直交経路（Ｑ経路）６４の順方向受信経路中のミキサとに印加されるが、２つのミキサの局部発振器信号間で位相シフトが課される。

ミキサ６８の出力は、トランスインピーダンス増幅器７２に印加され、次いで、低域フィルタ７４に印加される。低域フィルタ７４の出力は、受信機６０の同相経路６２の順方向受信経路７０の出力である。受信機の同相経路６２の出力と、受信機６０の直交経路６４の出力とは、一緒に、同相（Ｉ）電圧および直交（Ｑ）電圧として、受信機６０の直交ベースバンド信号電圧出力を形成し得る。いくつかの例では、増幅器７２とフィルタ７４とは、単一のブロックまたは構成要素として組み合わせられ得る。

順方向受信経路７０の出力はまた、電圧分割器７８と第２のミキサ８０とを含む、フィードバック経路７６に印加される。電圧分割器７８は、フィードバック経路中のミキサ８０の前および／または後に現れ得る、受動電圧分割器である。

電圧分割器７８は、フィードバック経路７６中の信号の大きさを調節するように働く。

第２のミキサ８０は、順方向受信経路中のミキサ６８と同じ局部発振器周波数信号を受信し、したがって、受信経路７０のベースバンド出力信号を、受信された信号の周波数にアップコンバートするように働く。

第２のミキサ８０によって生成されたアップコンバートされたフィードバック信号は、次いで、入力された受信された信号と合成される（たとえば、入力された受信された信号から減算される）。フィードバック信号は、いくつかの例では、入力信号から減算されるので、これは、負のフィードバックである。

合成は、変換器８２によって行われる。

詳細には、受信機６０の入力線８４、８６は、それぞれの巻線８８、９０を含む。２つの部分（ｓｅｃｔｉｏｎ）９２、９４からなるさらなる巻線が、フィードバック経路７６の出力における線にわたって接続される。構成は、一方の入力線上の巻線８８とフィードバック経路巻線の第１の部分９２との間の相互インダクタンスがあるようなものであり、他方の入力線上の巻線９０とフィードバック経路巻線の第２の部分９４との間の相互インダクタンスがあるようなものである。構成は、さらに、フィードバック経路７６上の信号が、受信された信号と合成される（たとえば、受信された信号から減算される）ようなものである。

いくつかの例では、直交経路６４は、同相経路６２と並列に変換器８２に接続され得る。受動ミキサ８０が使用される場合、いくつかの例では、ミキサの局部発振器信号は、同相経路と直交経路との間で重複しないことがある。そのような例では、両方の経路上のフィードバック信号は、単に一緒に接続され得る。重複しない局部発振器信号により、一方のミキサが能動であるとき、他方は高いインピーダンスにあり、その逆も同様である。

また、制御可能キャパシタンス９６が、フィードバック経路７６の出力における線にわたって接続される。

したがって、受信機６０は、受信すべき信号の周波数において正確で制御可能な入力インピーダンスを提供する、狭帯域周波数変換する負のフィードバックを使用する。他の周波数において入力インピーダンスは低く、したがって、外乱は不整合により反射される。

受信機は、直交受動ミキサと、後続のトランスインピーダンス増幅器７２とをもつ、ミキサファースト構造である。トランスインピーダンス増幅器７２の低い入力インピーダンスは、受動ミキサ６８が、電流モードにおいて動作し、低い入力インピーダンスを生じることを引き起こす。低域フィルタ７４の出力において、ベースバンド信号情報が、同相（Ｉ）電圧および直交（Ｑ）電圧として利用可能である。

これらの電圧は、受動電圧分割器７８によって分割され、高周波数フィードバック信号を生成する直交ミキサ８０に与えられる。このフィードバック信号は、変換器８２を使用して、受信機入力と合成され（たとえば、受信機入力から減算され）、これは、次いで、フィードバックループの帯域幅中で受信機入力インピーダンスを正確にセットする。帯域幅は、低域フィルタ７４によって、または以下でより詳細に説明されるように、トランスインピーダンス増幅器のＲ－Ｃ分流フィードバックインピーダンスによって制御される、トランスインピーダンス増幅器の極によってセットされる。トランスインピーダンス増幅器７２は、その場合、いくつかの例では、低域フィルタ７４の機能をも含むことができる。

