TW201409949A - Rf射頻訊號接收器前端 - Google Patents

Abstract

本公開涉及阻斷耐受型寬頻帶噪聲消除接收器，由於窄頻片外射頻(RF)濾波相關的劣勢，本發明公開了一種具有最小增益壓縮和噪聲係數劣化的被設計為耐受阻斷的混頻器前置接收器前端。混頻器前置接收器前端包括兩個單獨的下變頻路徑，該路徑在基頻濾波之前有助於最小化新增的噪聲和電壓增益，這是去除窄頻片外RF濾波的關鍵因素。

Description

RF射頻訊號接收器前端

本申請通常涉及RF接收器，特別是涉及RF接收器前端。

在射頻(RF)接收器設計中，存在兩種通常應用的前端架構；即，零差架構和外差架構。零差架構將期望的通道直接地從RF向下變頻至基頻，而外差架構在向下變頻至基頻之前，將期望的通道向下變頻成一個或更多中頻(IFs)。通常，這些前端架構中的每一個經常利用天線接收RF訊號，利用帶通濾波器抑制所接收的RF訊號中的帶外干擾，利用低噪聲放大器(LNA)對濾波後的RF訊號提供增益，並應用一個或多個下變頻級。

接收器前端中的每一個部件(如上述提到的那些)增加整個系統的噪聲。可通過它的噪聲係數(F)表徵部件的噪聲，通過部件的輸入上的信噪比(SNR)對部件的輸出上的SNR的比率給出所述噪聲係數：F _COMPONENT =SNR _IN /SNR _OUT

整體的前端接收器的噪聲隨著來自連續的部件組合的噪聲從輸入到輸出增加。通常，接收器前端的整體噪聲係數與每一個部件的噪聲係數除以先前的部件的級聯增益後的總和成正比，且通過下列公式給出：

其中，F_n和A_n分別地代表接收器前端中的第n個部件的噪聲 係數和增益。上述等式顯示，第一個增益部件的噪聲係數F₁和增益A₁可對接收器前端的整體噪聲係數具有顯性效果，因為每一個連續的部件提供的噪聲由被在該部件之前的級聯增益削弱。

因此，為了提供足夠的靈敏度，往往重要的是，保持接收器前端中的第一增益部件的噪聲係數F₁低和增益A₁高。接收器前端的靈敏度決定可探測到的最小的訊號水平，並受接收器前端的總體噪聲係數的限制。因而，在很多接收器設計中，前端中的第一增益部件是LNA，其可提供高的增益，同時向總體RF接收器提供低的噪聲。

LNAs為小訊號輸入提供相對線性的增益。然而，對於足夠大的輸入訊號，LNAs在增益壓縮的形式中可呈現非線性的的表現；即，對於足夠大的輸入訊號，LNA的增益接近零。LNA增益壓縮是RF接收器設計中遇到的普遍的問題，因為在接收的RF訊號中會有被稱為阻斷的大的帶外干擾伴隨相對弱的期望訊號。如果在到達LNA之前不減弱這些大的帶外干擾，那麽其可能嚴重地影響LNA的線性，且降低接收器前端的靈敏度。

因此，按照慣例，在接收器前端中在LNA之前應用帶通濾波器，減弱大的帶外干擾。這些濾波器一般是機械諧振裝置，如表面聲波(SAW)濾波器，該濾波器提供很多現今通訊標準需要的高品質因素(Q-因素)。已諧調的電路(如帶通濾波器)的Q-因素是其諧振頻率(或中心頻率)與其3dB頻率頻寬的比率。SAW濾波器通常適合於具有RF接收器的半導體基板上的單片集成電路。然而，由於基於矽的電感器中的有限的Q-因素，在很多RF接收器設計中，SAW濾波器仍然是常見的。

儘管SAW濾波器可提供大的帶外干擾的極好的削弱和精確的通帶位置，但SAW濾波器也具有幾個相應的劣勢。首先，在這些濾波器通帶中，這些濾波器具有大約1到2dB的插入損耗。這直接地增加到噪聲係數並降低RF接收器的靈敏度。第二，這些濾波 器總是增加成本和電路板面積，特別是在其中可需要多個這些濾波器的多頻帶應用中(例如，對於每個所支援的頻帶都有一個)。最後，窄頻片外SAW濾波器的應用不能與軟體定義的無線電的概念兼容(SDR)，所述軟體定義的無線電繼續在電力、速度、和靈活性中其相關的優勢得到關注。