受信機入力インピーダンスは、変換器からのフィードバック電圧信号とミキサの入力電流との比によってセットされる。総受信機入力インピーダンスにおいて、非０ミキサ入力インピーダンスがこの比に加算されるが、それは、うまく設計された回路において、その比よりもはるかに低い。比の大きさは、順方向利得を決定する、トランスインピーダンス増幅器７２（たとえば、トランスインピーダンス増幅器７２に関連するフィードバック抵抗器）と、フィードバック経路中の受動電圧分割器７８とによって主に制御される。いくつかの例では、入力インピーダンスは、プログラム可能であるか、または動的に調節され得る。たとえば、（同相経路および／または直交経路中の）受動電圧分割器７８中のフィードバック抵抗器は、ＭＯＳトランジスタスイッチを使用して制御される抵抗器のバンクなど、デジタル的にプログラム可能な抵抗器を含み得る。いくつかの例では、（上述の比に等しいかまたはほぼ等しい）フィードバックによるインピーダンスは、順方向経路の入力インピーダンスよりも大きくなるか、またはそれよりもはるかに大きくなり得る。そうでない場合、フィードバックを使用することによって達成可能な性能改善は、いくつかの場合には限定され得る。（増幅器７２に接続されたときの）ミキサ６８の入力インピーダンスは、いくつかの例では、総入力インピーダンスの１０～２０％以下であり得、たとえば、入力インピーダンスの少なくとも８０～９０％が、うまく設計された回路においてフィードバックによるものであり得る。

比の位相も、順方向経路ミキサ６８に印加される局部発振器信号と、フィードバックミキサ８０に印加される局部発振器信号との間の位相差を適用することによって制御され得る。これは、いくつかの好適なやり方のうちのいずれか１つまたは複数で行われ得る。たとえば、可変遅延線がＬＯ信号に適用され得る。代替的に、Ｉ経路についての寄与が、Ｑ経路に加算されるかまたはＱ経路から減算され得、その逆も同様であり、すなわち、ベースバンド座標回転。これは、たとえば、ＩからＱへの、およびその逆の（正の回転と負の回転の両方をハンドリングするための）交差抵抗器のセットと非交差抵抗器のセットとをも有する、抵抗性電圧分割器に制御可能な抵抗器を追加することによって実現され得る。これらは、たとえば、図４中の既存の抵抗器１４８ａおよび１４８ｂに加えて、以下でより十分に説明され得る。

負のフィードバックを使用することは、回路の線形性が、正のフィードバック、特に、相互変調性能と比較して改善されることを意味する。

図４は、例示的な一実施形態における、図３の受信機回路６０の形態をより詳細に示す。

上述のように、図３に示されている受信機６０は、直交受信機であり、したがって、それぞれ、同相（Ｉ）信号および直交（Ｑ）信号のための別個の経路６２、６４を有する。

２つの経路をもつ、直交受信機の場合、受信された信号は、それら２つの経路に印加され、それらの経路は、各々、順方向経路中のミキサおよびフィードバック経路中のミキサを含み、同相経路中のミキサに印加される局部発振器信号と、直交経路中のミキサに印加される局部発振器信号との間の位相差がある。

より一般的には、受信機は、複数の経路をもつ、任意の多相受信機であり得る。

図４では、図を過度に複雑にすることを回避するために、複数の経路のうちの１つのみが示されている。

詳細には、図４は、差動信号を受信するための無線周波数入力（ＲＦ ｉｎ）における入力端子１２２、１２４のペアをもつ受信機１２０を示す。ただし、シングルエンド信号を用いて動作する受信機も可能であることが諒解されよう。

受信機の無線周波数入力（ＲＦ ｉｎ）において受信された信号が、順方向受信経路１２８中の受動ミキサ１２６に印加される。

この図示の例におけるミキサ１２６は、正の局部発振器信号および負の局部発振器信号（ＬＯ＋およびＬＯ－）がそれらに印加される、ＣＭＯＳトランジスタ１３０ａ、１３０ｂ、１３０ｃ、１３０ｄを含む、二重平衡受動ミキサである。一実施形態では、ＣＭＯＳトランジスタ１３０ａ、１３０ｂ、１３０ｃ、１３０ｄは、各々、２４０μｍの総チャネル幅をもつ、２０ｎｍのチャネル長を有する。ただし、これは、１つの特定の例であるにすぎず、任意の好適な値が他の例において使用され得る。