例如，諸如蜂窩標準GSM、UMTS、和LTE、無線網路標準Wi-Fi和WiMAX、移動TV標準DVB-H、導航標準GPS、和短程通訊標準藍芽技術和RFID這樣的移動應用，通常利用從400MHz一直跨度到6GHz的無線電頻譜的不同的部分。移動設備的趨勢已經並將多個(如果不是所有的)這樣移動應用結合至單一的移動設備。而不是為每一個這樣的應用增加單獨的接收器前端，由軟體控制的靈活的接收器硬體的應用可使得更移動設備更小、具有更高的功率效率、並且更便宜。將這些功能轉移到軟體的趨勢是SDR的基本理念。SAW濾波器不與SDR的概念兼容，因為它們是窄頻，且它們的通帶通常是不可編程的。

根據本發明的一個方面，提出了一種用於接收通過來自天線的RF電壓訊號和RF電流訊號表徵的射頻(RF)訊號的接收器前端，接收器前端包括：主下變頻路徑，包括：第一無源混頻器，被配置為混合RF電流訊號與本振(LO)訊號，以提供第一向下變頻的訊號；以及跨阻抗放大器，被配置為將第一增益應用於所示第一向下變頻的訊號，以提供第一輸出訊號；該接收器前端還包括輔助下變頻路徑，包括：跨導單元，被配置為將RF電壓訊號轉變成相應的電流訊號；第二無源混頻器，被配置為將相應的電流訊號與LO訊號混合，以提供第二向下變頻的訊號；以及第二跨阻抗放大器，被配置為將第二增益施加至第二向下變頻的訊號，以提供第二輸出訊號。

根據本公開的一個方面，其中，第一增益基本上與第二增益 成比例。

根據本公開的一個方面，其中，第一增益基本上成比例於第二增益和與天線關聯的源阻抗(source impedance)的乘積。

根據本公開的一個方面，其中，跨導單元是逆變器。

根據本公開的一個方面的一個實施方式，該接收器前端，還包括：基頻處理模組，被配置為處理作為差分訊號的兩端的第一輸出訊號和第二輸出訊號。

根據本公開的一個方面的另一個實施方式，該接收器前端，還包括：基頻處理模組，被配置為差分地感應第一輸出訊號和第二輸出訊號，以消除來自阻抗匹配電阻器的噪聲並加强RF訊號。

根據本公開的一個方面，其中，基頻處理模組還被配置為低通濾波並數字化第一輸出訊號和第二輸出訊號。

根據本公開的一個方面，其中，第一無源混頻器被包括在第一諧波抑制混頻器內，和第二無源混頻器被包括在第二諧波抑制混頻器內。

根據本公開的一個方面，該接收器前端還包括被配置為濾波第一輸出訊號的低通濾波器。

根據本公開的一個方面，其中，低通濾波器是開關電容器濾波器。

根據本公開的另一個方面，提出了一種用於接收通過來自天線的RF電壓訊號和RF電流訊號表徵的射頻(RF)訊號的接收器前端，RF接收器前端包括：第一無源混頻器，被配置為向下變頻RF電流訊號，以提供第一向下變頻的訊號；第一跨阻抗放大器，被配置為在虛擬接地的第一求和節點接收來自第一無源混頻器的第一向下變頻的訊號，並將第一增益施加於第一向下變頻的訊號，以提供第一輸出訊號；第二無源混頻器，被配置為向下變頻與RF電壓訊號對應的電流訊號，以提供第二向下變頻的訊號；以及第二跨阻抗放大器，被配置為在虛擬接地的第二求和節點接收 來自第二無源混頻器的第二向下變頻的訊號和將第二增益施加於第二向下變頻的訊號，以提供第二輸出訊號。

根據本公開的另一個方面，其中，第一增益基本上與第二增益成比例。

根據本公開的另一個方面，其中，第一增益基本上成比例於第二增益和與天線關聯的源阻抗的乘積。

根據本公開的另一個方面的一個實施方式，該接收器前端還包括：基頻處理模組，被配置為處理作為差分訊號的兩端的第一輸出訊號和第二輸出訊號。

根據本公開的另一個方面的另一個實施方式，該接收器前端還包括：基頻處理模組，被配置為差分地感應第一輸出訊號和第二輸出訊號，以消除來自阻抗匹配電阻器的噪聲並加强RF訊號。