ミキサ１２６は、受信された信号をベースバンドに周波数ダウンコンバートするように働き、ミキサ１２６のベースバンド出力が、トランスインピーダンス増幅器１３２に印加される。

帯域外信号の電流を信号接地に分流させるために、バイパスキャパシタ１３４ａ、１３４ｂのペアが増幅器１３２の入力端子にわたって提供され、トランスインピーダンス増幅器における相互変調ひずみを低減する。一実施形態では、キャパシタ１３４ａ、１３４ｂは、各々、３２ｐＦのキャパシタンス値を有する。ただし、これは、１つの特定の例であるにすぎず、任意の好適な値が他の例において使用され得る。

トランスインピーダンス増幅器１３２の構造が、以下でより詳細に説明されるが、この段階では、トランスインピーダンス増幅器１３２が、ミキサ１２６の電流出力を、受信機回路の出力端子１３６、１３８上のベースバンド電圧出力ＢＢｏｕｔにコンバートすると言うことが十分である。

ベースバンド電圧出力の低域フィルタ処理が、各々、それぞれのフィードバックキャパシタ１４２ａ、１４２ｂと並列の、フィードバック抵抗器１４０ａ、１４０ｂのペアによって達成される。一実施形態では、フィードバック抵抗器１４０ａ、１４０ｂは、４ｋΩの抵抗値を有し、フィードバックキャパシタ１４２ａ、１４２ｂは、６ｐＦのキャパシタンス値を有する。ただし、これは、１つの特定の例であるにすぎず、任意の好適な値が他の例において使用され得る。

トランスインピーダンス増幅器１３２中のフィードバック抵抗器１４０ａ、１４０ｂは、たとえば、約３０ｄＢの、ＲＦ入力から出力への総利得を生じるように選択され得る。フィードバックキャパシタ１４２ａ、１４２ｂは、たとえば、約１０ＭＨｚの受信帯域幅を与えるように選択され得る。回路の帯域内電圧利得は、以下のように決定され得る。たとえば、帯域内電圧利得は、フィードバック抵抗器１４０ａおよび１４０ｂの値に比例し得る。したがって、たとえば、６ｄＢのさらなる利得が望まれる場合、抵抗は、したがって、２倍にされるべきである。帯域幅は、フィードバック抵抗器１４０とフィードバックキャパシタ１４２とのＲＣ積に反比例する。Ｒを増加させることによって利得を増加させるとき、帯域幅を維持するために、Ｃは、同じ係数で低減され得る。一方、帯域幅を変更し、利得を変更しないために、キャパシタ１４２のキャパシタンスは、抵抗器１４０の抵抗を変更することなしに変更され得る。たとえば、帯域幅は、フィードバックキャパシタ１４２ａおよび１４２ｂのキャパシタンスを２倍にすることと、抵抗器を不変に保つこととによって、１／２にされ得る。

前に説明されたように、受信機回路の出力端子１３６、１３８上のベースバンド電圧出力ＢＢｏｕｔと、対応する回路の出力とが、一緒に、受信機の出力としての複合ベースバンド信号電圧を形成し得る。

順方向受信経路１２８の出力はまた、受動電圧分割器１４６を含む、フィードバック経路１４４に印加される。電圧分割器１４６は、信号接地に接続された関連する抵抗器１５０ａ、１５０ｂをもつ、各信号線中のそれぞれの抵抗器１４８ａ、１４８ｂを含む。

一実施形態では、抵抗器の各ペアの抵抗の和、すなわち、抵抗器１４８ａおよび１５０ａの抵抗と、抵抗器１４８ｂ、１５０ｂの抵抗との和は、１００Ωである。この和はスプリットされ、各信号線中の抵抗器１４８ａ、１４８ｂが９６．２５Ωの抵抗値を有し、接地に接続された抵抗器１５０ａ、１５０ｂが３．７５Ωの抵抗値を有する。ただし、これは、１つの特定の例であるにすぎず、任意の好適な値が他の例において使用され得る。