根據本公開的另一個方面，其中，基頻處理模組還被配置為低通濾波並數字化第一輸出訊號和第二輸出訊號。

根據本公開的另一個方面，其中，第一無源混頻器被包括在第一諧波抑制混頻器內，第二無源混頻器被包括在第二諧波抑制混頻器內。

根據本公開的另一個方面，還包括被配置為濾波第一輸出訊號的低通濾波器。

根據本公開的另一個方面，其中，低通濾波器是開關電容器濾波器。

根據本公開的又一個方面，提出了一種用於接收通過來自天線的RF電壓訊號和RF電流訊號表徵的射頻(RF)訊號的接收器前端，RF前端包括：主下變頻路徑，被配置為向下變頻RF電流訊號，以提供第一向下變頻的訊號並將第一增益施加於第一向下變頻的訊號；以及輔助向下變頻路徑，被配置為向下變頻與RF電壓訊號對應的電流訊號，以提供第二向下變頻的訊號，並將第二增益施加於第二向下變頻的訊號，其中，第一增益基本上成比例 於第二增益和與天線關聯的源阻抗的乘積成比例。

102‧‧‧天線

104‧‧‧電壓源

106‧‧‧串聯源輸出電阻(Rs)

108‧‧‧輸入匹配電阻(RIN)

110‧‧‧電壓源

112‧‧‧電壓源

200‧‧‧混頻器前置接收器前端

202‧‧‧天線

204‧‧‧下變頻路徑

206‧‧‧下變頻路徑

208‧‧‧基頻處理模組

210‧‧‧電壓源

212‧‧‧源輸出電阻(Rs)

214‧‧‧輸入匹配電阻(RIN)

216‧‧‧無源混頻器

218‧‧‧本地震盪器訊號(LO)

220‧‧‧無源混頻器

222‧‧‧跨導單元(GM)

224‧‧‧跨阻抗運算放大器

226‧‧‧跨阻抗運算放大器

300‧‧‧混頻器前置接收器前端

400‧‧‧示例性的波形

500‧‧‧單平衡式無源混頻器

502‧‧‧輸出

600‧‧‧雙平衡式無源混頻器

602‧‧‧單平衡式無源混頻器

604‧‧‧單平衡式無源混頻器

606‧‧‧輸出

702‧‧‧單端跨阻抗運算放大器

704‧‧‧低通濾波器

802‧‧‧差分跨阻抗運算放大器

804‧‧‧差分低通濾波器

本文包括並入的並形成說明書的一部分的附圖示出了本公開的實施方式，並且與描述一起，進一步用於解釋實施方式的原理並且能夠使本領域技術人員做出和應用實施方式。

圖1示出了應用於接收器前端的噪聲消除技術。

圖2根據本公開的實施方式示出了具有利用圖1所示的噪聲消除技術的兩個獨立的下變頻路徑的混頻器前置(mixer-first)接收器前端。

圖3根據本公開的實施方式示出被設計為限制由高階諧波作用引起的干擾的混頻器前置接收器前端。

圖4根據本公開的實施方式示出用於八相位(phase)諧波抑制混頻器的示例性的LO訊號的波形圖。

圖5根據本公開的實施方式示出單平衡式無源混頻器。

圖6根據本公開的實施方式示出雙平衡式無源混頻器。

圖7根據本公開的實施方式示出示例性的單端型低通濾波器。

圖8根據本公開的實施方式示出示例性的差分低通濾波器。

將參考附圖描述本公開的實施方式。一般通過相應的附圖標記中的最左邊的數字指示其中第一次出現該元件的圖。

在以下描述中，為了提供對本公開的實施方式的徹底的理解，陳述了許多具體的細節。然而，本領域的技術人員將顯然可見的是，可在沒有這些具體的細節的情況下實施包括結構、系統、和方法的實施方式。此處的描述和表現是本領域專家或技術人員最有效地向本領域的其他技術人員傳達其成果實質所用的普通手段。在其他實例中，沒有詳細地描述已知的方法、程序、部件、和電路，以便避免對本發明方面的不必要的模糊。

在說明書中，對“一個實施方式”、“一實施方式”、“示 例性實施方式”等等引用指的是實施方式可包括具體的特徵、結構或特性，但是每一個實施方式不一定包括具體的特徵、結構、或特性。此外，這樣的短語不一定指的是相同的實施方式。進一步地，當結合實施方式描述具體的特徵、結構、或特性時，應該認識到結合無論是否明確地描述的其他實施方式對這樣的特徵、結構、或特性發生影響是在本領域的技術人員的知識範圍內的。

1.概述

由於上述提到的窄頻片外RF濾波相應的劣勢，此處描述設計為耐受阻斷的具有最小的增益壓縮和噪聲係數劣化的混頻器前置接收器前端。混頻器前置接收器前端包括兩個單獨的下變頻路徑，所述路徑有助於在基頻濾波之前最小化增加的噪聲和電壓增益，這兩條路徑是如下解釋地去除窄頻片外RF濾波的關鍵因素。

2.混頻器前置接收器前端

在混頻器前置接收器前端中，在RF訊號的任何實質的濾波以去除阻斷之前執行對所接收的RF訊號的下變頻。因為RF訊號沒有在下變頻之前接收去除阻斷的實質的濾波，所以是重要的，前端在下變頻之前、下變頻期間、和下變頻之後對RF訊號的電壓增益進行最小化，直到可濾波下變頻後的訊號以去除阻斷。最小化電壓增益直到可濾波下變頻後的訊號，防止了由於阻斷而造成的放大元件的增益壓縮。此外，因為實際上，RF訊號在基頻濾波之前沒有接收電壓增益，所以在下變頻之前和期間向RF訊號添加最小的噪聲是重要的，以免壓制由常常微弱的RF訊號携帶的訊息。

本發明的混頻器前置接收器前端包括兩個單獨的下變頻路徑，所述路徑有助於在基頻濾波之前最小化添加的噪聲和電壓增益，因此允許屏棄窄頻片外RF濾波。在討論本公開的混頻器前置接收器前端的具體的實施方式之前，描述了由前端利用的噪聲消除技術。

圖1具體示出由本公開的混頻器前置接收器前端利用的噪聲 消除技術的概念。如圖1顯示的，接收器前端100包括：天線102，可由電壓源104串聯源輸出電阻(Rs)106表徵；以及輸入匹配電阻(RIN)108。一般包括輸入匹配電阻108以匹配與天線102關聯的源輸出電阻106。假如匹配電阻(通常稱為阻抗匹配)有助於避免訊號反射和最大化從天線102至接收器前端100的其他下游元件的功率輸送。然而，正如所有的電阻部件，輸入匹配電阻108產生可壓制天線102所接收的常常是微弱的RF訊號的熱噪聲。在圖1中示出了由輸入匹配電阻108產生的熱噪聲，串聯電壓源具有平均平方值。

接收器前端100包括消除由輸入匹配電阻108產生的熱噪聲的兩個增益路徑。第一增益路徑包括電壓控制的電壓源110，該電壓源提供第一輸出電壓V_OUT1，第一輸出電壓V_OUT1等於在源輸出電阻106和輸入匹配電阻108之間測量的電壓乘以某些增益α的。第二增益路徑包括電流控制的電壓源112，該電壓源提供第二輸出電壓V_OUT2，第二輸出電壓V_OUT2等於流過輸入匹配電阻108的電流乘以某些增益rm。

可以顯示出，由輸入匹配電阻108產生的熱噪聲出現在彼此異相180度的電壓 和電流 兩者中，而由天線102接收的RF訊號出現在彼此同相的電壓 和電流 兩者中。考慮到這點，可確定rm和α，以便調整兩個電壓訊號V_OUT1和V_OUT2的幅度，這樣，當將V_OUT1和V_OUT2相加時(或取決於α和rm的相對極性，潜在差分地感應到)，充分地消除由輸入匹配電阻108產生的熱噪聲，同時加强由天線102接收的RF訊號。例如，基於在圖1中圖示的前端100的示例性的配置，通過將rm設定等於- α *RS，調整兩個電壓訊號V_OUT1和V_OUT2的幅度，這樣，當將V_OUT1和V_OUT2相加時(或取決於α和rm的相對極性，潜在差分地感應到)，基本上消除由輸入匹配電阻108產生的熱噪聲，同時加强由天線102接收的RF訊號。

圖2示出根據本公開的實施方式的混頻器前置接收器前端200，該前端利用上述描述的噪聲消除技術。混頻器前置接收器前端200可用於多個不同的設備，以便接收無線RF訊號，如手機、無線調制解調器、無線路由器和接入點等等。如圖2顯示的，混頻器前置接收器前端200包括天線202，兩個下變頻路徑204和206，以及基頻處理模組208。可通過電壓源210與源輸出電阻(Rs)212串聯來表徵天線202，例如，該源輸出電阻可能是50 Ohms。通過輸入匹配電阻(RIN)214匹配源輸出電阻212，以避免訊號反射，並最大化從天線202到混頻器前置接收器前端200的其他下游元件的功率輸送。