したがって、電圧分割器１４６は、フィードバック経路１４４中の信号の大きさを調節するように働く。

フィードバック経路中の信号は、次いで、第２のミキサ１５２に印加され、第２のミキサ１５２は、順方向受信経路中のミキサ１２６と同じ局部発振器周波数信号を受信し、したがって、受信経路１４４のベースバンド出力信号を、受信された信号の周波数にアップコンバートするように働く。

この図示の例における第２のミキサ１５２は、正の局部発振器信号および負の局部発振器信号（ＬＯ＋およびＬＯ－）がそれらに印加される、ＣＭＯＳトランジスタ１５４ａ、１５４ｂ、１５４ｃ、１５４ｄを含む、二重平衡受動ミキサである。一実施形態では、ＣＭＯＳトランジスタ１５４ａ、１５４ｂ、１５４ｃ、１５４ｄは、各々、６０μｍの総チャネル幅をもつ、２０ｎｍのチャネル長を有する。

前述のように、電圧分割器１４６は、フィードバック経路中の第２のミキサ１５２の前および／または後に現れ得る。

キャパシタンス１５６が、フィードバック経路の２つの信号線間に接続され、これは、一実施形態では、各々、１４ｐＦのキャパシタンス値を有する、２つのセグメント（ｓｅｇｍｅｎｔ）１５８ａ、１５８ｂからなる。ただし、これは、１つの特定の例であるにすぎず、任意の好適な値が他の例において使用され得る。

得られた信号は、次いで、変換器１６０によって入力信号と合成される（たとえば、入力信号から減算される）。

変換器１６０は、受信機１２０の入力線１６６、１６８中のそれぞれの巻線１６２、１６４を備える。２つの部分１７０、１７２からなるさらなる巻線が、フィードバック経路１４４の出力における２つの信号線間に接続される。２つの巻線部分１７０、１７２の接続点が、２つのキャパシタセグメント１５８ａ、１５８ｂの接続点に接続され得る。

巻線の構成は、一方の入力線上の巻線１６２とフィードバック経路巻線の第１の部分１７０との間の相互インダクタンスがあるようなものであり、他方の入力線上の巻線１６４とフィードバック経路巻線の第２の部分１７２との間の相互インダクタンスがあるようなものである。構成は、さらに、フィードバック経路１４４上の信号が、ミキサ１２６に入力される前に、受信された信号と合成される（たとえば、受信された信号から減算される）ようなものである。

一実施形態では、受信機１２０の入力線１６６、１６８中の巻線１６２、１６４の各々、およびフィードバック経路１４４中の巻線部分１７０、１７２の各々が、３００ｐＨのインダクタンス、および０．１９Ωの寄生直列抵抗を有する。ただし、これは、１つの特定の例であるにすぎず、任意の好適な値が他の例において使用され得る。

いくつかの例では、巻線１６２と巻線部分１７０との間に、および巻線１６４と巻線部分１７２との間に０．８の相互結合係数がある。

したがって、受信機１２０は、信号を受信することが望まれる周波数において正確で制御可能な入力インピーダンスを提供する、狭帯域周波数変換する負のフィードバックを使用する。他の周波数において入力インピーダンスは低く、したがって、外乱は不整合により反射される。

入力インピーダンスが所望の値にチューニングされた、周波数は、いくつかの例では、局部発振器周波数に追従し得る。しかしながら、いくつかの例では、範囲は、チューニングされた変換器によって限定される。したがって、動作のより広い周波数範囲が望まれる場合、何らかの（粗い）チューニングがキャパシタ１５８に適用される必要があり得る。

受信機入力インピーダンスは、変換器からのフィードバック電圧信号とミキサの入力電流との比によってセットされる。総受信機入力インピーダンスにおいて、非０ミキサ入力インピーダンスがこの比に加算されるが、それは、うまく設計された回路において、その比よりもはるかに低い。比の大きさは、順方向利得を決定する、トランスインピーダンス増幅器中のフィードバック抵抗器１４０ａおよび１４０ｂと、フィードバック経路中の受動電圧分割器１４６とによって主に制御される。

フィードバックの調節によって、受信機１２０の入力インピーダンスは、整合のために最適化され得るとともに、同時に、ミキサ１２６の入力インピーダンスは低くなり得、これは、高い線形性を可能にし得る。