在操作中，兩個下變頻路徑204和206將由天線202接收的RF訊號向下變頻至基頻或某些IF，並利用上述描述的圖1中的噪聲消除技術實質消除由輸入匹配電阻214產生的熱噪聲，同時基本上避免RF訊號的電壓增益。主要的下變頻路徑204包括無源混頻器216，以將流過輸入匹配電阻214的電流訊號 下變頻基本上等於本地震盪器訊號(LO)218的頻率的量。電流訊號 包括由天線202接收的RF訊號和由輸入匹配電阻214產生的熱噪聲訊號。輔助下變頻路徑206包括無源混頻器220，以將在源輸出電阻212與輸入匹配電阻214之間測量的電壓訊號 下變頻基本上等於由無源混頻器216所使用的相同的LO訊號218的頻率的量。例如，可基於所接收的RF訊號的光譜中的期望的通道的位置在寬頻率範圍上調諧LO訊號218的頻率。像電流訊號 一樣，電壓訊號 包括由天線202接收的RF訊號和由輸入匹配電阻214產生的熱噪聲訊號。在輔助的下變頻路徑206中包括另外的跨導單元(GM)222以將電壓訊號 轉換成對應的電流訊號。例如，跨導單元222可被實施為逆變器。

儘管熱噪聲訊號和RF訊號出現在電流訊號和電壓訊號兩者中，如圖1中指示的，可以顯示出，中的熱噪聲訊號與 中的熱噪聲訊號是180度異相的，而中RF訊號與 中的RF訊號同相。慮到這點，跨阻抗運算放大器224和226可分別地用於將無源混頻器218和220的輸出上的向下變頻的電流訊號轉變為並按比例縮放成兩個電壓訊號V_OUT1和V_OUT2，以使當將V_OUT1和V_OUT2相加時(或取決於傳輸功能應用的增益的相對極性，潜在差分地感應到)，充分地消除由輸入匹配電阻214產生的熱噪聲，同時加强由天線202接收的RF訊號。

通常，基於自身的反饋網路確定跨阻抗運算放大器224和226的轉移功能。在至少一個實施方式中，如圖2顯示的，跨阻抗運算放大器224和226包括在自身的反饋網路中並聯的電阻性元件和電容性元件。為了穩定性的目的，可包括電容性元件C_MAIN和C_AUX，且可包括電阻性元件R_MAIN和R_AUX，以分別地為跨阻抗運算放大器224和226設置電流到電壓轉變增益。在不失一般性的情況下，如果忽略電容性元件C_MAIN和C_AUX，可以顯示出，假設跨阻抗運算放大器224和226具有足夠的開環增益，電流到電壓轉變增益基本等於- R_MAIN和- R_AUX。

基於圖2中圖示的混頻器前置接收器前端200的示例性的配置，通過將R_MAIN設置等於- R_AUX*RS，可調整兩個電壓訊號V_OUT1和V_OUT2的幅度，以使當將V_OUT1和V_OUT2相加時(或取決於α和rm的相對極性，潜在差分地感應到)，基本消除由輸入匹配電阻214產生的熱噪聲，同時加强由天線202接收的RF訊號。然而，R_MAIN和R_AUX的其他設置是可能的，且可用於其他RF接收器前端配置。

通過採用無源混頻器216和220(其是雙向的)和跨阻抗運算放大器224和226，跨阻抗運算放大器224和226的負求和節點的虛擬接地理想地出現在其中接收來自天線202的RF訊號的無源混頻器216和220的RF側處，因此在基頻或IF濾波之前抑制電壓擺動以除去阻斷。因而，因為混頻器前置接收器前端200抑制噪 聲，同時最小化電壓增益，可認為混頻器前置接收器前端200是阻斷耐受的。另外，因為無源混頻器216是雙向的，跨阻抗運算擴大器224的噪聲在混頻器前置接收器前端200的輸入上向上變頻，並連同由輸入匹配電阻214產生的熱噪聲一起被消除。當通過電流源類的跨導單元222驅動時，跨阻抗運行放大器226的噪聲的作用可忽略不計。

隨著通過如上述的下變頻路徑204和206的由天線202接收的RF訊號的向下變頻，基頻處理模組208利用一個或多個處理器和/或電路處理V_OUT1和V_OUT2。例如，基頻處理模組208可獨立地或在相加之後(或相減之後)低通濾波V_OUT1和V_OUT2，以去除阻斷和其他干擾。另外，基頻處理模組208可進一步利用一個或多個模擬變數字的轉換器(ADC)，單獨地或在相加之後(或相減之後)執行V_OUT1和V_OUT2的數字化。例如，ADC可以是三角積分ADC。另外，基頻處理模組208可以以相對於彼此的任何順序執行V_OUT1和V_OUT2的低通濾波和數字化。進一步地，基頻處理模組208可解調V_OUT1和V_OUT2內含有的向下變頻的RF訊號，以恢復訊息。

3.具有諧波抑制混頻器的混頻器前置接收器前端

通過圖2中的向下變頻所接收的RF訊號的無源混頻器216和220所用的LO訊號218一般接近方波形。不同於單音正弦波形，方波形在LO訊號的特定倍數的基頻的上含有諧波。因此，位於這些諧波上的RF訊號的非期望的部分可由無源混頻器216和220向下變頻，並干擾基頻上的RF訊號的期望的部分。

根據本公開的實施方式，下面描述的圖3提供設計為限制由這些高階諧波作用引起的干擾的混頻器前置接收器前端300。混頻器前置接收器前端300包括與圖2中圖示的混頻器前置接收器前端200一樣的基本結構。然而，由用四個單平衡式無源混頻器構造的八相無源諧波抑制混頻器各自取代分別在下變頻路徑204和 206中包括的無源混頻器216和220。相應地，各自利用四個跨阻抗運算放大器取代跨阻抗運算放大器224和225，其中將四個跨阻抗運算放大器各自耦接至相應的一個單平衡式無源混頻器。應該注意，在其他實施方式中，可使用較低或較高的階的無源諧波抑制混頻器。

如圖3中顯示的，每一個下變頻路徑204和206中包括的四個單平衡式無源混頻器接收相應的一組LO訊號。下變頻路徑204和206中的第一相應的無源混頻器接收LO訊號0和4，下變頻路徑204和206中的第二相應的無源混頻器接收LO訊號1和5，下變頻路徑204和206中的第三相應的無源混頻器接收LO訊號2和6，下變頻路徑204和206中的第四相應的無源混頻器接收LO訊號3和7。在圖4中顯示LO訊號0-7的示例性的波形400。如圖4中顯示的，示例性的LO訊號是非重叠的，和具有基本等於12.5%的占空比。可以顯示出，通過利用每一個下變頻路徑204和206中的四個跨阻抗運算放大器的輸出的適當地加權的組合，可減少和/或清空由於上述討論的更高階的諧波作用而向下折至基頻的噪聲的量。可通過基頻處理模組208執行加權和重組。

應該注意，在其他實施方式中，可進一步將混頻器前置接收器前端300構造成全差分接收器前端。換句話說，在其他實施方式中，可進一步通過利用差分跨導單元取代跨導單元222，並通過利用雙平衡式無源混頻器取代每一個下變頻路徑204和206中的四個單平衡式無源混頻器，來將混頻器前置接收器前端300進一步構造為處理由天線202接收的差分RF訊號。

4.無源混頻器

圖5示出可用於實施圖3顯示的單平衡式無源混頻器的單平衡式無源混頻器500的示例性的實施方式。單平衡式無源混頻器500包括開關裝置M1和M2。在實施方式中，開關裝置M1和M2是n通道金屬氧化物半導體場效應電晶體(NMOSFET)。具體地， 開關裝置M1和M2是n通道MOSFET(NMOS)。然而，如本領域的技術人員應該明白的是，可利用其他適當的開關裝置實施的開關裝置M1和M2。在圖5的實施方式中，當閉合(ON)時，開關M1和M2基本上在其線性區域中工作。

在操作中，單平衡式無源混頻器500接收具有ω_LO頻率的差分LO訊號。將開關裝置M1的閘極耦接至LO訊號的正端(LO+)，而開關裝置M2的閘極被耦接至LO訊號的負端(LO-)。因為LO訊號是差分的並且其兩端基本上是180度異相的，開關裝置M1和M2以LO訊號的頻率(ω_LO)被閉合(ON)和斷開(OFF)不同的次數。以ω_LO的頻率開關電晶體M1和M2不同的次數有效地將耦接至開關裝置M1和M2的源的RF輸入訊號(RFIN)乘以±1。這種有效的倍增通過LO訊號和RF輸入訊號之間的頻率的和(ω_RF+ω_LO)和差(ω_RF-ω_LO或ω_LO-ω_RF)導致RF輸入訊號的變頻。在輸出502上差分地提供變頻的RF輸入訊號。

單平衡式無源混頻器500的應用有效地去除LO訊號的任何DC偏移分量。DC分量的去除有助於減少單平衡式無源混頻器500的輸出502上的RF輸入訊號的非期望的直通(feed-through)。