したがって、要約すると、図４に示されている受信機１２０は、フィードバック電圧を入力信号と合成する、入力における変換器１６０を有し、フィードバック電圧は、ベースバンド周波数入力を有する周波数アップコンバージョンミキサ１５２から来る。フィードバックは、負のものであり、すなわち、受信機の出力信号レベルを低減するように働く。受信機の順方向経路は、低い入力インピーダンスを有し、ベースバンド周波数への周波数ダウンコンバージョンを実施し、周波数ダウンコンバージョンは、受動ミキサ１２６と、後続のトランスインピーダンス増幅器１３２とによって実施される。

図４に示されているトランスインピーダンス増幅器１３２は、多くのやり方で実装され得る。

図５は、好適なトランスインピーダンス増幅器１３２の例示的な一例の形態を示し、これは、この場合、コモンモード制御ループをもつ単純なＡ級完全差動２段演算増幅器（ｃｌａｓｓ－Ａ ｆｕｌｌｙ ｄｉｆｆｅｒｅｎｔｉａｌ ｔｗｏ ｓｔａｇｅ ｏｐｅｒａｔｉｏｎａｌ ａｍｐｌｉｆｉｅｒ）である。

コモンモード制御１９０は、出力段１９２、１９４のＤＣコモンモード電圧を電源電圧の１／２に調整し、たとえば、８００ｍＶの電源の場合、４００ｍＶにおいて調整する。入力ＤＣ電圧は、増幅器１３２の入力Ｉｎ＋、Ｉｎ－に接続された２つの電流源１９６、１９８によって、より低く、約２５０ｍＶにシフトされる。電流源は、ＮＭＯＳトランジスタを使用して実装され得る。電流源１９６、１９８は、それらのＤＣ電流が、図４に見られるフィードバック抵抗器１４０ａ、１４０ｂにわたって１５０ｍＶ ＤＣ低下をもたらすことになるように選定される。すなわち、電流源１９６、１９８の各々によって供給される電流の値は、１５０ｍＶを各フィードバック抵抗器１４０ａ、１４０ｂの抵抗で除算したものである。これは、テール電流を制御するＰＭＯＳ電流ミラー（ｃｕｒｒｅｎｔ ｍｉｒｒｏｒ）２０２のための十分なヘッドルームがあるように、ＰＭＯＳ入力ペア２００をバイアスするのを助ける。

すべてのトランジスタが１０μｍのユニット幅を有する一実施形態では、入力ペア２００のトランジスタは、２００ｎｍのチャネル長と、７５０の乗法子（ｍｕｌｔｉｐｌｉｃａｔｏｒ）とを有し、電流ミラー２０２のトランジスタは、２００ｎｍのチャネル長と、４００の出力トランジスタのための乗法子と、２０の入力トランジスタとを有し、これが、電流を２０だけスケールアップさせ、電流源２１６によって供給される電流ミラー２０２のための基準電流は、７００μＡであり、出力段１９２、１９４のトランジスタ２０４、２０６は、それぞれ、２０ｎｍのチャネル長と、２０の乗法子とを有し、ミラーキャパシタンス（Ｍｉｌｌｅｒ ｃａｐａｃｉｔａｎｃｅ）２０８、２１０およびミラー抵抗（Ｍｉｌｌｅｒ ｒｅｓｉｓｔａｎｃｅ）２１２、２１４の値は、それぞれ、２３０ｆＦおよび１０Ωである。

したがって、図３に示されており、図４および図５を参照しながらより詳細に説明されるアーキテクチャは、回路を線形化する負のフィードバックにより、帯域内と帯域外の両方で、高度の線形性を有する。

トランスインピーダンス増幅器１３２の周りのフィードバック抵抗器１４０ａ、１４０ｂおよびフィードバックキャパシタ１４２ａ、１４２ｂによって引き起こされるトランスインピーダンス低域フィルタ処理の効果は、受信機入力へのフィードバックが低下し、したがって、入力インピーダンスが、受信されたＲＦ入力信号が局部発振器周波数から遠ざかるにつれて低オーミックになることである。さらにより高い周波数オフセットにおいて、増幅器１３２の入力におけるバイパスキャパシタ１３４ａ、１３４ｂが、それらの電流を信号接地に分流させることによって、ブロッカー（ｂｌｏｃｋｅｒ）を減衰させるのを助け、それらが増幅器における相互変調をもたらすのを防ぐことになる。バイパスキャパシタ１３４ａ、１３４ｂは、必要に応じて、入力インピーダンスのさらなる低減と不整合の増加とに寄与する。

図３に示されており、図４および図５を参照しながらより詳細に説明されるアーキテクチャは、プログラム可能な入力インピーダンスをも有し、たとえば、追加のインダクタなしで単一の変換器のみを使用し得る。

図６は、図３または図４の受信機を組み込んだ通信装置を示す、ブロック概略図である。

詳細には、図６は、通信デバイス２３０を示し、これは、たとえば、一般にユーザ機器デバイスと呼ばれる、モバイルフォン、ラップトップコンピュータまたはタブレットコンピュータ、無線センサーなどであり得る。さらに、通信デバイスは、通信ネットワークのノード、たとえば、基地局、リレー、またはリモートラジオユニットなど、無線アクセスネットワークのノードであり得る。通信デバイス２３０は、ここで説明されるおよび示される特徴および機能に加えて、他の特徴および機能を有することになるが、これらは、本開示の理解のために必要でないことが諒解されよう。

図６は、無線信号を送信および受信するのに好適である、アンテナ２３２を有する通信デバイス２３０を示す。

図６は、送信に好適である信号を生成するための送信回路２３４を有するデバイスを示すが、本開示は、信号を受信するのに好適であるにすぎないデバイスにも関することが諒解されよう。

図６は、図３または図４に示されているような、およびそれらを参照しながら説明されたような受信機回路であり得る、受信機回路２３６を示す。

この例では、受信機回路２３６は、受信機回路２３６の出力信号をプロセッサ２３８に供給し、プロセッサ２３８は、その信号を復調および復号し、任意の必要な信号処理タスクを実施する。プロセッサ２３８は、メモリ２４０と通信している。

図６は、図３および図４を参照しながら説明されたように、受信機回路２３６における使用のために、好適な局部発振器信号を受信機回路２３６に供給するための、局所発振器信号生成器２４２をも示す。

上述の実施形態は本発明を限定するのではなく例示するものであること、および、当業者であれば添付の特許請求の範囲から逸脱することなく、多くの代替実施形態を設計することが可能となることに留意されたい。「含む、備える（ｃｏｍｐｒｉｓｉｎｇ）」という単語は、特許請求の範囲に列挙されているエレメントまたはステップ以外の、エレメントまたはステップの存在を除外せず、「ａ」または「ａｎ」は複数を除外せず、単一の特徴または他のユニットが、特許請求の範囲に具陳されているいくつかのユニットの機能を果たし得る。特許請求の範囲の中のいかなる参照符号も、それらの範囲を限定するものと解釈されるべきではない。

Claims (18)