圖6示出雙平衡式無源混頻器600的示例性的實施方式，當期望全差分接收器前端時，所述混頻器可用於實施圖3的接收器前端300中的無源混頻器。

雙平衡式無源混頻器600包括開關裝置M1、M2、M3和M4。在實施方式中，開關裝置M1到M4是金屬氧化物半導體場效應電晶體(MOSFET)。具體地，開關裝置M1到M4是n通道MOSFET(NMOS)。然而，如本領域的技術人員應該明白的，可利用其他適當的開關裝置實施開關裝置M1到M4。在圖6的實施方式中，當閉合(ON)時，操作開關M1到M4基本上在其線性區域中操作。

在操作中，雙平衡式無源混頻器600接收具有ω_LO的頻率的 差分LO訊號。雙平衡式混頻器600基本上形成自兩個單平衡式無源混頻器602和604。將開關裝置M1和M3的閘極耦接至LO訊號的正端(LO+)，和將開關裝置M2和M4的閘極耦接至LO訊號的負端(LO-)。因為LO訊號是差分的並且其兩個端部本質上是180-度異相的，開關裝置對M1和M2以及開關裝置對M3和M4以LO訊號的頻率(ω_LO)被閉合(ON)和斷開(OFF)不同的次數。以ω_LO頻率開關有效地使得耦接至開關裝置M1和M2的源的正RF輸入訊號(RFIN+)以及耦接至開關裝置M3和M4的源的負RF輸入訊號(RF_IN-)乘以±1。這種有效的倍增通過同相LO訊號和差分RF輸入訊號之間的頻率的和(ω_RF+ω_LO)和差(ω_RF-ω_LO或ω_LO-ω_RF)導致差分RF輸入訊號的變頻。在輸出606上差分地提供變頻後的RF輸入訊號。

雙平衡式無源混頻器600的應用有效地去除LO訊號的任何DC偏移分量，以及差分RF輸入訊號的任何DC偏移分量。DC部件的去除有助於減少雙平衡式無源混頻器606的輸出606上的RF輸入訊號和LO訊號的非期望的直通。

5.低通濾波器

圖7示出可用於如上述公開的混頻器前置接收器前端的低通濾波器的示例性的實施方式。具體地，圖7示出單端跨阻抗運算放大器702，例如，所述放大器可能是圖2顯示的一個單端跨阻抗運算放大器224和226，和低通濾波器704。低通濾波器704可用於減弱作為來自一個跨阻抗運算放大器224和226中的一個的輸出提供的向下變頻的訊號中的干擾或阻斷。

低通濾波器704具體地包括電阻器R1和電容器C1，和在R1和C1的串聯耦接之間帶來低通濾波器704的濾波輸出。在一個實施方式中，可使電阻器R1和/或電容器C1可編程，以便可調整低通濾波器的通帶的特性。

應該注意，當低通濾波器704用於類似於圖3中顯示的、用 於實施諧波抑制混頻器的混頻器前置接收器前端時，可在每一個跨阻抗運算放大器的輸出上放置各自的低通濾波器704，或低通濾波器704可在執行諧波重組之後用於濾波訊號。在後來的實例中，可使用一個或兩個(其中存在同相和正交部件)低通濾波器704。應該進一步注意，在其他實施方式中，可通過實施低通函數的開關電容濾波器取代低通濾波器704。可使得這樣的濾波器的開關頻率是可編程的，以便調整濾波器的通帶。

圖8示出可用於如上述公開的混頻器前置接收器前端的低通濾波器的另一個示例性的實施。具體地，圖8示出差分跨阻抗運算放大器802，例如，所述放大器可以是圖3顯示的差分跨阻抗運算放大器中的一個，以及差分低通濾波器804。差分低通濾波器804可用於減弱作為來自圖3中顯示的一個跨阻抗運算放大器的輸出提供的向下變頻的訊號中的干擾或阻斷。

差分低通濾波器804具體地包括電阻器R1和R2和電容器C1，並且，如圖8所示，示出差分低通濾波器804的濾波後的輸出。在一個實施方式中，使得電阻器R1和R2、和/或電容器C1可編程，以便可調整低通濾波器的通帶的特性。

應該注意，當低通濾波器804用於類似於圖3中顯示的用於實施諧波抑制混頻器的一個的混頻器前置接收器前端時，可在每一個跨阻抗運算放大器的輸出上放置各自的差分低通濾波器804，或差分低通濾波器804可在執行諧波重組之後用於濾波訊號。在後者的實例中，可使用一個或兩個(其中存在同相和正交部件)差分低通濾波器804。應該進一步注意，在其他實施方式中，可通過實施低通函數的開關電容器濾波器取代低通濾波器804。可使得這樣的濾波器的開關頻率是可編程的，以調整濾波器的通帶。

6.結論

已經借助於示出指定的功能的實施及其關係的實施方式的功能結構塊描述了本公開。為了描述的方便，此處任意地定義了這 些功能結構塊的範圍。可選地，只要適當地執行指定的功能及其關係，可定義任意的範圍。

200‧‧‧混頻器前置接收器前端

202‧‧‧天線

204‧‧‧下變頻路徑

206‧‧‧下變頻路徑

208‧‧‧基頻處理模組

210‧‧‧電壓源

212‧‧‧源輸出電阻(Rs)

214‧‧‧輸入匹配電阻(RIN)

216‧‧‧無源混頻器

218‧‧‧本地震盪器訊號(LO)

220‧‧‧無源混頻器

222‧‧‧跨導單元(GM)

224‧‧‧跨阻抗運算放大器

226‧‧‧跨阻抗運算放大器

Claims (10)

1. 一種用於接收通過來自天線的RF電壓訊號和RF電流訊號表徵的射頻(RF)訊號的接收器前端，所述接收器前端包括：主下變頻路徑，包括：第一無源混頻器，被配置為混合RF電流訊號與本振(LO)訊號，以提供第一向下變頻的訊號；以及跨阻抗放大器，被配置為將第一增益應用於所述第一向下變頻的訊號，以提供第一輸出訊號；和輔助下變頻路徑，包括：跨導單元，被配置為將所述RF電壓訊號轉變成相應的電流訊號；第二無源混頻器，被配置為將所述相應的電流訊號與所述LO訊號混合，以提供第二向下變頻的訊號；以及第二跨阻抗放大器，被配置為將第二增益施加至所述第二向下變頻的訊號，以提供第二輸出訊號。
2. 根據請求項1所述的接收器前端，其中，所述第一增益基本上與所述第二增益成比例。
3. 根據請求項1所述的接收器前端，其中，所述跨導單元是逆變器。
4. 根據請求項1所述的接收器前端，還包括：基頻處理模組，被配置為處理作為差分訊號的兩端的所述第一輸出訊號和所述第二輸出訊號。
5. 根據請求項1所述的接收器前端，還包括：基頻處理模組，被配置為差分地感應所述第一輸出訊號和所述第二輸出訊號，以消除來自阻抗匹配電阻器的噪聲並加强所述RF訊號。
6. 一種用於接收通過來自天線的RF電壓訊號和RF電流訊號表徵的射頻(RF)訊號的接收器前端，所述RF接收器前端包括：第一無源混頻器，被配置為向下變頻所述RF電流訊號，以提供第一向下變頻的訊號；第一跨阻抗放大器，被配置為在虛擬接地的第一求和節點接 收來自所述第一無源混頻器的所述第一向下變頻的訊號，並將第一增益施加於所述第一向下變頻的訊號，以提供第一輸出訊號；第二無源混頻器，被配置為向下變頻與所述RF電壓訊號對應的電流訊號，以提供第二向下變頻的訊號；以及第二跨阻抗放大器，被配置為在虛擬接地的第二求和節點接收來自所述第二無源混頻器的所述第二向下變頻的訊號，並將第二增益施加於所述第二向下變頻的訊號，以提供第二輸出訊號。
7. 根據請求項6所述的接收器前端，其中，所述第一增益基本上與所述第二增益成比例。
8. 根據請求項6所述的接收器前端，還包括：基頻處理模組，被配置為處理作為差分訊號的兩端的所述第一輸出訊號和所述第二輸出訊號。
9. 根據請求項6所述的接收器前端，還包括：基頻處理模組，被配置為差分地感應所述第一輸出訊號和所述第二輸出訊號，以消除來自阻抗匹配電阻器的噪聲並加强所述RF訊號。
10. 一種用於接收通過來自天線的RF電壓訊號和RF電流訊號表徵的射頻(RF)訊號的接收器前端，所述RF前端包括：主下變頻路徑，被配置為向下變頻所述RF電流訊號，以提供第一向下變頻的訊號並將第一增益施加於所述第一向下變頻的訊號；以及輔助向下變頻路徑，被配置為向下變頻與所述RF電壓訊號對應的電流訊號，以提供第二向下變頻的訊號，並將第二增益施加於所述第二向下變頻的訊號，其中，所述第一增益基本上成比例於所述第二增益和與所述天線關聯的源阻抗的乘積成比例。