1. 受信機回路（６０、１２０）であって、
   無線周波数信号を受信するための入力（６６、８４、８６、１２２、１２４）と、
   前記受信機回路の出力信号を提供するための出力（１３６、１３８）と、
   受信経路（７０、１２８）であって、前記受信経路が、前記受信機回路の前記入力と前記出力との間に接続された、受信経路（７０、１２８）と、
   フィードバック経路（７６、１４４）であって、前記フィードバック経路の入力が、前記受信機回路の前記出力に接続された、フィードバック経路（７６、１４４）と、
   変換器（８２、１６０）と
   を備え、
   前記フィードバック経路の出力信号が、第１の信号を形成するために前記受信経路中の受信された前記無線周波数信号と合成され、
   前記受信経路が、
   局部発振器周波数によって前記第１の信号をダウンコンバートするための第１のミキサ（６８、１２６）と、
   ダウンコンバートされた前記第１の信号を増幅するための増幅器（７２、１３２）と
   を備え、
   前記フィードバック経路が、
   前記局部発振器周波数によって前記フィードバック経路中の信号をアップコンバートするための第２のミキサ（８０、１５２）
   を備え、
   受信された前記無線周波数信号との、前記フィードバック経路の前記出力信号の前記合成が、前記変換器によって達成される、受信機回路（６０、１２０）。
2. 前記入力（６６、８４、８６、１２２、１２４）、前記出力（１３６、１３８）、前記受信経路（７０、１２８）および前記フィードバック経路（７６、１４４）は、前記受信機回路が差動信号をハンドリングするように設定されるように、それぞれの第１の信号線および第２の信号線を備える、請求項１に記載の受信機回路。
3. 前記変換器（８２、１６０）が、前記無線周波数信号を受信するための、前記入力（６６、８４、８６、１２２、１２４）に接続された第１の巻線と、前記フィードバック経路（７６、１４４）に接続された第２の巻線とを備え、前記フィードバック経路の前記出力信号が、前記受信された無線周波数信号と合成されるように、前記第１の巻線と前記第２の巻線との間の相互インダクタンスがある、請求項１または２に記載の受信機回路。
4. 請求項２に従属するとき、
   前記変換器（８２、１６０）の前記第１の巻線が、前記入力（６６、８４、８６、１２２、１２４）の前記第１の信号線中の第１の巻線部分と、前記入力の前記第２の信号線中の第２の巻線部分とを備え、
   前記変換器の前記第２の巻線が、前記フィードバック経路（７６、１４４）の前記第１の信号線と前記第２の信号線との間に接続された第１のセグメントと第２のセグメントとを備え、
   前記第１の巻線の前記第１の巻線部分と前記第２の巻線の前記第１のセグメントとの間の相互インダクタンスがあり、
   前記第１の巻線の前記第２の巻線部分と前記第２の巻線の前記第２のセグメントとの間の相互インダクタンスがある、請求項３に記載の受信機回路。
5. 前記第１のミキサおよび前記第２のミキサ（６８、８０、１２６、１５２）が受動ミキサである、請求項１から４のいずれか一項に記載の受信機回路。
6. 前記増幅器（７２、１３２）がトランスインピーダンス増幅器である、請求項１から５のいずれか一項に記載の受信機回路。
7. 前記フィードバック経路（７６、１４４）が電圧分割器（７８、１４６）を備える、請求項１から６のいずれか一項に記載の受信機回路。
8. 前記電圧分割器（７８、１４６）が受動電圧分割器である、請求項７に記載の受信機回路。
9. 前記電圧分割器（７８、１４６）が、前記フィードバック経路中の前記第２のミキサ（８０、１５２）の前に位置する、請求項７または８に記載の受信機回路。
10. 受信機が多相受信機である、請求項１から９のいずれか一項に記載の受信機回路。
11. 複数の受信経路（７０、１２８）と、複数のフィードバック経路（７６、１４４）と、前記受信経路中の前記受信された無線周波数信号との、前記フィードバック経路のそれぞれの前記出力信号の合成のための少なくとも１つの変換器（８２、１６０）とを備え、
    それぞれの前記受信経路（７０、１２８）中のそれぞれの第１のミキサ（６８、１２６）に供給される局部発振器信号が、それらの間の位相差を有する、請求項１０に記載の受信機回路。
12. 前記受信機回路が、少なくとも３相受信機である、請求項１０または１１に記載の受信機回路。
13. 前記受信機回路が多相受信機であり、前記多相受信機が、同相信号および直交信号のためのそれぞれの受信経路（７０、１２８）およびフィードバック経路（７６、１４４）を備える直交受信機である、請求項１１に記載の受信機回路。
14. 前記フィードバック経路の前記出力信号と前記受信された無線周波数信号との前記合成の効果が、前記受信機の入力インピーダンスを変更することである、請求項１から１３のいずれか一項に記載の受信機回路。
15. 帯域外信号を減衰させるための、前記受信経路（７０、１２８）および前記フィードバック経路（７６、１４４）のうちの少なくとも一方中のフィルタ（７４、１４０、１４２）を備える、請求項１から１４のいずれか一項に記載の受信機回路。
16. 請求項１から１５のいずれか一項に記載の受信機回路（６０、１２０）を備える、通信デバイス。
17. 前記通信デバイスがユーザ機器デバイスである、請求項１６に記載の通信デバイス。
18. 前記通信デバイスが、無線通信ネットワークのネットワークノードである、請求項１６に記載の通信デバイス。

Images